CN101783601B - 一种基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型pwm整流器 - Google Patents

Abstract

本发明公开的基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，由五个模块组成，其中模块1由LC滤波器组成，模块2和模块4分别为晶闸管整流桥，模块3为两个独立控制的逆导型全控电子开关，模块5为带续流二极管的LC滤波器。该结构整流器的主要特点是采用两组晶闸管整流桥，将提供给晶闸管足够长的时间来由导通恢复到正向阻断状态；可以降低整流桥对晶闸管关断速度的要求。达到降低整流桥中桥臂的晶闸管的关断时间对整流器电路的工作频率限制，抑制网侧谐波的同时减小整流设备的开关器件的成本，并且不增加滤波器件的成本。

Description

一种基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器

技术领域

本发明涉及多相电流型PWM整流器，尤其是基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，属于电力电子功率变换技术领域。

背景技术

目前对电网侧的谐波含量有限制的中大功率三相PWM整流器大多采用三相PWM电压型整流器或三相PWM电流型整流器。

三相PWM电压型整流器为升压型电路，在要求供电电压低于电网线电压峰值的负载要求下，需要串联第二级直流变换电路来降压，这不仅增加了整体***的体积和成本，而且降低了电路的效率。三相PWM电流型整流器为降压型整流器，直流侧输出电压低于电网线电压峰值；但是整流桥内需要IGBT和快恢复二极管串联使用，因为IGBT的反向阻断能力差，需要二极管来承受反压，所以导通回路增加了两个二极管的导通损耗，降低电路的效率；另外每个下桥臂的IGBT需要一路辅助电源来驱动，加上上桥臂的IGBT的驱动电源，一共需要4路驱动电源；此外大功率的IGBT价格比相同电流电压耐量的晶闸管要高。

后来发展出使用晶闸管整流桥来代替IGBT整流桥的三相混合开关的PWM电流型整流器(申请(专利)号：200720109908.1)，再使用一个IGBT与晶闸管整流桥串联，来直接断开整流桥中晶闸管的导通电流，这样提供给晶闸管整流桥脉宽调制的能力；另外使用晶闸管可省掉快恢复二极管，提高了电路的效率；此外晶闸管可用脉冲变压器来驱动，所以只需一路辅助电源来驱动，再加上IGBT驱动电源，共只需2路驱动电源，从而简化了电路的驱动电路。

然而，使用混合开关虽能降低电路的开关器件的成本，但晶闸管较长的关断时间限制了电路的工作频率。因此，为了抑制网侧电流谐波以及减小直流侧电流的纹波，需要加大滤波器中电感和电容的体积和成本，故这种电路的整体优势并不明显。

发明内容

鉴于上述，本发明的目的是提供一种基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，以达到降低整流桥中桥臂的晶闸管的关断时间对整流器电路的工作频率限制，抑制网侧谐波的同时减小整流设备的开关器件的成本，并且不增加滤波器件的成本。而且能实现网侧功率因数接近1，输出电压可调。

本发明的基本思路是，利用双晶闸管桥的轮换工作，使需要换相的晶闸管至少有半个开关周期以上的关断时间，从而极大提升晶闸管电路的开关工作频率。

本发明的基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，相数M≥2，由五个模块组成，其中模块1由M组LC滤波器组成，模块2和模块4分别为晶闸管M相整流桥，模块3为两个独立控制的逆导型全控电子开关，模块5为带续流二极管的LC滤波器；

模块1的输入端分别连接到电网的M相各相进线，模块1的输出端分别连接到模块2和模块4的各相桥臂中点，模块1的M个滤波电容末端连接成中点O；

模块2正输出端与模块4正输出端之间连接模块3的第一逆导型全控电子开关、模块2负输出端与模块4负输出端之间连接模块3的第二逆导型全控电子开关，连接模块2正输出端的第一逆导型全控电子开关和连接模块2负输出端的第二逆导型全控电子开关的极性相反；

