CN101764520B

CN101764520B - 一种大负载电流范围的dc-dc控制电路

Info

Publication number: CN101764520B
Application number: CN2010101005127A
Authority: CN
Inventors: 谢凌寒; 张韬
Original assignee: WUXI XINPENG MICRO-ELECTRONICS Co Ltd
Current assignee: Wuxi Chipown Microelectronics Co., Ltd.
Priority date: 2010-01-25
Filing date: 2010-01-25
Publication date: 2012-03-21
Anticipated expiration: 2030-01-25
Also published as: CN101764520A

Abstract

本发明公布了一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，包括P型功率管MP、P型功率管的采样电流管MP_s、电流检测电阻Rsense、N型功率管MN、电感L、负载R_L、负载电容C_L、分压电阻R₁、R₂、误差放大器ea、误差放大器的检测电路ea sensor、第一比较器comp、将电流转化为电压的电阻R₃、RS触发器、缓冲电路buffer1、buffer2、电流转化电路current convertor、电压电流转化电路V-I convertor、求和运算器和电流检测放大器amp。本发明克服了传统控制电路的缺陷，极大地增加了电流负载的范围。

Description

一种大负载电流范围的DC-DC控制电路

技术领域

本发明属于模拟集成电源芯片技术领域，是一种环路控制电路，可应用于各类降压型DC-DC、升压型DC-DC等控制***中。

背景技术

目前电源类模拟IC的应用越来越广泛，对其要求也越来越高，要求它具有效率高、电压纹波低、瞬态响应快和负载范围大等特点。

传统的DC-DC控制电路如图1所示，为了使输出电压纹波尽可能的小，芯片应该工作在PWM模式下，但是，当电流负载范围扩大，比如100mA～3.6A，那么电感的平均电流的范围是100mA～3.6A，最大值是最小的36倍。同理电感电流按比例采样后，其最大值也是最小值的36倍，但是采样电流经电阻转化为电压后，与斜坡电压V_ramp之和却必须控制在一定的范围内(在便携式产品应用中，通常控制大约在200mV～2V范围以内)，否则无法保持电路的稳定。显然采样电流范围过大与电流转化为电压的范围受限存在矛盾。因此目前的DC-DC芯片的负载电流范围一般是控制在100mA～700mA。当低于100mA时采用PFM模式，高于700mA时则无法保证电路工作在PWM模式，这样输出电压纹波增加。

发明内容

本发明目的是针对现有的降压型DC-DC技术存在的缺陷提供一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，使得芯片能在大负载电流范围内稳定的工作，保持低的电压纹波。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，包括P型功率管MP、P型功率管的采样电流管MP_s、电流检测电阻Rsense、N型功率管MN、电感L、负载R_L、负载电容C_L、分压电阻R₁、R₂、误差放大器ea、误差放大器的检测电路ea sensor、第一比较器 comp、将电流转化为电压的电阻R₃、RS触发器、缓冲电路buffer1、buffer2、电流转化电路current convertor、电压电流转化电路V-I convertor、求和运算器和电流检测放大器amp；其中求和运算器的输入端分别接电压电流转化电路V-I convertor的输出端和给定锯齿波电流I_ramp，求和运算器的输出端串接电流转化电路current convertor后分别接第一比较器comp的正输入端和电阻R₃的一端，电阻R₃的中间端接误差放大器的检测电路easensor的输出端，电阻R₃的另一端接地，误差放大器的检测电路ea sensor的输入端分别接误差放大器ea的输出端和第一比较器comp的负输入端，第一比较器comp的输出端接RS触发器的R端，RS触发器的S端接外部时钟信号，RS触发器的输出端分别接缓冲电路buffer1和buffer2的输入端，缓冲电路buffer1的输出端分别接P型功率管MP和采样电流管MP_s的栅极，缓冲电路buffer2的输出端接N型功率管MN的栅极，P型功率管MP的源极分别接外部直流电压源V_dd、电流检测放大器amp的正输入端和电流检测电阻Rsense的一端，电流检测放大器amp的输出端接电压电流转化电路V-I convertor的输入端，电流检测电阻Rsense的另一端分别接电流检测放大器amp的负输入端和采样电流管MP_s的源极，采样电流管MP_s的漏极分别接电感L的一端、P型功率管MP的漏极和N型功率管MN的源极，电感L的另一端分别接负载R_L的一端、负载电容C_L的一端和分压电阻R₁的一端，N型功率管MN的漏极分别与负载R_L的另一端、负载电容C_L的另一端和分压电阻R₂的一端连接接地，分压电阻R2的另一端分别接分压电阻R1的另一端和误差放大器ea的负输入端，使***成为一个负反馈***，从而保持***稳定。误差放大器ea的正输入端接基准电压Vref。利用放大器两输入端虚短原理，确定输出电压的大小。

