CN1017746B - 位置绝对测量用电容型测试装置 - Google Patents

Abstract

位置绝对测量用电容型测试器，包括可相对测试轴位移的第一和第二支承构件(20，30)，位于构件20上的第一发射极电极排310，构件30上的第一接收极电极排201A/210B使该排与排310成相对电容耦合，位于构件30上的与排210A/210B排列成行的第二发射极电极排，各第二发射极电极电气连到相应的第一接收极电极，以使其间的偏移量是第二发射极电极相对于测试轴上的基准位置的预定函数。从而实现用同一电极排进行不同分辨力测量和高精度绝对位置测量。

Description

本申请是申请日为1987年3月26日，申请流水号07/030，346，07/031，049和申请日为1987年4月8日，申请流水号 859三份待审查专利申请的后续申请。

本发明一般地说涉及直线和角度测量用电容型测试装置，更具体地说，涉及用于进行位置绝对测量、电极排列有所改进的电容型测试传感器。

进行直线和角度测量的现有的许多电容型测试装置有两个支承构件或刻度尺，在它上面分别安装了不连续的电容性耦合电极排，两个支承构件或刻度尺可以彼此相对位移，两个刻度尺的相对位置由电极排导致的电容量特性的有效变化读数确定。典型的情况是将许多间歇信号加到电极排的一列电极上，并测量信号传递到另一电极排引起的信号漂移来测出电容量特性曲线。这种测试装置应用范围很广，从三维座标测试***和数控精密机器这样的大型测试装置，到便携式卡尺，千分尺及类似的这些小型装置。

尽管电容型测试装置已越来越普及，但是，由于存在一些缺点而限制了它更宽的应用。造成缺陷的主要原因是普通的电容型测试装置一般只能进行相对测量而不能进行绝对测量。也就是说，测量一般是读出刻度尺位置与基准位置的相对变化，它要求连续读出由电极排引起的电容量特性曲线的变化，这样可以计算出特性曲线的重复曲线。此外，多次相对测量要求在每次测试之前确定一个新的基准位置或零 位置。这就使这种装置的使用变得相当麻烦。

此外，彼此可以位移的相对测试装置的刻度尺的等级受能达到的信号处理速度的限制。一方面，如果刻度尺移动太快，会产生计数错误。另一方面，增大允许的刻度尺移动速度需要

的信号处理电路。这就使测试装置的价格明显增长。

刻度尺位置绝对测试的能力，也就是这些测量只根据刻度尺相应的最终测试位置，避免了上面所讨论的各种问题。在测试装置的装配过程中可以设置刻度尺的基准点或零点，这就不需要在随后进行的测试过程中调整位置的基准点。由于只需要检测出刻度尺最终测试位置处的刻度尺电极间的电容量特性曲线，因此刻度尺位移速度不受任何限制。此外，只有测试最终位置时才需接电源，这就大大降低了电耗，甚至可以用小功率电源，例如可采用太阳能电池。

本发明人以前开发的一种可以进行绝对测量的电容型测试装置示于美国专利4420754号（“754专利”）的图10和11中。该装置利用并排的关系排列隔开的发射极/接收极的第一对和第二对电极排。在每一排对中，发射极电极的间距与接收极电极的间距关系是相同的，但是在两个排对中，相应的发射极/接收极电极间距离稍有不同。两个隔开的N相信号加到两个排对的相应发射极电极上，并且（通过相连的传输和检测电极）从每一排对的相应接收极电极得到两个独立的信号V₁和V₂。绝对测量是通过测量两个信号V₁和V₂之间的相位差获得。

然而，754专利的测试装置的实用性有限。例如，由于绝对测量值的计算是以两个独立的测量为基础，两种测量中的轻微误差累积均能引起大的位置测量误差。因此，为了得到精确的绝对位置测量， 相应的信号处理电路必须具有精确匹配的性能特征。此外，如果两个测量不能同时精确地进行，甚至在两次测量之间支承构件彼此相对有很小的位移也会引起位置测量的很大误差。

此外，754专利的测试装置中，两对分开的电极排的实际要求限制了它在必须有袖珍尺寸的手动测试工具中的应用。由于要求双重的信号处理电路，使功耗增大，从而进一步限制了它在便携式测试装置中的应用。

按照本发明的电容型测试装置，克服了现有技术中存在的这样和那样缺陷。它包括彼此能相对移动的第一和第二支承构件，而且至少有一个支承构件能相对于测试轴移动;安装在第一支承构件上与测试轴成一直线的第一发射极电极的一个排;安装在第二支承构件上与测试轴成一直线的第一接收电极的一个排，这样，第一接收极电极排的不同部分与第一发射极电极排的电容性耦合是取决于支承构件的相对位置，安装在第二支承构件上与第一接收极电极排排列成一相对直线的第二发射极电极的一个排。第二发射极的每个电极与相应的一个第一接收电极成电气连接，以使对相应的第一接收极电极的偏移是由第二发射极电极的位置相对于测试轴的基准位置的预定函数总量确定，测试装置有利的是还包括位于与第一发射极电极排成一直线的，在第一支承构件上的第二接收极电极仪表，用于读出电极偏移。

按照本发明的另一种形式，第二发射极电极占据了空间范围，在它上面第二发射极电极与第一接收极电极间的电极偏移程度随一预定量变化，确定第一测试范围;测试装置还包括位于与第一接收极电极成一直线的第二支承构件上的第三发射电极排，而且第一接收极 的至少一组电极与相应的第三发射极的至少一组电极分别成电气连接，第三发射极至少一组电极中的每个第三发射极电极与相应的第一接收极电极之一成电气连接，以使其与相应的第一接收极电极的偏移是由第三发射极电极位置相对于第三发射极至少一组电极的中心位置的预定函数总量确定，这样，在第三发射极至少一组电极上的电极偏移程度是随上述的预定量变化。第三发射极电极的至少一组占据的空间范围，确定第二测试范围小于第一测试范围。有利的是，测试装置也有位于与第一发射极电极排成一直线的第一支承构件上的第三接收极电极仪表用于读出第三发射极至少一组电极中的第三发射极电极与相应的第一接收极电极之间的电极偏移。

按照本发明的另一种形式，第一接收极电极彼此相对于测试轴由规定的精确波长W_f的间距Pr₁隔开，而且第一发射极电极的至少一组由N个相邻的电极确定，此处N是大于2的整数，至少一组第一发射极电极确定发送波长W_t，每一组中的第一发射极电极位于组内，以便分别占据间隔距离大于一个波长W_f的预先确定的组的位置，这样，每一组的位置与不同的一组相对位置对应，不同的一组相对位置是一组相对精确波长的位置，它是将发射波长W_t按精确波长分成间隔得到的，并且每个间隔分成N个相等段。此外，测试装置的优点是包括激励信号仪，它将N个周期变化的激励信号选择性地加到每个第一发射极电极组相应的电极上，这些电极是根据每个第一发射极电极组中发射极电极彼此相对的位置顺序按第一序列连接以及根据安排相应的第一发射极电极组位置的相对精确波长段位置顺序按第二序列连接。

按本发明的另一形式，第二和第三接收极电极仪器分别产生附加 的第一和第二输出来响应加于第一发射极电极阵列上的激励信号;同时测试装置还包括信号处理装置，用来选择性地组合相应的第一和第二输出，以产生一个测试信号，它与第二/第三接收极电极装置为细长的无变化的平面形结构所产生的信号相等。