模块5正输入端接模块4正输出端，模块5负输入端接模块4负输出端，模块1的输入端和模块5的输出端分别为本发明整流器的输入端和输出端。

本发明中，组成模块1的M组LC滤波器可以是二阶LC滤波器，或是n级串联的2n阶LC滤波器，n≥2。

本发明中，模块5带续流二极管的LC滤波器可以为二阶LC滤波器，或是k级串联的2k阶LC滤波器，k≥2。

上述的第一逆导型全控电子开关和第二逆导型全控电子开关可以采用含有反向并联二极管的IGBT或IGCT或IECT。

本发明与现有技术相比，具有以下的优点：

1、提高混合开关电路分配给晶闸管由导通恢复到正向阻断状态的时间，从而降低了对晶闸管关断速度的要求，普通晶闸管也可应用到这个整流电路拓扑中。本发明的基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器中如使用快速晶闸管，其工作频率可从常规混合开关电路的2kHz左右，提升到8kHz左右，甚至更高。而且在提高工作频率的情况下仍能实现网侧功率因数接近1，输出电压可调。

2、基于混合开关的双整流桥电路与全可控PWM电流型整流器相比，也可工作在足够高的频率下，即相同的滤波元器件条件下，不仅降低开关管的成本，而且降低了导通损耗，提高电路的效率；此外驱动电路也得到简化。

附图说明

图1是基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器的电路原理图。

图2是组成模块1的M组n级串联的2n阶LC滤波器原理图，n≥2。

图3是组成模块5的k级串联的2k阶LC滤波器原理图，k≥2。

图4是全控型电子开关的极性定义。

图5是基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的电路原理图。

图6是三相电流型PWM整流器的空间电流矢量图。

图7基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的矢量周期内长矢量、短矢量和零矢量的序列图；

图8基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的电网工频周期内长矢量和短矢量对应开通的开关管图。

图9基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的脉宽调制模式波形图。

图10基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的动作模式一的波形图。

图11基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的动作模式二的波形图。

图12基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的动作模式三的波形图。

图13基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的动作模式一的等效电路图：

(a)扇区I区间[0，π/6)矢量周期中短矢量作用时的简化等效电路图；

(b)扇区I区间[0，π/6)矢量周期中长矢量作用时的简化等效电路图；

(c)扇区I区间[0，π/6)矢量周期中零矢量作用时的简化等效电路图。

图14基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的动作模式二的等效电路图：

(a)扇区I区间[π/6，π/3)第一个矢量周期中短矢量作用时的简化等效电路图；

(b)扇区I区间[π/6，π/3)第一个矢量周期中长矢量作用时的简化等效电路图；

(c)扇区I区间[π/6，π/3)第一个矢量周期中零矢量作用时的简化等效电路图。

图15基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的动作模式三的等效电路图：

(a)扇区II第一个矢量周期中短矢量作用时的简化等效电路图；

(b)扇区II第一个矢量周期中长矢量作用时的简化等效电路图；

(c)扇区II第一个矢量周期中零矢量作用时的简化等效电路图。

图16是基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的控制***的原理框图。

图17是基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的A相电压、电容相电压和相电流仿真波形图。

具体实施方式

参见图1，本发明的基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，由五个模块组成，其中模块1由M组LC滤波器组成，模块2和模块4分别为晶闸管M相整流桥，模块3为两个独立控制的逆导型全控电子开关T₁、T₂，模块5为带续流二极管的LC滤波器；

模块1的输入端md1_in1、md1_in2、…、md1_inM分别连接到电网的M相各相进线，模块1的输出端md1_out1、md1_out2、…、md1_out_M分别连接到模块2和模块4的各相桥臂中点md2_in1、md2_in2、…、md2_inM和md4_in1、md4_in2、…、md4_inM，模块1的M个滤波电容末端连接成中点O；

模块2正输出端P₁与模块4正输出端P₂之间连接模块3的第一逆导型全控电子开关T₁、模块2负输出端N₁与模块4负输出端N₂之间连接模块3的第二逆导型全控电子开关T₂，连接模块2正输出端P₁的第一逆导型全控电子开关T₁和连接模块2负输出端N₁的第二逆导型全控电子开关T₂的极性相反。第一、第二逆导型全控电子开关可以采用含有反向并联二极管的IGBT或IGCT或IECT，反向并联二极管起到逆导作用；

模块5正输入端P’接模块4正输出端P₂，模块5负输入端N’接模块4负输出端N₂，模块1的输入端和模块5的输出端分别为本发明整流器的输入端和输出端。图中P^*和N^*分别为模块5的正、负输出端。

本发明中，组成模块1的M组LC滤波器可以是二阶LC滤波器，也可以是如图2所示的n级串联的2n阶LC滤波器，n≥2，电感L_S1和电容C_S1组成的滤波器后面连接电感L_S2和电容C_S2组成的滤波器，最后由电感L_Sn和电容C_Sn组成的滤波器作为模块1的输出端。