现有技术通常负载电流的范围受到限制，一般在100mA～700mA之间。当电流负载范围大时，P型功率管的电流跨幅很大，采样电流值的跨幅同样很大，而为了使比较器comp的正输入端电压控制在200mV～2V的范围以内，因此需要调节R₃的大小，使得I₂R₃控制在合理的范围内。

负载电流较大时，P型功率管的最大电流很大，相应的I₂很大，此时可将R₃的值调小。具体实现方式是，当负载电流变大时，输出电压V_out变低，误差放大器的输出V_ea增加，通过ea sensor电路将R₃调小，这样即使I₂增加，I₂R₃的值也不至于增加过大。

同时，利用current convertor将电流I₁进行转化处理，使得其增加速率控制在合理的范围内。这样的目的同样是控制V_R3的范围。

通过上述发明可以将电流负载的范围很大程度的扩大，由原来的100mA～700mA扩展至100mA～3.6A。而本发明克服了传统控制电路的缺陷，极大地增加了电流负载的范围。

附图说明

图1传统的DC-DC控制电路原理图。

图2本发明的DC-DC控制电路原理图。

图3本发明的误差放大器检测电路。

图4本发明的电流转化电路。

图5本发明电流转化电路的仿真图。

图6本发明负载约为3.6A的仿真图。

图7本发明负载约为0.102A的仿真图。

图1中V_ref为基准电压，V_t是斜坡电压和采样电压Vsense之和。图3中V_ref1和V_ref2是两个不同值的基准电压。transfer1和transfer1是传输门，V_ea是误差放大器的输出电压，comp是比较器，invertor1等是反相器；图4中I₁、I_M2和I₂分别是MOS管M1、M2和M4的电流。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

在图2中，本发明一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，包括P型功率管MP、P型功率管的采样电流管MP_s、电流检测电阻Rsense、N型功率管MN、电感L、负载R_L、负载电容C_L、分压电阻R₁、R₂、误差放大器ea、误差放大器的检测电路ea sensor、第一比较器comp、将电流转化为电压的电阻R₃、RS触发器、缓冲电路buffer1、buffer2、电流转化电路current convertor、电压电流转化电路V-I convertor、求和运算器和电流检测放大器amp；其中求和运算器的输入端分别接电压电流转化电路V-I convertor的输出端和给定锯齿波电流I_ramp，求和运算器的输出端串接电流转化电路current convertor后分别接第一比较器comp的正输入端和电阻R₃的一端，电阻R₃的中间端接误差放大器的检测电路ea sensor的输出端，电阻R₃的另一端接地，误差放大器的检测电路ea sensor的输入端分别接误差放大器ea的输出端和第一比较器comp的负输入端，第一比较器comp的输出端接RS触发器的R端，RS触发器的S端接外部时钟信号，RS触发器的输出端分别接缓冲电路buffer1和buffer2的输入端，缓冲电路buffer1的输出端分别接P型功率管MP和采样电流管MP_s的栅极，缓冲电路buffer2的输出端接N型功率管MN的栅极，P型功率管MP的源极分别接外部直流电压源V_dd、电流检测放大器amp的正输入端和电流检测电阻Rsense的一端，电流检测放大器amp的输出端接电压电流转化电路V-Iconvertor的输入端，电流检测电阻Rsense的另一端分别接电流检测放大器amp的负输入端和采样电流管MP_s的源极，采样电流管MP_s的漏极分别接电感L的一端、P型功率管MP的漏极和N型功率管MN的源极，电感L的另一端分别接负载R_L的一端、负载电容C_L的一端和分压电阻R₁的一端，N型功率管MN的漏极分别与负载R_L的另一端、负载电容C_L的另一端和分压电阻R₂的一端连接接地，分压电阻R₂的另一端分别接分压电阻R₁的另一端和误差放大器ea的负输入端，使***成为一个负反馈***，从而保持***稳定。误差放大器ea的正输入端接基准电压V_ref，利用放大器两输入端虚短原理，确定输出电压的大小。