用以下的最佳实施例详细说明本发明的这些和另外一些特征以及本发明的优点。

将结合附图说明最佳实施例。附图中的相同元件在所有的图中用同一数字标注。

图1是按本发明构成的绝对测试卡尺的第一种最佳实施例的部分原理图，部分示意图。

图2A是按本发明构成的一种传感器的第二种实施例的一部分的局部顶视图。

图2B是图2A所示传感器另一部分的局部顶视图。

图3是按本发明构成的一种传感器的第三种实施例的一部分的局部透视图。

图4是按本发明构成的一种绝对测试卡尺的另一实施例的示意图的一部分。

图5是按本发明构成的卡尺的测试电路部分的一个典型实施例的原理方框图。

图6是图5的测试电路中包括的传感器激励信号发生器用的控制信号关系表。

图7是图5所示测试电路中包括的传感器输出信号组合器用的控制信号关系表。

图8A-8E是图5所示测试电路中包括的用微处理机控制器进 行的程序方框图。

图9是相对于响应由图5所示测试电路产生的组相位激励信号组合而引起的传感器输出测试轴的空间关系曲线。

本发明将被作为便携式和手动式直线测量卡尺中的器具进行描述。但是，本行业的普通技术人员将会认识到，本发明不仅仅限于这些测试装置，也能在进行直线和角度两者测量的大型和小型测试装置的一个很大范围内应用。

按本发明构成的电容型直线绝对测试卡尺10的实施例示于图1-2中，它适合于测试位置的低分辨力、中分辨力和高分辨力（近似、平均、精确分辨力）的绝对测试，从而使得有可能在一个宽的测量范围内得到高精密度绝对测试。卡尺10主要包括一个电容性传感器12，电子测试仪100，用它将电激励信号加到传感器12上并处理由传感器12产生的总的输出信号，以确定一个给出的测试位置。传感器12包括一个直线第一刻度尺或支承构件20，和安装在支承构件20上的可滑动的直线第二刻度尺或支承构件30，以便相对构件作纵轴移动，从而限定了一个测试轴X。照惯例，有利的方式是能将对所制物体量纲测试的多个延伸卡尺臂（未画出）装备在支承构件20和30上。支承构件20和30之间的间隙大小约为0.05毫米（0.002吋）较为有利。

有七个电极排位于相应的支承构件上，它们彼此分别相对，与测试轴及相应的卡尺臂成一直线，通常标注成210A，210B，220A，220B，310，320A，320B。如下进行的详细说明，许多周期性变化的信号按预先规定的顺序加到电极排310上，由电极排320A和320B的不同电结构产生的信号依据测 试类型（近似、平均或精确）读出。此外，为了说明方便，分别将排310电极称为第一发射极电极，排210A和210B电极称为第一接收极电极，排220A和220B电极称为第二和第三发射极电极，而排320A和320B电极称为第二和第三接收极电极，在从排310到排320A和320B的信号传输中，与电极排的相应函数相符合。

位于支承构件20的第一接收极电极排210A和210B是相同的交错阵列，它们最好的结构如所示的那样，用两行隔离开的、具有同样一致几何形状的第一接收极电极212A和212B交错构成。电极212A沿测量轴以彼此相同的距离Pr₁隔开（相应端到相应端的距离），而电极212B也同样以相同的距离Pr₁沿测量轴相互隔开，所说距离Pr₁限定了所需的第一接收极电极波长Wr₁（刻度或精确波长W_f）。

位于支承构件30上的第一发射极电极排310最好包含一行隔离的第一发射极电极312，该电极312与电极排210A和210B相对设置，并与电极排210A和210B排成一条直线以便使电极排210A和210B的各个部分按照支承构件20和30的相对位置成电容性耦合。

让相应的电极排310和210A/210B中的电极相对隔开有几个原因。按照本发明进行的低分辨力测试是将N周期变化的激励信号按数字顺序加到N组第一发射极电极312上，此处N等于3或大于3，使其在发射极波长Wt₁内建立一个具有预定变化电压的电场，Wt₁相当于第一发射极电极组的间距Pg（相邻电极组中先导电极之间边与边间的距离）。第一接收极电极排210A/210B 相对于第一发射极电极排310需要的电极密度应充分满足在一个发射极波长Wt₁范围内对第一发射极电极取样，其结果是电容性耦合于第一发射极电极排310的第一接收极电极排210A/210B的一部分上的电压分布，与第一发射极排上的电压分布基本上是相同的。因此，第一接收极电极排210A/210B中的电极分布密度在相当于发射极波长Wt₁的距离内应至少有三个电极212A/212B。第一发射极电极312的间距Pt₁由所需的精确波长W_f部分确定，并要求至少三个第一接收极电极212A/212B位于发射极波长Wt₁内。

为了用相同的电极排和信号处理电路做精确测试，第一发射极电极312位于每一电极组中，以分别占领N组位置，每组位置代表一个不同的相对精确波长段位置，这些波长段位置是将发射波长Wt₁分成许多相对于精确波长W_f的间隔而得到的，并将每一间隔分成N个相等段。第一发射极电极这种排列允许单个发射极电极的测试方位宽度比刻度波长明显增大。关于这些内容，在申请人的题为“具有改进的测试元件排列的电容型测试传感器”的待审查美国专利申请中进行了更充分的讨论，这份待审查美国专利申请在此列入参考文件中。

如图2A所示，每一组中相应的第一发射极电极312最好用连接件314使其相互电连接，同时终端电极组中的一组电极312与相应的传感器输入接头316相连用来将激励信号按照信号连接到接头316上的顺序在予定顺序上加到每一电极组中的相应电极312上。

参看图1-2，位于支承构件20上的第二发射极电极排220A包括如图所示的一行隔离的第二发射极电极222A，它与 在一面的电极排210A相邻并与电极排210A成一直线。第二发射极电极222A的每一电极通过连接电极224A电连接到接收极电极212A的一个相应电极上，这样，每一个第二发射极电极222A从相应的第一接收极电极212A相对测试轴的空间偏移或位移的大小为Dc（X），Dc（X）是第二发射极电极222A的相对于测试轴（没画出）上的基准位置R_c的预先确定的位置函数;而且，发射极电极222A与相应的接收极电极212

之间的偏移不会由于在预定的最大近似测试范围或波长W_c（未画出）内发射波长Wt₁的超出量而改变。电极偏移程度最好是一线性函数，它随第二发射极电极222A相对于基准位置的距离增大而增大，但是，人们会发现电极偏移与第二发射极电极相对位置之间的关系可能是任何所希望的非线性函数。第二发射极电极222A相互间最好由相同的间距Pt₂隔开，间距Pt₂与间距Pr₁不同，如所示的那样，在电极偏移和第二发射极电极相对位置之间提供一个直线性关系。就这种排列而言，偏移程度D_c（X）有如下的关系：

D_c（X）＝（Pt₂-Pr₁）f（X）

f（X）＝X/Pr₁

D_c(x)=( (pt₂-pr₁)/(pt₂) )x

式中X代表第二发射极电极离开基准位置的距离。

还会发现，与电极偏移程度有关的基准位置R_c有可能被安置在卡尺近似波长W_c的一端，如图1和2所示实施例，也有可能被安置在卡尺近似波长W_c的中间位置，如图3所示实施例。将会发现，在图1和2的排列中电极偏移程度对每对电极是唯一的，而在图3所示的 排列中，对称地放置在相应的基准位置R_c上的第二发射极电极其偏移程度相同，但是在相对于测试轴的相反方向上，如所示的那样。因此，在图3的实施例中，偏移D_c（X）在+ 1/2 发射极波长Wt₁和- 1/2 波长Wt₁之间变化。图3所示的对称偏移结构的优点是限制了最大偏移D_c（X），它使连接电极224的斜度和长度减小，因此制造容易。