本发明中，模块5带续流二极管的LC滤波器可以为二阶LC滤波器，也可以是如图3所示的k级串联的2k阶LC滤波器，k≥2，电感L_d1、L_d1’和电容C_d1组成的滤波器后面连接电感L_d2、L_d2’和电容C_d2组成的滤波器，最后由电感L_dk、L_dk’和电容C_dk组成的滤波器作为模块5的输出端，其中只要满足电感L_dk、L_dk’的串联等效电感能滤除高频谐波的效果即可，电感L_dk、L_dk’中任意一个可以是短路或者电感L_dk、L_dk’是使用相同磁芯的两个电感。在负载要求整流电路输出为电流源时，模块5中的滤波器可以是一个大的直流电感L_d即可，不需要直流电容C_d，或者直流电容C_d是小容量的滤波电容；如果负载要求整流电路输出为电压源，则模块5中的滤波电容C_d应该是大容量的储能电容；在使用多阶直流滤波器时对滤波电容C_dk也有同样的要求。

第一、第二逆导型全控电子开关T₁和T₂的极性定义为：当器件承受正向电压时，电子开关接正电压的端子为正端，接负电压的端子为负端，如图4所示。T₁和T₂的正端为阳极，负端为阴极，其正向导电(即电流从阳极流到阴极)受控制端控制，反向导电不受控制。

基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，通常情况是三相电路，即M＝3。

图5所示是基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的电路原理图。该整流器由五个模块组成，其中模块1由3组LC滤波器组成，模块2和模块4分别为晶闸管三相整流桥，两个晶闸管整流桥由晶闸管S₁₁～S₆₁和S₁₂～S₆₂组成，模块3为两个独立控制的逆导型全控电子开关T₁、T₂，模块5为带续流二极管的LC滤波器；

模块1的输入端A、B、C分别连接与电网交流电源的e_a、e_b和e_c连接，模块1的输出端A_md1、B_md1、C_md1分别连接到模块2和模块4的各相桥臂中点A_md2、B_md2、C_md2和A_md4、B_md4、C_md4，模块1的3个滤波电容末端连接成中点O；

模块2正输出端P₁连接模块3的第一逆导型全控电子开关T₁的正端，模块4正输出端P₂连接模块3的第一逆导型全控电子开关T₁的负端，模块2负输出端N₁连接模块3的第二逆导型全控电子开关T₂的负端，模块4负输出端N₂连接模块3的第二逆导型全控电子开关T₂的正端；第一逆导型全控电子开关T₁和第二逆导型全控电子开关T₂是含有反向并联二极管的IGBT或IGCT或IECT；

模块5正输入端P’接模块4正输出端P₂，模块5负输入端N’接模块4负输出端N₂，图中P^*和N^*分别为模块5的正、负输出端，连接到负载。

下面进一步说明该整流器的脉宽调制控制方式。

本发明的电流型PWM整流器使用调制双整流桥的电流型空间矢量方法来实现变流功能。

电流型空间矢量方法的基本原理是：设定电路的矢量周期，每一个矢量周期前要计算出这个矢量周期内两个有效矢量及其作用时间。有效矢量是指通过开通整流桥内不同相的一个上桥臂和一个下桥臂来连通电网中的某两相给负载供电；矢量作用时间是指上下桥臂开通的时间；零矢量是指没有电网给负载供电。

在三相***中应用的空间矢量方法一共有七个基本电流空间矢量，如图6所示，其中六个有效矢量分别是I₁(S₁S₆)、I₂(S₁S₂)、I₃(S₃S₂)、I₄(S₃S₄)、I₅(S₅S₄)、I₆(S₅S₆)，以及一个零矢量I₀；图中I^*为参考矢量；θ为当前扇区的相位角。如图6所示的基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器中，S₁表示导通晶闸管S₁₁或S₁₂；S₂表示导通晶闸管S₂₁或S₂₂；S₃表示导通晶闸管S₃₁或S₃₂；S₄表示导通晶闸管S₄₁或S₄₂；S₅表示导通晶闸管S₅₁或S₅₂；S₆表示导通晶闸管S₆₁或S₆₂。