设定MP_S与MP的宽长比是K∶1，P型功率管MP开启时，N型功率管MN关断，则MP_S的电流是MP的K倍，通常K设为0.001，电感电流是MP和MP_S的电流之和，MP_S的电流流过Rsense产生一定的压降，此电压经放大器amp放大后，再经电压电流转化电路V-I convertor，将电压信号转化为电流信号，此电流再与斜坡电流相加，得到I₁，I₁再经电流转化电路得到I₂，I₂流过电阻R₃转化为电压，此电压信号输入比较器正输入端，同误差放大器的电压信号相比较。

在时钟的第一相位内，P型功率管导通，N型功率管截止。随着时间的增加，电感电流上升，P型功率管MP电流增加，MP_s的电流也随之增加，电阻Rsense上的压降增加。其压降经放大器amp放大后，Vsense增加，相应的I₁、I₂和R₃的压降都将随着P型功率管导通时间的增加而增加，当V_R3大与V_ea时，比较器comp输出高电平，RS触发器Q端输出高电平，P型功率管截止，N型功率管导通，这样电感电流开始下降，直到这个时钟周期结束。当下个时钟周期开始时，RS触发器重新置位，N型功率管截止，P型功率管导通，当P型功率管导通一定时间后，P型功率管截止，N功率管导通，这样一直循环下去。

通过上述的PWM控制模式，目前的大多数DC-DC降压芯片虽然能在一定电流负载范围内，将输出电压的纹波控制在比较理想的范围内，但是当负载范围扩大，输出电压纹波也将随之扩大。

这是因为如果希望输出电压纹波尽可能的小，那么芯片应该工作在PWM模式下，但是，当电流负载范围扩大，比如100mA～3.6A，那么电感的平均电流的范围是100mA～3.6A，最大值是最小的36倍。同理电感电流按比例采样后，其最大值也是最小值的36倍，但是采样电流经电阻转化为电压后，其大小却必须控制在一定的范围内(在便携式产品应用中，通常控制大约在200mV～2V范围以内)，否则无法保持电路的稳定。显然采样电流范围过大与电流转化为电压的范围受限存在矛盾。

本发明当电流负载范围大时，P型功率管的电流跨幅很大，采样电流值的跨幅同样很大，而为了使比较器comp的正输入端电压控制在200mV～2V的范围以内，调节R₃的大小，使得I₂R₃控制在合理的范围内。

负载电流较大时，P型功率管的最大电流很大，相应的I₂很大，此时可将R₃的值调小。具体实现方式是，当负载电流变大时，输出电压V_out变低，误差放大器的输出V_ea增加，通过ea sensor电路将R₃调小，这样即使I₂增加，I₂R₃的值也不至于增加过大。同时，利用current convertor将电流I₁进行转化处理，使得其增长速率控制在合理的范围内。这样的目的同样是控制V_R3的范围。

其中ea sensor电路如图3所示，包括传输门transfer1、transfer2，第二比较器comp和反向器invertor1、invertor2、invertor3和invertor4，第二比较器comp的负输入端接误差放大器ea的输出端，第二比较器comp的正输入端分别接传输门transfer1、transfer2的反馈输出端，第二比较器comp的输出端依次串接反向器invertor1、invertor2、invertor3和invertor4，反向器invertor1的输出端串接传输门transfer2后分别接反向器invertor2的输出端和传输门transfer1的输入端，传输门transfer1的输出端接反向器invertor3的输出端。负载电流过大时，也就是电感电流过大时，V_out电压会略有下降，误差放大器的输出电压则会升高，如设V_ref2＞V_ref1，当V_ea大于V_ref2时，V_o输出低电平信号，将R₃调小；当负载电流较小时，也就是电感电流较小时，V_out电压会有所上升，误差放大器的输出电压则会下降，当当V_ea小于V_ref1时，V_o输出高电平信号，将R₃调大，这样在整个的负载范围内，将I₂R₃控制在合理的范围内。

电流转换电路如图4所示，包括MOS管M1、M2、M3和M4以及电阻R_f，其中 MOS管M3和M4的源极分别接外部直流电源V_dd，MOS管M3的栅极分别接MOS管M4的栅极和MOS管M3的漏极以及MOS管M2的源极，MOS管M4的漏极接第一比较器comp的正输入端，MOS管M2的漏极串接电阻Rf后与MOS管M1的漏极连接接地，MOS管M2的栅极分别与MOS管M1的栅极和源极以及求和运算器的输出端连接。