位于支承构件20上的第三发射极电极排220B包括如所示的那样，一行隔离的第三发射极电极222B在与第二发射极电极排220A相反的一边上的第一接收极电极排210B相邻，并与210B相对成直线。接收极电极排212B通过连接电极224B与相应的发射极电极组222B电连接，如所示的那样。在每一组相互连接的第一接收极电极和第三发射极电极组中，第三发射极电极222B从毗连的第一接收极电极212B空间偏移，它们与第一接收极电极的连接方式与第二发射极电极222A和第一接收极电极212A的连接方式相同，即每组中的偏移D_m（X）量是第三发射极电极222B位置相对于电极组中测试轴上基准位置R_m的预定函数（线性或非线性）。测试距离中，偏移D_m（X）的变化，即被每组第三发射极电极222B复盖的平均波长W_m等于发送波长Wt₁。如图所示的那样，该组基准位置R_m最好位于每组的中心，而每一组中的偏移D_m（X）在+ 1/2 发射极波长Wt₁和- 1/2 波长Wt₁之间，对称于所说的基准位置变化。另外平均波长的长度最好应当是发射波长的整数倍。该电极组按等于平均波长W_m的间距重复。

近似波长W_c最好是平均波长W_m的整倍数，平均波长W_m应该是精确波长W_f的整倍数。此外，平均波长W_m的长度应是发射机极长Wt₁的整倍数。近似测试需要确定位于平均波长上的测试位置，而平 均测试需要确定位于精确波长上的测试位置。因此，平均测量的精度必须超过一个精确波长，而近似测量精度应超过一个平均波长。

此外，近似波长W_c，平均波长W_m和精确波长W_f之间的关系应进行选择以得到一个好的精确度。例如，在图2的实施例中，N＝8，W_c＝40W_m，W_m＝40W_f，对于1/320近似测量和平均测量的内插分辨力将允许近似测量在平均波长的1/8内确定测量位置，而平均测量将可能在1/8精确波长内确定测量位置。这对小于一个波长的最大允许误差是一个非常好的限度。实际设计中W_f＝1.024毫米，精确的内插分辨力是W_f/512，或2微米。总绝对测量范围是40×40×1.024毫米＝1638毫米＝1.64米，在整个范围内的分辨力是2微米。

第三发射电极222B最好是用间距Pt₃均匀地彼此隔开，这样，第三发射极电极的偏移D_m（X）是电极组中电极相对位置的线性函数。正如图1和3中分别所示。间距Pt₃可以是一组第三发射极电极复盖的距离（平均波长W_m），它小于（图1）或大于（图3）与第三发射极电极连接的第一接收极电极212B组复盖的距离。在图1的排列情况下可以看到，每个第一接收极电极212B均可以接到相应的第三发射极电极222B上，但并不是每个第三发射极电极均能接到相应的第一接收极电极上。也会发现图3中的排列情况正好相反。至少在图1的排列情况下，发现哪些没有接到接收极电极212B去的发射极电极222B′应接到接地导体225上（图2）。

位于支承构件30上的第二接收极电极排320A最好包括结构形状互补的两个第二接收极电极322A、322A′，这两个电极相邻，与第二发射极电极阵列220A相对着排成一条直线。正如 所示，电极322A，322A′有一长的相对于测试轴周期性变化的形状，电极322A，322A′的有效长度是发射极波长Wt₁的整倍数。从信号处理的观点看，电极有一正弦形变化形状，最好是图1所示形状。但是，如图2所示的三角形或矩形也可以用。图4中示出的是一种矩形形式，其中第二接收极电极阵列320包括一行隔离的矩形电极324，它位于支承构件30上，与第二发射极电极排220A相对着成一直线。正如所示，电极324有相等的间距，并交替按正和负输入信号连接到处理电路104。因此电极324总起来说相对于测试轴，随予定的波长Wr₂有一周期性形状，这在下面会更充分说明。

当N个逐渐增大的不同周期变化的信号（或如下所讨论的信号的一组组合）按数字顺序根据电极组中相应电极各自的物理位置加到N个第一发射极电极312的每一组上。在第一发射极电极312上的总电场分布具有波长Wt，并且该电场分布是电容性耦合到第一接收极电极212A上，然后通过连接电极224电容耦合到第二发射极电极222A，沿支承构件20的偏移D_c（X）是根据每个第二发射极电极的距离从基准位置R_c变化。第二接收极电极322A和322A′（324）的几何结构，当电极的输出不同地连接时，作为空间滤波器检测电场分量，该电场分量取决于第二发射极电极偏移D_c（X），正如上面所述，由于偏移与支承构件20上的预定基准位置的关系，偏移与支承构件上的相对位置有关。在最佳实施例中，偏移D_c（X）是一线性函数，这用第二接收极电极构形很容易实现，即使其有一周期或接收波长Wr₂，这样，检测波长为一个发射极波长Wt₁的电场分量校正第一接收极电极212A和第二发射极电极 222A之间的间距差。简而言之，确定了第二接收极电极的形状就能显示出与发送波长有下列关系的接收波长Wr₂上的电场曲线：

Wr₂＝Wt₁（Pt₂/Pr₁）

与电极排320A同样地构成第三接收极电极排320B的形状，并使320B与第三发射极电极排220B相对着排成一条直线。实际上，排320B的第二接收极电极322B的形状类似排320A的电极，这就能显示出在接收波长Wr₃上由第三发射极电极222B产生的电场曲线，接收波长Wr₃与发射波长有如下关系：

Wr₃＝Wt₁（Pt₃/Pr₁）

如图3所示，最好用第一接收极电极212的单个排210代替图1所示的双排210A和210B。在图3所示的实施例中，第二发射极电极220A接到第一接收极电极212的一端，而第三发射极电极220B接到第一接收极电极212的相对一端。此外，如图1所示，第一接收极电极最好是正弦形结构，这样，电极间的空间形成一个基本上是全波形的正弦形曲线且平行于测试轴展开。

在精确测试模式中，第二接收极电极322A和322A′的输出接头电气连接在一起，因此，电极排320A有效地起到在整数倍发射极波长Wt₁内展开的单个矩形电极的作用。同样地，第三接收极电极322B，322B′的输出接头电气连接在一起，也形成一个有效的单个矩形电极320B在整数倍发射极波长上展开。从第一接收极电极312通过第一接收极电极212A和联结的第二发射极电极222A耦合到组合的第二接收极电极320A的信号将是周期性变化的，该变化是支承构件20和30之间的距离相对于两个支承构件上的基准位置的函数，其波长等于第一接收极电极排210A 的波长Wr₁。

同样地，从第一发射极电极312通过第二接收极电极212B和联结的第三发射极电极222B耦合到组合的第三接收极电极320B的信号是同样的周期函数，其相位比组合的第二接收极电极

产生的信号相位相差180度。

第一发射极电极和第二/第三接收极电极320A/320B的精确结构形状之间的这些信号传递函数形状取决于第一发射极电极和第一接收极电极的形状。如果相应的电极是矩形，那么对于支承构件20和30之间的小间隙来说，传递函数是一复合的三角形波形，并随间隙增大而变成正弦形。将第一接收极电极做成正弦形，如图1所示，获得的正弦形传递函数与支承构件之间的间隙大小无关。

对第一发射极电极的第一个电极，上述的精确型传递函数T_f1可以用数学式表示为：

T_f1＝C_f0+C_fSin（ (2πx)/(wf) ）

式中C_f0＝恒定电容量，C_f＝可变电容量的范围。

对第一发射极电极的第二个电极，离开所述的第一发射极电极的第一个电极的距离为d（在X轴测试方向），精确模式传递函数T_f2能用如下d相对于T_f1传递函数的函数来表示：