为对本发明使用的空间矢量控制方法的表述方便，如图7所示，作了以下定义：在矢量周期T_s内有两个有效矢量和一个零矢量作用；在同一个矢量周期内使网侧通过整流桥输出的电压较大的矢量称为长矢量I_long，矢量作用时间为T_long；使网侧通过整流桥输出电压较小的矢量称为短矢量I_short，矢量作用时间为T_short；网侧不通过整流输出电压的矢量为零矢量I₀，矢量作用时间为T₀。图8所示，以π/3为一个扇区将一个工频周期[0，2π]分成6个扇区，每个扇区内指定两个有效矢量；如扇区I内指定有效矢量I₁和I₆。在一个扇区内区间[0，π/6)和区间[π/6，π/3)的长短矢量互换；如扇区I内区间[0，π/6)内I₆为I_long，I₁为I_short；在区间[π/6，π/3)内I₁为I_long，I₆为I_short。在扇区切换时，I_short要变换，I_long不变；如扇区I切换到扇区II，I_short由I₆变为I₂，I_long仍为I₁。其他各个扇区内的I_long和I_short对应需要开通的晶闸管如图8所示。

为实现单位功率因数运行，相电流和相电压同步运行，该电路通过三相电流型的空间矢量控制方式来产生需要的有效矢量，以及有效矢量的作用时间。

三相电网侧的电压如公式(1)表示：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_a=U_s\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ e_b=U_s\sin (\mathrm{\ωt}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ e_c=U_s\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中U_S为电网相电压的峰值。

对电网的三相电压采样，通过数字锁相环确定当前采用周期的相位角θ，再以π/3为一个周期对相位角θ取模数，得到的余数为当前扇区内的相位角θ’。

${\mathrm{\θ}}^{\′}=\mathrm{\θ}\mathrm{mod}\frac{\mathrm{\π}}{3}---\left(2\right)$

由式(3)和(4)来确定当前采用点计算出来各矢量的作用时间：

当0≤θ’＜π/6时，

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{long}}={\mathrm{MT}}_S\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}^{\′})\\ T_{\mathrm{short}}={\mathrm{MT}}_S\sin \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\\ T_0=T_S-T_{\mathrm{long}}-T_{\mathrm{short}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

当π/6≤θ’＜π/3时，

$\left\{\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{long}}={\mathrm{MT}}_S\sin \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\\ T_{\mathrm{short}}={\mathrm{MT}}_S\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-{\mathrm{\θ}}^{\′})\\ T_0=T_S-T_{\mathrm{long}}-T_{\mathrm{short}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

式中，M为调制比，T_S为矢量周期。

根据以上分析可知，由图8选取各矢量周期内的有效矢量，由式(3)和(4)计算出各矢量的作用时间，就能得到图9中各功率开关元件的门极驱动信号。在图9中e_a、e_b和e_c为三相交流电源，u_A’N’、u_B’N’和u_C’N’为滤波电容上的相电压，i_a、i_b和i_c为电源的三相的相电流，i_Sa、i_Sb和i_Sc为经脉宽调制生成的整流桥的输入电流，G₁₁～G₆₁、G₁₂～G₆₂、G_T1和G_T2分别为晶闸管S₁₁～S₆₁、S₁₂～S₆₂、第一、第二逆导型全控电子开关T₁和T₂的门极驱动信号。这里规定电流流入桥臂时电流方向为正，反之为负。

该整流电路的开关过程，共有三种换流模式。图10至图12分别为三种换流模式下的相邻两个矢量周期的工作波形。在图10至图12中包括e_a、e_b、e_c、u_A’N’、u_B’N’、u_C’N’、G_T1、G_T2的波形，以及各个需要动作的晶闸管的门极驱动信号。

动作模式一为半个扇区内的开关管换流过程，此时各矢量周期内的长短矢量都不变。图10以扇区I区间[0，π/6)内的两个矢量周期为例进行说明。

在t₀时刻矢量I₁作用，S₁₂、S₆₁和T₂导通，线电压U_A’B’对负载供电。具体电路导通模式如图13(a)所示。

在t₁时刻矢量I₆作用，给S₅₁和S₆₁驱动脉冲，同时导通T₁管，由于U_C’N’＞U_A’N’，S₁₂承受反压U_C’A’电流被换流到S₅₁；线电压U_C’B’对负载供电。相电流从A相切换到C相。具体电路导通模式如图13(b)所示。