所述MOS管M1、M2是NMOS管，MOS管M3、M4是PMOS管。其中M2的宽长比大于M1，当I₁较小时，I_M2＞I₁，当I₁较大时，I_M2＜I₁。而I₂等于I_M2，这样可以将I₂控制在合理的范围内。从仿真图5可以看出，当M1的电流IM1为1μA时，M2的电流IM2约为3μA；当M1的电流为30μA时，M2的电流约为22μA。明显的可以看到M2的电流范围小于M1的电流范围。

如图6所示，为本发明负载约为3.6A的仿真图。

如图7所示，为本发明负载约为0.102A的仿真图。

Claims

1.一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，其特征在于包括P型功率管MP、P型功率管的采样电流管MP_s、电流检测电阻Rsense、N型功率管MN、电感L、负载R_L、负载电容C_L、分压电阻R₁、R₂、误差放大器ea、误差放大器的检测电路ea sensor、第一比较器comp、将电流转化为电压的电阻R₃、RS触发器、缓冲电路buffer1、buffer2、电流转化电路current convertor、电压电流转化电路V-I convertor、求和运算器和电流检测放大器amp；其中求和运算器的输入端分别接电压电流转化电路V-I convertor的输出端和给定锯齿波电流I_ramp，求和运算器的输出端串接电流转化电路current convertor后分别接第一比较器comp的正输入端和电阻R₃的一端，电阻R₃的中间端接误差放大器的检测电路ea sensor的输出端，电阻R₃的另一端接地，误差放大器的检测电路ea sensor的输入端分别接误差放大器ea的输出端和第一比较器comp的负输入端，第一比较器comp的输出端接RS触发器的R端，RS触发器的S端接外部时钟信号，RS触发器的输出端分别接缓冲电路buffer1和buffer2的输入端，缓冲电路buffer1的输出端分别接P型功率管MP和采样电流管MP_s的栅极，缓冲电路buffer2的输出端接N型功率管MN的栅极，P型功率管MP的源极分别接外部直流电压源V_dd、电流检测放大器amp的正输入端和电流检测电阻Rsense的一端，电流检测放大器amp的输出端接电压电流转化电路V-Iconvertor的输入端，电流检测电阻Rsense的另一端分别接电流检测放大器amp的负输入端和采样电流管MP_s的源极，采样电流管MP_s的漏极分别接电感L的一端、P型功率管MP的漏极和N型功率管MN的源极，电感L的另一端分别接负载R_L的一端、负载电容C_L的一端和分压电阻R₁的一端，N型功率管MN的漏极分别与负载R_L的另一端、负载电容C_L的另一端和分压电阻R₂的一端连接接地，分压电阻R₂的另一端分别接分压电阻R₁的另一端和误差放大器ea的负输入端，误差放大器ea的正输入端接基准电压V_ref。

2.根据权利要求1所述的一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，其特征在于所述误差放大器的检测电路ea sensor包括传输门transfer1、transfer2，第二比较器comp和反向器invertor1、invertor2、invertor3和invertor4，第二比较器comp的负输入端接误差放大器ea的输出端，第二比较器comp的正输入端分别接传输门transfer1、transfer2的反馈输出端，第二比较器comp的输出端依次串接反向器invertor1、invertor2、invertor3和invertor4后接电阻R₃的中间端，反向器invertor1的输出端串接传输门transfer1后分别接反向器invertor2的输出端和传输门transfer2的输入端，传输门transfer2的输出端接反向器invertor3的输出端。

3.根据权利要求1所述的一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，其特征在于所述电流转化电路current convertor包括MOS管M1、M2、M3和M4以及电阻Rf，其中MOS管M3和M4的源极分别接外部直流电源Vdd，MOS管M3的栅极分别接MOS管M4的栅极和MOS管M3的漏极以及MOS管M2的源极，MOS管M4的漏极接第一比较器comp的正输入端，MOS管M2的漏极串接电阻Rf后与MOS管M1的漏极连接接地，MOS管M2的栅极分别与MOS管M1的栅极和源极以及求和运算器的输出端连接。

4.根据权利要求3所述的一种大负载电流范围的DC-DC控制电路，其特征在于所述MOS管M1、M2是NMOS管，MOS管M3、M4是PMOS管。