T_f2（d）＝C_f0+C_fSin（ (2π(x-d))/(wf) ）

如上述的和申请人所述的作为参考的待审查的申请中所述的那样，选择第一发射极电极之间的间距为d，在一组N个电极组中，第一发射极电极被分布在几个精确波长W_f内，并在一组第一发射极电极中的第一个电极与第n个电极之间的间距d_n可以确定为：

d_n＝n（W_f/N）+（M_n）（W_f）

式中M_n是一个相应于刻度波长间隔的整数，电极组中第n个电极被安置在其中。

就精确测试而言，系数M_n可以是任何整数，因为：

Sin（V+M

）＝Sin

假如M＝整数。

因此对于第一发射极电极在电极组内的每一“相位”位置的传递函数能与M无关的定义为：

T_n＝C_f0+C_fSin〔2π

〕

这说明在一组电极中，N个第一发射极电极

“相”具有正弦形传递函数的电极，它们相互间的相对“相位移”为360/N度。

在近似和平均测试模式中，第二和第三接收极电极的输出连接不同，即被处理的近似测试信号不同于来自第二接收极电极322A和322A′的信号，被处理的平均测试信号不同于来自第三接收极电极322B和322B′的信号。特别提及近似测试模式（平均测试模式的说明是类似的），为了构成第二接收电极情况，用正弦形分割线使之互相隔开，如图1所示，第二发射极电极

和第二接收极电极322A之间的电容量是支承构件之间相对位移X的函数：

C′（X）＝C_c0+C_cSin（2π（ (X)/(Wr₂) - (n)/(N) ）〕，

式中C_c0＝一个恒定电容量，C_c＝电容量的可变范围。

对于互补的第二接收极电极322A′，相应的电容量函数为：

C″（X）＝C_c0-C_cSin〔2π（ (X)/(Wr₂) - (n)/(N) ）〕

微分组合电容量函数得到

C（X）＝C′（X）-C″（X）＝2C_CSin〔2π（ (X)/(Wr₂) - (n)/(N) ）〕

信号从第一发射极电极312的第一个电极通过第一接收极电极212A和第二发射极电极222A，到第二接收极电极322A，322A′的传递函数是一个由第一接收极电极产生的精确波长调制的组合函数，上面确定的电容量函数为：

T_c1（X）＝〔C_f0+C_fSin（ (2πX)/(Wf) ）〕〔C_c0+C_cSin（ (2πD(x))/(Wc) ）〕-〔C_f0+C_fSin（ (2πX)/(Wf) ）〕〔C_c0-C_cSin（ (2πD(x))/(Wc) ）〕＝〔C_f0+C_fSin（ (2πX)/(Wf) ）〕〔2C_cSin（ (2πI(x))/(Wc) 〕

与前述的第一发射极电极的第一个电极相隔N/2个相位位置的第一发射极电极中的第二个电极将同时具有翻转的精确和近似正弦函数，并且第二个接收极电极的传递函数是：

T_c2（X）＝-〔C_f0-C_fSin（ (2πX)/(Wf) ）〕〔2C_cSin（ (2πD(x))/(Wc) ）〕

将一个与加到第一发射极电极的第一个电极上的信号相反的信号加到第一发射极电极的第二个电极上，由于两个第一发射极电极的组合产生下列的总传递函数：

T_c（X）＝T_c1（X）-T_c2（X）＝4（C_f0）（C_c）（Sin（ (2πD(x))/(Wc) ））

组合的传递函数与第一接收极电极的精确波长调制无关，只与第一接收极电极212和关联的第二发射极电极222A之间的偏移 D（X）有关，可以用这种函数关系进行近似的位置测试。

从上述的情况可以看出，可以用本发明的传感器电极排列作空间滤波器，其滤波功能是容易通过第二接收极电极输出的不同电气连接改变它的几何形状来变换的，从而得到传感器几何形状所需要的部分（或者第一接收电极精确波长的调制，或者是在表征偏移D（X）的第二发射极电极上已调制的发射极波长信号分布），并去掉其它部分。

如上所注意到的，第二和第三接收极电极322A，322A′，322B和322B′可以有不同的形状，其结果是每一电极排的关联电极之间的分隔线可以是除正弦形外的其它形状，如三角形或矩形。这样交替的电极排列也可以提供上述所需的空间滤波功能，且通常只需第二发射极电极与第二接收极电极间的传递函数满足下列条件：

C（X）＝C（X-W_r2/2）

还会发现，相应的传感器输出信号波形相对于基准位置的空间位置也与传感器支承构件20和30相互间的相对位置有关，它是使用测量瞬时信号相位漂移确定测试位置，能实现的基本关系。

按照本发明，根据所说的原理，由至少一个低分辨力测试和一个高分辨力测试的组合导出绝对位置测试。最好采用一个低分辨力测试、一个中分辨力测试和一高分辨力测试的组合来获得在扩大的测试范围内的精确绝对测试。将激励信号按予定的顺序或相位组合加到第一发射极电极和相连的第二/第三接收极电极上以按不同的测试模式提供合适的空间滤波的方法，从相同电极阵列获得多级测试。第一和第二/第三发射极电极的几何排列是使它有能获得N个分布的相位位置作为有精确波长的电容量函数;并能获得也具有延伸在几个精确波长上的较长波长的N个分布相位位置，同时它分别通过第一接收极电极和 第二、第三发射极电极间的相应偏移D_c（X）和D_m（X）传送近似和平均位置的信息。

上面讨论的不同传递函数主要是电容量函数，对每种测试模式（近似、平均、精确）在每一测试波长W_c、W_m、W_f中的绝对位置可以用许多不同的已知的电容性位置测试电路来测量。例如包括申请人前面提到在此作参考资料的待审查专利申请中的电路和申请

面提到在此参考的美国专利4420754号中所说的电路。这些电路是基于采用不同相位位置的周期性信号连续激励发射极电极，使其均匀分布在N个输入上，并

于测量所

的合成信号相对相位位置的接收机和计算电路能在以下限定条件内很方便的被使用：

a）如果选择的传感器电极的几何形状对所有的测试模式采用相同的激励信号顺序连接，近似、平均，精确测试能用上述种类的三个并联电路同时进行，并从这些测量的输出数据中能够计算出绝对位置值。

b）如果选择的传感器电极的几何形状对精确、平均/近似测试要求不同的激励信号连接顺序，则在测试模式之间必须按时进行多次测量。

c）如果近似、平均、精确三种测试模式是通过同样的测试电路依次多步进行，则必须允许有足够的时间使每一种测试模式使信号在取得测量值之前获得稳定状态条件（允许在滤波器和积分器中的时间恒定）。

电子测试仪100的最佳实施例示于图5中，它的优点是比前面提到的连续信号相位测试方法快，在测试模式之间通过一公共电子测试电路重复测试，而在三个模式之间不需要调整时间。通常，图5中 的测试仪用双等变率（dual-ramp）模-数（A/D）变换方法测量每一测试模式中激励信号的不同“组相位”组合产生的传感器输出信号比。

为了更清楚起见，下面的说明将涉及一个典型实施例的传感器12，这种传感器的电极形状如图2所示，具有下列参数：

波长：W_f＝1.024毫米

W_m＝40W_f＝40.096毫米

W_c＝40W_m＝1638.4毫米

第一发射极电极间隙P_t1＝5/8

激励信号“组相位”组合数N＝8

N个第一发射极电极构成的每组电极的激励信号连接顺序：

近似/平均测试模式：1-2-3-4-5-6-7-8

精确测试模式：1-6-3-8-5-2-7-4

如图5所示，电子测试仪包括一个微处理机控制器110，用于控制其他部分的工作，并对组合测试数据作必要的计算;一个传感器激励信号发生器120，用于产生激励信号400的预定组相位组合响应由控制器110产生的控制信号112;一个传感器输出信号组合器130响应于控制器110产生的控制信号113，用于选择性地连接第二接收极电极排320A的输出410和第三接收极电极排320B的输出420，以不同的组合得出总的传感器输出信号430，按测试模式进行随后的处理。这在下面要更充分讨论，一个双等变率A/D变换器140响应于控制信号114，用于转换成对依次合成的输出信号430的幅度比，它表示通过传感器的不同传输路径对于时间间隔T用控制器110可以从每种测试模式中的位置测 量导出;显示器150响应由控制器110产生的输出信号115，用于显示控制器110计算出的位置数。