在t₂时刻关断T₂管，S₅₁和S₆₁管电流断开；直流侧电感电流通过续流二极管D续流，并向负载供电，到t₃时刻矢量周期结束。T₁管在(t₂～t₃)内进行零电流关断。具体电路导通模式如图13(c)所示。

下一个矢量周期(t₃～t₄)的开关管开关顺序重复t₀～t₁。

在动作模式一中，晶闸管的关断时间对电路性能没有影响。矢量周期内相对上一个矢量周期的长短矢量不变时，其开关过程均如模式一所示。

动作模式二为扇区内区间[π/6，π/3)的第一个矢量周期开关管换流过程，此时长短矢量要互换。图11以扇区I的区间[0，π/6)的最后一个矢量周期和区间[π/6，π/3)的第一个矢量周期为例进行说明。

t₀时刻矢量I₁作用，S₁₂、S₆₁和T₂导通；t₁时刻矢量I₆作用，S₅₁和T₁导通，电流从C相流入负载；t₂时刻T₂关断，网侧不对负载供电，由储能电感给负载供电。t₂～t₃时间内T₁进行零电流关断。t₃时刻开始进入区间[π/6，π/3)；此时电网相电压e_a＞e_c。

在t₃时刻矢量I₆作用，导通S₅₂、S₆₁和T₂；此时S₁₂已在t₁～t₃时间内已经恢复到正向阻断状态；否则S₅₂无法导通。具体电路导通模式如图14(a)所示。

在t₄时刻矢量I₁作用，给S₁₁和S₆₁驱动脉冲，同时导通T₁管，由于U_A’N’＞U_C’N’，S₅₂承受反压U_A’C’电流被换流到S₁₁；线电压U_A’B’对负载供电。具体电路导通模式如图14(b)所示。

在t₅时刻关断T₂管，直流侧电感中的电流通过续流二极管D续流。T₁管在t₅时刻后进行零电流关断。具体电路导通模式如图14(c)所示。

动作模式二的换流过程存在每个扇区内区间[π/6，π/3)的第一个矢量周期；具体开关过程同以上分析。模式二的长短矢量切换过程保证在相电容电压发生变化后，空间矢量调制的切换过程仍能够正常进行。

动作模式三为扇区切换时短矢量变换的换流过程。图12为扇区I的最后一个矢量周期和扇区II的第一个矢量周期为例进行说明。

t₀时刻矢量I₆作用，S₅₂、S₆₁和T₂导通；t₁时刻矢量I₁作用，S₁₁和T₁导通，电流从A相流入负载；t₂时刻T₂关断，储能电感给负载供电。T₁保持开通。t₃时刻开始进入扇区II；此时电网相电压e_c＜0；I_short由I₆变为I₂。

在t₃时刻矢量I₂作用，给S₂₂和S₁₁驱动脉冲；由于T₂关断，S₂₂和S₁₁导通；线电压U_A’C’给负载供电。具体电路导通模式如图15(a)所示。

在t₄时刻矢量I₁作用，给S₆₁和S₁₁驱动脉冲，同时导通T₂；，由于U_C’N’＞U_B’N’，S₂₂承受反压U_C’B’电流被换流到S₆₁；负载电流流入电网B相。具体电路导通模式如图15(b)所示。

在t₅时刻关断T₁管，直流电感通过二极管D续流。T₂管在t₅时刻后进行零电流关断。具体电路导通模式如图15(c)所示。

动作模式三的换流过程存在每个扇区内的第一个矢量周期；具体开关过程同以上分析。模式三规定了扇区切换后短矢量变化的脉冲控制序列，保证了模块4中导通的晶闸管会在电容相电压的作用下关断。

根据动作模式一到动作模式三的脉冲控制序列，可以有效的保证电流型空间矢量控制会在基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器中正常执行。

工作时，将基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器与控制***相连，控制***如图16所示，包括微处理器、信号检测电路、门极驱动电路；微处理器的输入端与信号检测电路的输出端连接，微处理器的输出端与门极驱动电路的输入端连接，基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的模块1的输入端与信号检测电路的输入端连接，门极驱动电路分别与基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的模块2和模块4中的功率晶闸管和模块3中的第一、第二逆导型全控电子开关T₁和T₂的门极连接。

该控制***的工作原理是，一方面，信号检测电路通过检测网侧相电压e_a、e_b、e_c和相电流i_a、i_b、i_c信号，送入微机处理器进行运算，对其数字锁相计算后，得到功率因数角