如图5所示，传感器激励信号发生器120最好包括一个时钟脉冲振荡器122，以产生频率为f₀的高频矩形波时钟脉冲信号123;和一个调制器128产生翻转的和非翻转的信号123的预定的指令顺序（即组相位组合）作为传感器激励信号400。时钟脉冲频率f₀最好选择成使每个时钟脉冲周期与由所需精确波长分辨力的增量表征的相位漂移相符。正如所示，调制器128最好包括N个异-或逻辑门128-1至128-8构成的一个排，每个门有一个输入连接在时钟脉冲信号123而另一个输入连接到与控制器控制信号112响应的只读存储器126（ROM1）产生的门控信号127-1至127-8，如表6所示，控制信号112最好是四位二进制字，其数量由毕特U，V，W和F/MC决定，确定了ROM1输出127-1至127-8的16个不同组相位组合，8个用于高分辨力（F）测试模式（毕特F/MC＝1），8个用于低分辨力（C）和中分辨力（M）测试模式（毕特F/MC＝0）。（正如本行业普通技术人员所了解的，当门控信号127是低时（0），相联的门128产生的激励信号为时钟脉冲信号123，而当门控信号是高的（1）时，产生的激励信号相对于信号123翻转）。

如图5所示，激励信号发生器120产生的相应激励信号400最好以固定的连续的数字顺序接到相应的传感器输入接头316-1至316-8上，有N个电极的每一组中的第一发射极电极被分别接到传感器输入接头上，其连接是按照电极在电极组中的物理排列的相对顺序而与电极组占据的相对精确波长段（相位）位置的顺序相反。 简言之，第一信号400-1加到每组中第一发射极电极312-1，第二信号400-2加到每组中第二发射极电极312-2，按此方式，将第N个信号400-N加到每组中的第N个发射极电极312-N上。因此，在近似、平均测试模式中，各种组相位组合是由四个连续的不翻转的和四个连续的翻转的激励信号顺序构成，由于加上未翻转的和已翻转的信号的电极在每组中使一个电极组相位位置依次的从一个组相位组合移至下一个。这就是说，对图6所示的组相位组合K＝1，用未翻转的激励信号馈入传感器输入接头

至316-4，而已翻转的激励信号馈入接头316-5至316-8。对下一个相继的组相位组合（K＝2），使未翻转的信号馈入接头316-2至316-5，而翻转的信号馈入316-6至316-1;依次继续进行。

比较起来，在精确测试模式中，因为在所说例子中采用的电极几何形状，所以必须将激励信号400的相同组相位组合按在电极组中每个电极的相对相位位置（精确波长段位置）加到每一组中的第一发射极电极上。激励信号发生器输出400固定连接到传感器输入接头，这就需要产生第二次校准组相位组合，如图6所示，精确模式对每个输入接头316与相对精确波长段位置关系反映如下：

接头号    电极段位置

316-1    1

316-2    6

316-3    3

316-4    8

316-5    5

316-6    2

316-7    7

316-8    4

可发现较为有利的是激励信号发生器120的输出400通过可控接口电路交替的接到传感器输入接头316，可控接口电路确定加到输入接头上的相应激励信号在电路中的顺序，在这种情况下，只需对激励信号的组相位组合校准。还可发现，对其它传感器电极几何形状，例如N＝8，W_t1＝9W_r1，在每组中第一发射极电极占据的相对精确波长段位置顺序是增大数字顺序1-2-3-4-5-6-7-8，因此，在近似/平均测试和精确测试两种情况下能采用相同的组相位组合的校准。

如图5所示，传感器输出信号组合器130最好包括一个电子转换网络，通常标注成132，响应由只读存储器134（ROM2）产生的二进制转换控制信号133，根据两位字控制器信号113指示测试模式，和一个接到转换网络132输出上的微分放大器电路136，并产生一个作为输出的总的传感器输出信号430。如图所示，转换网络132有四个输入接头A、B、C、D，它们分别接到传感器输出410和420上。开关S11、S12、S13、S14、S21、S22、S23、S24、S25和S26响应控制信号133，如图7所示，当相应的控制信号是高位时（图7中的“1”），这些开关是在图5所示的上位（例如开关S11），当相应的控制信号是低位时（图7中的“0”），开关是在图5所示的下位（例如S21）。如所示的，开关S11-S26相互连接，使总的信号430构成下面的输入组合，响应具有图7所示数量的转换控 制信号133，对于三种测试模式的每一种是：

精确：信号430＝（A+B）-（C+D）

平均：信号430＝C-D

近似：信号430＝A-B

如图5所示，A/D转换器包括一个同步解调器142，它由用于产生激励信号400的同一时钟脉冲信号123控制，为了产生一

解调的DC传感器信号440与信号组合器130产生的总传感器输出信号430的幅度成正比;一个积分器144对传感器信号440的双等变率积分对的控制信号114起反应，在下面进一步详细说明;一个比较器146用于检测积分器144产生的积分输出信号450的极性和零交叉，并产生反馈信号115给控制器110在下面将更详细说明。

控制器110程序控制传感器激励信号发生器120，传感器输出信号组合器130和A/D转换器140;并按图8A-8E所示流程图处理测试数据以获得位置数值。图8A列举了控制位置测试的主测试程序，当控制器110按普通方式作用，开始测试时（51000步骤），依次进行近似、平均和精确测试的子程序（S1200、S1300和S1400步骤）以获得低分辨力、中分辨力和高分辨力刻度尺位置值M_c、M_m、M_f。正如下面要更详细说明的，中分辨力和高分辨力模式测试子程序每一步运算引起校正，适当的从测试前电平获得刻度尺位置量。在精确模式测试子程序完成之后就立即获得三个刻度尺位置量M_c，M_m，M_f的最后量，刻度尺位置被转变成（S1500步骤）一绝对位置测试量M_p。一个测试周期是由与显视器170显示的位置测量值有关的程序进行常规操作（S1600 步骤）完成。例如，这样的操作最好能包括校正位置测试值对任何零点偏移;将位置测试值转换成吋;将二进制量转换成合适的输出数据形式;例如，二进制编码的十进制（BCD）;并转换成所需的显示数据形式。

如下进一步地说明，对每一种测试模式的解调总传感器输出信号的A/D转换由列举的传感器12的例子标示出来，因此，刻度尺位置量数据中的每个递增变化使传感器支承构件相对于测试轴的相应位移关系如下：

精确模式：1数据增量＝1024/512＝2微米

平均模式：1数据增量＝40× 1024/320 ＝128微米

近似模式：1数据增量＝40× 1024/8 ＝5120微米

此外，刻度尺位置量转换成相应的位置测试量（步骤1500）只要求按下列的加权公式组合三个刻度尺位置量：

M_p＝2M_f+128M_m+5120M_c

如图8B-8D指出的在近似、平均和精确三种模式的任何一种中，进行同样的A/D转换（AC）子程序（步骤S1240，S1340，S1440）。在每一测试模式中，控制器110一开始选择发生传感器激励信号400的N个可能的组相位组合的第K个组相位组合，如下面要更详细说明的，控制信号组合器130产生适合于测试模式的总传感器输出信号430。参看图8E的流程，根据ADC子程序控制器110首先使积分器144重新校准到预定的“0”输出电压（步骤S1710）（本行业的普通技术人员会发现积分器的“0”电平不需要是绝对零电压，但可能是电路设计时选择 的使信号为“0”的电平的任何电压电平）。然后，控制器110使积分器对解调的总传感器输出信号440积分作为预定的时间周期T₀（步骤S1720）。然后控制器110校验（步骤S1730）积分器输出450的极性使与比较器110信号115）读出的极性一致。极性指示器常数P根据读出的极性（步骤S1740和1750）校准到正或负1值。而后，控制器110根据K+2P的量（步骤S1760）选择传感器激励信号400的一个新的第K个组相位组合，并对由新的组相位组合激励信号产生的解调总传感器输出信号400积分，直至积分器144的输出达到比较器146（步骤S1770）读出为“0”。在第二次积分过程中，积分时间T由控制器110中的内部计算器测量，并被时钟脉冲

123增大，直至比较器输出信号115指示一个零的积分器输出为止。如果在第二次积分间隔中积分器输出在预定时间T_max达不到零，则每 种测试模式子程序将进入循环外的ADC子程序（步骤

S1350，S1450），并且改变所用的激励信号组相位组合以在ADC子程序（步骤S1720）的最初积分过程中产生积分的最初传感器输出信号440，正如下面要更详细说明的。

上述的ADC子程序的任务是测试以下的系数，Ⅰ）总传感器输出信号系数，能从激励信号组相位组合的校准中获得，对给定的测试模式产生一个接近于零交叉（Zero-Crossing）的信号，作为上述的精确和近似/平均的传递函数;以及Ⅱ）作为传递函数的总传感器输出信号，与初始信号相差四分之一波长。参见图9，如果实测位置X_p所处的位置相对于零交叉位置X₀的关系如图9所表示的，用图6所示K＝1组相位组合激励信号通过积分器144完成的第一 积分将产生一个输出电压V₁＝VSin〔2π（ (X)/(W) - 1/8 ）〕;式中的V等于激励信号400的输入电压，W等于近似、平均、精确波长W_c、W_m、W_f。在第一积分间隔中，积分器的最终输出

电压V₁乘以时间T₀。

参见图9，电压V₁应该为正（P＝1），而下一个积分

隔应由K+2＝3的组相位组合的激励信号产生的传感器输出信号完成，它引起一个相反的积分器输出。也就是说，积分器输入电压应有一幅度V₃＝VSin〔2π（ (X)/(W) - 3/8 ）〕。因为，该信号的相位比第一信号超出90度（在该例中为负），积分器输出将朝零减小。当积分器信号在时间T时达到零，V₁T₀-V₃T＝0，从而T＝T₀（V₁/V₃）。V₁和V₃是X_p的正弦函数，X_p是相对于基准位置的传感器支承构件的相对位置，V₃与V₁差90度，上述的T的等式是一正切函数：

T＝T₀tg（2π（X/W-1/8）〕

该正切函数在角度高到22.5度（W/16）一段有较好的直线性。因而能够用T值作为测试数据进行进一步的线性计算确定该范围内的测试位置X_p（如果要求提高精度，可在随后的计算机处理中修正因线性函数而产生的正切函数的偏差）。

为了取得正切函数中上述的直线性优点，用给定的组相位组合激励信号在仅限定的空间范围X_a内进行测试，比较第二积分时间T与预定的最大值确保测试在该范围内进行。如果时间T超过预定的最大值，用新的组相位组合激励信号进行初始积分，并重复处理直至获得在预定极限中的第二积分时间T。

作为一个特例，上述的传感器12的典型实施例，320（即40×8）刻度尺位置量数据增量最好等于相应测试模式中的一个近 似波长W_c和一个平均波长W_m;而512（64×8）刻度尺位置量增量等于精确测试模式中一个精确波长W_f。因此空间范围X_a＝360/16度相当于近似和平均模式中的320/16＝20的数据增量，以及精确模式中的512/16＝32的数据增量。计算值大于相应测试模式中的两个值，因此在空间范围X_a之外。适当地校准积分时间T₀和T_max：

T_max＝20＝T₀tg（360/16）-对近似和平均测试模式;

T_max＝32＝T₀tg（360/16）-对精确测试模式。

这种关系在近似和平均测试模式中产生对于T₀的48时钟脉冲周期，对精确测试模式产生77时钟脉冲周期。

参见图8B，用产生控制信号113使近似测试模式子程序起动（步骤S1210），控制信号113校准传感器输出信号组合器130，以产生适合于上述的近似测试模式的总传感器输出430。控制器110接着从图6所示的近似/平均组合中选择一个组相位组合数K（步骤S1220）。在上述的近似测试过程中，最好在开始起动后，校准K值使等于计算值K_c。在大多数情况下，若测试位置量变化率不大，则所选的指标应使初始的

数值很接近被测试位置的正确值。在无先前的K值情况下，例如，切断电源状态之后卡尺起动时，能用K的任意值作为最初值。在近似测试模式过程，使程序保持重复直至达到K的正确值。

一旦K的数值选定，传感器激励信号的相应组相位组合也就产生（步骤S1230），并且上述的ADC子程序就完成（步骤S1240）。将ADC子程序产生的第二积分时间T与T_max比较，对近似测试模式而言，

T_max为20（步骤 S1250）。对T值大于20的，根据ADC子程序发生的P值将K数在一个步骤上调上或调下（步骤S1260）。此后，测试循环（步骤S1230-S1260）随所用的新K数再重复以选择使用的激励信号初始组相位组合，产生初始的总传感器输出信号430。继续该过程直至从ADC子程序获得的时间T值不大于20。

接着用K值校正K_c值，因为对它来说测试时间T是处于预定极限内。将用K_c值作为下次近似测试的初始K值。并且还用它来获得该近似刻度尺位置的M_c值。典型的实施例要求：

M_c＝40K_c+PT

在典型实施例情况下，M_c值完全能够在0至319的范围内。当M_c的计算值超出该范围时，控制器110运行“包络”（Wrap-arownd）计算，即321的计算值等于1的测量值，-3的计算值等于317的计算值。通过选择使近似波长测试分辨力为320，M_c值的每一个增量等于1/（40×8）等平均测试模式中的一个相位步程（等于一个K增量）。

参看图8c，平均测试模式子程序与近似模式子程序基本相同。控制器110由产生一个控制信号113起动（步骤S1310），控制信号113校准信号组合器130以产生适用于平均测试的总传感器输出信号430，接着（步骤S1320）控制器计算来自图6所示的近似/平均组合的激励信号组相位组合的K数。与近似模式子程序不同的是，平均模式子程序使用按公式K＝M_c-N（Int（Mc/N）），从近似模式计算中得到的近似刻度尺位置量M_c，式中Int（M_c/N）是M_c/N比的整数值。

随后，控制器110引起产生激励信号K组相位组合，并执行 ADC子程序（步骤S1330和S1340）。与近似模式子程序类似，若第二积分时间T值超过20，按ADC子程序产生的P值将用于计算K的M_c值在一个步骤上调上或调下（步骤S1360）。此后，测量循环随新的K数再重复。该过程继续到第二积分时间T值在予定极限中从ADC子程序获得为止。校正K_m值（步骤S1370），并用计算公式（对典型实施例）算出平均刻度尺位置量M_m（步骤S1380）：

M_m＝40K_m+PT

平均模式中也用了一个与近似模式中使用的类似包络计算以导出M_m值。选择320为一个平均波长分辨力，使平均刻度尺位置量中的一个增量等于1/（40×8），等于精确测试模式中一个相位步程（等于1K增量）。