转换为设定电流相位角θ₀的偏移量Δθ₀，送入相角控制PI调节器，得到设定电流相位角θ₀；信号检测电路通过检测直流电压E_d，送入微机处理器进行运算，转换为调制比的偏移量ΔM，送入电压控制PI调节器，得到调制比M。再根据上述式(2)～(4)可得到各个矢量周期的有效矢量作用时间，经微机处理器进行设置下个矢量周期的各个开关管的驱动脉冲序列，在设置的时间点自动发送驱动信号给门极驱动电路，再由门极驱动电路将门极驱动信号输入基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的各个开关元件，实现对整流电路中各个功率开关元件的控制。

电力控制***中由于应用基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器，在电流空间矢量控制方式下，以实现对基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的功率开关元件的控制，从而保持***的功率因数为1和恒定的直流电压E_d。

图17所示是基于混合开关的双可控整流桥的三相电流型PWM整流器的仿真波形图。

结合图5，***仿真参数为：工作频率为8kHz，输入相电压为220V，输出直流电压为400V，负载为100kW，网侧的交流滤波电感L＝225uH，交流滤波电容C＝200uF，直流滤波电感L_d＝600uH，直流电容C_d＝2000uF。

图17中，上曲线为A相电压波形、中曲线为A相电流波形、下曲线为A相电容电压波形。从图17中可以看出，***保持了单位功率因数运行，仿真研究与数学分析结果一致。

本发明可用在三相实现高功率因数直流电压可调的场合。比如：用于金属感应加热***，各种AC-DC-AC交流电机传动***。它符合国家的节能环保要求，能够低成本的消除无功功率损耗，同时实现了“绿色电源”，具有一定的社会效益。随着我国工业化的发展，特别是变频器的广泛应用和对新能源的开发，该专利符合这种日益增长的趋势，具有广阔的工业应用前景和潜在市场，可带来可观的经济效益。

本发明整流器克服了单整流桥的三相混合开关PWM电流型整流器的工作频率对晶闸管特性过分依赖的缺点，使普通晶闸管也可具有较高频率的PWM调制能力，并保持了该类型***的辅助电源少的优点，其电路拓扑简洁，昂贵的功率可控开关管少，成本低；空间矢量控制使电路中功率开关元件的开关次数最少，不仅使***的效率提高，而且便于控制。

Claims (4)

1.基于混合开关的双可控整流桥的多相电流型PWM整流器，相数M≥2，其特征在于：

该整流器由五个模块组成，其中模块1由M组LC滤波器组成，模块2和模块4分别为晶闸管M相整流桥，模块3为两个独立控制的逆导型全控电子开关(T₁、T₂)，模块5为带续流二极管的LC滤波器；

模块1的输入端(md1_in1、md1_in2、…、md1_inM)分别连接到电网的M相各相进线，模块1的输出端(md1_out1、md1_out_2、…、md1_out_ M)分别连接到模块2和模块4的各相桥臂中点(md2_in1、md2_in2、…、md2_inM和md4_in1、md4_in2、…、md4_inM)，模块1的M个滤波电容末端连接成中点O；

模块2正输出端(P₁)与模块4正输出端(P₂)之间连接模块3的第一逆导型全控电子开关(T₁)、模块2负输出端(N₁)与模块4负输出端(N₂)之间连接模块3的第二逆导型全控电子开关(T₂)，连接模块2正输出端(P₁)的第一逆导型全控电子开关(T₁)和连接模块2负输出端(N₁)的第二逆导型全控电子开关(T₂)的极性相反；

模块5正输入端(P’)接模块4正输出端(P₂)，模块5负输入端(N’)接模块4负输出端(N₂)，模块1的输入端和模块5的输出端分别为该整流器的输入端和输出端。

2.根据权利要求1所述的多相电流型PWM整流器，其特征在于：组成模块1的M组LC滤波器是二阶LC滤波器，或是n级串联的2n阶LC滤波器，n≥2。

3.根据权利要求1所述的多相电流型PWM整流器，其特征在于：模块5带续流二极管的LC滤波器为二阶LC滤波器，或是k级串联的2k阶LC滤波器，k≥2。

4.根据权利要求1所述的多相电流型PWM整流器，其特征在于：第一逆导型全控电子开关(T₁)和第二逆导型全控电子开关(T₂)是含有反向并联二极管的IGBT或IGCT或IECT。

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