参看图8d，精确测试模式子程序一般与平均模式子程序相似。校准信号组合器130起动控制器110，产生适用于精确测试的总传感器输出信号430。控制器110接着用先计算出的平均刻度尺位置量M_m按下列公式算出激励信号初始组相位组合的K数：

K＝M_m-N〔Int（M_m/N）〕

产生激励信号的第K个组相位组合后（步骤S1430），像以前所述执行ADC子程序（步骤S1440）。类似于近似/平均测试模式，如果T计算值超过极限T_max，根据ADC子程序产生的P值用一个步骤将用于计算K值的M_m数上或下增大（步骤S1450和S1460）。如果该调节使M_m量在上或下方向中通过量319/0（步骤S1462），那么M_c量也是用一个增量适当地上或下增大。此后，测试程序（步骤S1420-S1464）随新的K数 再重复，并继续该过程直至在极限T_max内从ADC子程序获得时间T值。紧接着用K的最终计算值校正K_f值（步骤S1470），并用下列公式（对典型实施例）算出精确刻度尺位置量M_f：

M_f＝64K_f+PT

用所举例子中提供的范围，M_f值能够在0-511范围内。与其他两种测试模式相似，如果M_f的计算值超过该范围时，控制器110执行包络（Wrap-around）计算。例如，513的计算值等于1的测试值，-3的计算值等于509的值。对于一个精确波长W_f，选择512的分辨力值，使在精确刻度尺位置测量中的一个增量等于1/（64×8）＝1/521精确波长，它等于2微米，具有W_f等于1.024M_m的典型量纲。

执行主测试程序的转换步骤S1500，如上述的用以执行全部三个测试模式子程序得到的M_c，M_m和M_f值。因此，执行近似模式子程序得到的M_c初始值可以紧接着变更成执行平均模式和精确模式的子程序，同时，M_m的初始值可以变更成执行精确模式程序，如上所述。可看到，在平均和精确测试模式子程序中采取的措施用于连续地校正以较低波长数据结果为基础的较高波长测试数据。因为较高波长测试的最低有效毕特中存在一些模糊点，在下一较低波长中的那些毕特与K数相符。在较长低波长测试模式中，K数有效性在有更高精度的ADC子程序中测出。因此，将较高波长测试中K数的任何调节量反射进较低波长转换中，来消除较高波长测试中的模糊点，并获得正确的位置测试量。

将会发现，所述的最佳实施例只是本发明的一个例子，凡能够做出的许多改型均属于本发明的思想和范围。实际上，也会发现，这里 所说的最佳实施例实用于组合的近似、平均和精确测试以获得精确的绝对位置测试。按本发明的低分辨力测试的主要特征是相应于第一接收极电极-第二发射极电极排列的设备，其中被连接的第二发射极电极与相应的第一接收极电极的偏移关系是第二发射极电极位置相对于基准位置的预定函数;以及构成读出偏移函数D（X）的另一个接收极电极排设备。本发明的范围与第一发射极和第一接收极电极的特定分布无关，也与读出电容量函数用的信号处理方式无关。

当然更可取的是对于近似测试不需要第一发射极电极均匀分布，致使由N个第一发射极电极组的发送波长Wt₁在所有电极组中均相同，只要第一发射极电极分布与第二接收极电极的结构之间一致，第一接收极电极和第二发射极电极间的偏移率是匹配的。此外，第一发射极电极组中的电极数N可以是一个小到2的数。

此外，按照本发明，第一接收极电极的分布对近似测试不是最重要的。第一接收极电极间的间隔甚至可能是完全不规则的。也有可能对于从第一发射极电极通过第一接收极电极和第二发射极电极到第二接收极电极产生的多个传送通道采用叠加第一发射极组和读出传递函数来获得每个发射波长Wt₁上少于一个第一接收极电极的低分辨力测试。假如这种通道数至少是3，第一接收极电极的宽度不是第一发射波长Wt₁的整数，测量函数D（X）是可能的，并由此获得近似位置测量（传送通道的确定方法是一个激励信号连接到一个第一发射极电极组中N个第一发射极电极中的任一个上，通过第一接收极电极和第二发射极电极到第二接收极电极连接的一个上。如上所述，一个第二接收极电极连接也可能是相反极性的2个连接。确定传送通道的方法也可以用将几个这样的连接加在一起获得如上述的最佳实施例中 所用的方法）。

每个传送通道具有的传递函数随第一和第二支承构件之间的位移变化（即是X的函数）。所有传送通道的传递函数幅度最好是相等，但不是必须相等;并且传递函数幅度是通道间的相位漂移（在X方向）。这些传递函数的形状可能是正弦形、三角形或一些其它预定的形状。正弦形传递函数最好，因为传递函数的形状对第一和第二支承构件之间的间隙依赖性小。两个传送通道在X方向具有的相位漂移是四分之一波长，原则上，在函数的周期长度中到处有测定位置的充足信息。因此，按照本发明可以构成一个N等于2的函数装置。

将第一发射极电极和第二接收极电极阵列做成有规则的周期性结构，那么设计和预测测试***的特性就变得较简单了。另外，可能读出偏移函数D（X）而不是直接读出第二发射极电极响应第一发射极电极的至少一个组的激励而产生的电场特性曲线的电压分布。读出偏移函数的其它方法的例子是依赖第一发射极排和第二接收极排间通过第一接收极电极和第二发射极电极的信号的至少两个传递函数。如果传递函数相对于测试方向之间的形状和关系是已知的，则从传递函数的测试中可以导出测试位置。

按照本发明，采用电极的相同校准，提供同时测量精确和近似-平均分辨力的测试传感器的能力是由于近似分辨力测试对第一接收极电极排的形状限止不足引起，因此，为满足精确分辨力测试可以给出第一接收极电极排的周期和电极形状。给定了第一接收极电极排的间隔Pr₁和电极形状，结合第一发射极电极的电极间隔和形状，给出以第一发射极电极到第一接收极电极的传送信号的具有波长W_f的周期性传递函数。间隔Pr₁等于精确波长W_f，一个小于W_f的电 极（最好不大于W_f/2）对于一个宽度最好不大于W_f/2的第一发射极电极提供所需周期的传递函数。位于波长W_f整数倍的间隔上的几个第一发射极电极能够连接在一起以提供一个较强的传感器输出信号。用位于波长W_f整数倍的间隔上的第一接收极电极结合位于等于波长W_f的固定间隔上的第一发射极电极也能得到相同的传递函数，甚至第一发射极和第一接收极电极不规则分布的某些组合也能产生所需要的传递函数。然后，在这些实施例中，全部第一发射极和第一接收极电极必须位于相对于公共基准点为波长W_f整数倍的位置上。

Claims (5)

1、一种电容型测试装置，该装置包括：

第一和第二支承构件，所述支承构件可彼此相对移动并且至少一个所述支承构件是可相对于测试轴移动的；

与所述测试轴成直线排列并置于所述第一和第二支承构件上的电极排装置，用以提供多条分立的信号传送通路，每条通路具有一个按照所述第一和第二支承构件彼此相对位置变化而变的容性传递函数；所述容性传递函数具有第一分量和第二分量，该第一分量根据与所述支承构件之一上的一个基准位置有关的该相关传送通路的位置在一个第一预定波长的范围内变化，而第二分量则根据所述第一和第二支承构件间位移的一个预定函数在短于所述第一预定波长的第二预定波长范围内变化；

所述电极排装置包括：

一个发射极电极排，具有至少一组N个相对于所述测试轴彼此相隔一定距离的相邻发射极电极，其中N的值为4的整倍数；

置于所述第二支承构件上并与所述测试轴成直线排列的第一接收极电极排，以使所述第一接收极电极排的不同部分依据所述支承构件的相对位置而同所述发射极电极排成容性耦合；

所述第一接收极电极相对于测试轴彼此相隔一间距P_y1，以限定刻度波长W_f，

所述至少一个发射极电极组限定了发送波长W_t，和

每组内的发射极电极在该组内被如此定位，使之分别占有跨距大于一个波长W_f的预定组位置，并使每组位置对应于通过将发送波长W_t分成相当于精确波长的间隔并将每个间隔分为N等分段所获得的一组较精确波长段位置的一个不同组的相对位置；和

检测器电极装置，用以根据加到所述发射极电极排的激励信号而产生第一和第二输出，所述检测器电极输出各自随所述第一传递函数分量变化，并当组合时，产生一个随所述第二传递函数分量变化的信号；

激励信号发生装置，用以有选择地产生N个激励信号组，以便以一个所选的第一或第二空间顺序加到至少一组所述发送电极的各N个电极上；

所述第一空间顺序是由依据发送电极彼此在至少一个所述发送电极组中的相对位置顺序进行连接的第一顺序所限定，而所述第二空间顺序是由按较精确波长段位置中配置所述各发射极电极组位置的顺序进行连接的第二顺序所限定；

每个所述激励信号组包括两批激励信号，这两批激励信号的相位彼此相反，并当加到所述发射极电极时，空间相位差90°，而且其中每组激励信号中的各批激励信号所占据的相对空间相位位置从一组到相邻组是依次递增变化的；

第一控制装置，用以控制所述激励信号发生装置，使之有选择地将一对第一和第二所述激励信号组加到所述至少一组发射极电极上；

输出信号选择装置，用于将对应于所述第一和第二检测器电极输出中的一个信号或对应于所述组合的检测器电极输出的信号选作为电极排装置的输出信号，并由此响应所述成对的激励信号组产生顺序的第一和第二电极排装置的输出信号；

解调装置，用于对所述第一和第二输出信号进行解调，以产生第一的第二解调信号，并用于对所述第一和第二解调信号进行双等变率积分，其中所述第一解调信号借助积分装置在一预定时间间隔上积分，而所述第二解调信号经由所述积分装置积分直至该积分装置的输出返回到一基准电平时为止，所述激励信号组的所述第一和第二批信号经如此选择，以使所述第二解调信号的所述积分引起所述积分装置输出的积分与所述第一解调信号输出的所述积分方向相反；

测量装置，用以测量所述第二解调信号积分的积分时间，并用以当积分时间超出一预定极限值时产生一输出信号；

第二控制装置，响应所述积分时间测量装置的所述输出，以使所述解调和双等变率积分装置回位，从而重复将其它不同的成对的第一和第二所述激励信号组有选择地加到至少一组所述发射极电极上，再使所述解调和双等变率积分装置对合成的第一和第二解调信号进行积分直到所述积分时间测量装置无输出时为止；

用于当所述测量装置不产生输出时，产生一刻度尺位置值信号的第一计算装置；

主控制装置，用以控制所述激励信号发生装置和所述输出信号选择装置，以执行所述第一计算装置连续产生下列信号时的测量周期；

来自第二解调信号的第一刻度尺位置值信号M_c，该第二解调信号是由第二电极排装置的输出信号所产生，该输出信号对应于响应以所述第一空间顺序而产生的一组激励信号所产生的所述第一和第二检测器电极的输出；

来自第二解调信号的第二刻度尺位置值信号M_wb，该第二解调信号是由第二电极排装置的输出信号所产生，该输出信号对应于响应以所述第一空间顺序而产生的一组激励信号所产生的所述组合的检测器电极的输出信号；和

来自第二解调信号的第三刻度尺位置值信号M_f，该第二解调信号由第二电极排装置的输出信号所产生，该输出信号对应于响应以所述第二空间顺序而产生的一组激励信号所产生的所述第一和第二检测器电极的输出；和

用于组合所述第一，第二和第三刻度尺位置值信号，以产生绝对位置测量值信号的第二计算装置；

所述电容型测试装置的特征在于：

所述N个激励信号组中每一个组均被赋予值K，其中K值范围在1和N之间，而所述第一和第二控制装置是如此构成的；使得在用于产生连续的成对激励信号而产生一刻度尺位置值信号的测量周期的每一部分的开始，根据一预定的起始K值，选择在激励信号组的起始对之中的所述激励信号组的第一组，此后，K值根据所述第一解调信号积分结果的极性被增大或减小，以产生一个用以选择在激励信号组的紧接着的那对之中的下一个第一组所述激励信号组的新K值，

所述第一计算装置是如此构成的：使之根据在产生所述信号M_c的测量周期部分期间内导致所述测量装置不产生输出时的K值，乘以第一个预定常数，并按照使激励信号组的紧接着的那一对不会造成所述测量装置产生输出时的第一解调信号积分结果的极性，次按照使所述那一对激励信号组不会造成所述测量装置产生输出时的第二解调信号积分所需的时间，加以修正，由此计算所述刻度尺的位置值信号M_c，除非这样计算出的值超出预定范围，这时才要进一步进行包络计算，以便使该计算值变换成该范围内的一个值；

所述第一计算装置还要进一步构成为：使之根据在产生所述信号M_m的测量周期部分期间内导致所述测量装置不产生输出时的K值，乘以第二个预定常数，并按照使激励信号组的那一对不会造成所述测量装置产生输出时的第一解调信号积分结果的极性，以及按照使所述那一对激励信号组不会造成所述测量装置产生输出时的第二解调信号积分所需的时间，加以修正，由此计算所述刻度尺的位置值信号M_m，除非这样计算出的值超出预定范围，这时才要进一步进行包络计算，以便使该计算值变换成该范围内的一个值；以及

所述第一计算装置还须进一步构成为：使之根据在产生所述信号M_g的测量周期部分期间内导致所述测量装置不产生输出时的K值，乘以第三个预定常数，并按照使激励信号组的那一对不会造成所述测量装置在输出时的第一解调信号积分结果的极性，以及按照使所述那

信号组不会造成所述测量装置产生输出时的第二解调信号积分

间，加以修正，由此计算所述刻度尺的位置值信号 的值超出预定范围，这时才要进一步进行包络计算，以便使

算

换成该范围内的一个值。

2、如权利要求1所述的电容型测试装置，其特征在于，所述主控制装置构成为：控制所述第一控制装置，使之根据公式K＝M_m-N[Int（Mc/N）〕选择为产生信号M_m的测量周期部分期间的初始K值，以及根据公式K＝M_m-N〔Int（M_m/N）〕选择为产生信号M_f的测量周期部分期间的初始K值。

3、如权利要求2所述的电容型测试装置，其特征在于，所述主控制装置进一步构成为：控制所述第一计算装置，使之每当所述测量装置产生一输出时，根据相关的第一解调信号积分结果的值来增大或减小为产生信号M_m的测量周期部分期间的M_c信号值。

4、如权利要求3所述的电容型测试装置，其特征在于，所述主控制装置进一步构成为：控制所述第一计算装置，使之每当所述测量装置产生一输出时，根据相关的第一解调信号积分结果的值来增大或减小为产生信号M_f的测量周期部分期间的M_m信号值;并且若如此增大或减小的M_m信号值超出预定的M_m信号值范围，就相应地将M_c信号值调整到一个新的值。

5、如权利要求4所述的电容型测试装置，其特征在于，所述第二计算装置构成为：按照由所述刻度尺位置值的各增量所表示的相对测量量纲值，使M_f值和作为产生M_f值结果所获得的M_m和M_c值彼此相对加权，并对加权后的各刻度尺位置值求和，从而导出所述绝对位置测量值信号。

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