CN101714819A - 输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。输出电压控制装置包括比较器、第一信号发生器和第二信号发生器，其中比较器在从第一周期性信号的第一定时起经过给定时间之后生成比较结果，该比较结果是通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而获得的，第一信号发生器生成定时控制信号，该定时控制信号在从第一定时起经过给定时间之前处于第一电平并且在经过给定时间之后比较器输出比较结果的时段中从第一电平变为第二电平，第二信号发生器根据比较结果和定时控制信号生成用于控制输出电压的控制信号。

Description

输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备

技术领域

这里所讨论的实施例涉及输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。

背景技术

已知的输出电压控制装置的一个示例是开关调节器(switchingregulator)，该开关调节器计算振荡器(OSC)的输出信号和PWM(脉宽调制)控制电路(或者PWM控制器)的输出信号的逻辑与非(NAND)，以在用于驱动开关晶体管的驱动器的导通(ON)时段中强制产生关断(OFF)时段。

然而，在这种已知的输出电压控制装置中，驱动器的导通时段例如依赖于PWM控制电路中所设的电流控制元件(例如比较器)的响应时间。因此，原则上，驱动器的导通时段不会变得短于响应时间。通常，升压(step-up)DC-DC变换器满足：

$\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}=\frac{\mathrm{toff}}{T}=\frac{T-\mathrm{ton}}{T}...\left(1\right)$

其中Vin表示输入电压，Vout表示输出电压，T表示一个周期，toff表示驱动器的关断时段，且ton表示驱动器的导通时段。

根据式(1)，当要在给定的切换频率(switching frequency)获得希望的输出电压Vout时，减小导通时段ton是增大允许控制输出电压Vout的、输入电压Vin的范围的条件。另外，当要在希望的输入电压范围获得希望的输出电压时，切换频率受最小导通时段的限制。这些问题也存在于降压(step-down)DC-DC变换器中。升压/降压DC-DC变换器还具有以下问题：输出电压在模式切换期间波动很大，因此升压/降压模式中的操作效率降低。

发明内容

根据实施例的一个方面，一种输出电压控制装置包括比较器、第一信号发生器和第二信号发生器，其中比较器在从第一周期性信号的第一定时起经过给定时间之后生成比较结果，该比较结果是通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而获得的，第一信号发生器生成定时控制信号，该定时控制信号在从第一定时起经过给定时间之前处于第一电平并且在经过给定时间之后比较器输出比较结果的时段中从第一电平变为第二电平，第二信号发生器根据比较结果和定时控制信号生成用于控制输出电压的控制信号。

通过尤其在权利要求中指出的元件和组合将实现并获得本发明的目的和优点。

将会了解，前述一般描述和以下详细描述是示例性和说明性的，并不限制所要求保护的发明。

附图说明

图1图示出根据一实施例的包括升压DC-DC变换器的电子设备的第一示例；

图2图示出图1的升压DC-DC变换器中的信号发生器的一个示例；

图3图示出图1的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例；

图4图示出图1的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时；

图5图示出图1的升压DC-DC变换器的操作定时；

图6图示出根据该实施例的包括升压DC-DC变换器的电子设备的第二示例；

图7图示出图6的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例；

图8图示出图6的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例；

图9图示出图6的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时；

图10图示出根据该实施例的包括降压DC-DC变换器的电子设备的第一示例；

图11图示出根据该实施例的包括降压DC-DC变换器的电子设备的第二示例；

图12图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第一示例；

图13图示出在图12的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下开关的状态；

图14图示出在图12的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下开关的状态；

图15图示出在图12的升压/降压DC-DC变换器的升压模式下开关的状态；

图16图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例；

图17图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例；

图18图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时；

图19图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的一个示例；

图20图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的操作定时；

图21图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下的操作定时；

图22图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的操作定时；

图23图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的操作定时；

图24图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的操作定时；

图25图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压模式下的操作定时；

图26图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下的典型操作定时；

图27图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的典型操作定时；

图28图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压模式下的典型操作定时；

图29图示出升压/降压模式下的理想操作区域；

图30图示出td的范围与Vout/Vin的关系；

图31图示出在由图12的升压/降压DC-DC变换器所执行的模式切换期间输出电压的波动；

图32图示出在不使用定时控制信号的模式切换期间输出电压的波动；

图33图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第二示例；

图34图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例；

图35图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例；

图36图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时；

图37图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的一个示例；

图38图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的操作定时；

图39图示出图33的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下的操作定时；

图40图示出图33的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的操作定时；

图41图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的升压/降压模式下的操作定时；

图42图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的升压/降压模式下的操作定时；

图43图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的升压模式下的操作定时；

图44图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第三示例；

图45图示出图44的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下的操作定时；

图46图示出图44的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的操作定时；

图47图示出图44的升压/降压DC-DC变换器的升压模式下的操作定时；

图48图示出根据该实施例的包括降压DC-DC变换器的电子设备的第三示例；

图49图示出图48的降压DC-DC变换器的操作定时；

图50图示出图48的降压DC-DC变换器的操作定时；

图51图示出当负载突然改变时的特性；

图52图示出根据该实施例的包括升压DC-DC变换器的电子设备的第三示例；

图53图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第四示例；

图54图示出图53的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例；

图55图示出图53的升压/降压DC-DC变换器的操作定时；以及

图56图示出图53的升压/降压DC-DC变换器的操作定时。

具体实施方式

以下将参考附图来详细描述根据本发明一实施例的输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。现在，将给出对一示例的描述，在该示例中，输出电压控制装置控制电子设备中的DC-DC变换器的输出电压。在以下描述中，由类似的标号表示类似的配置，并且为了清楚而省略了多余的描述。

图1图示出根据一实施例的包括升压DC-DC变换器的电子设备的第一示例。

如图1所示，升压DC-DC变换器100被配置为使得比较结果信号comp_out的导通时段(该导通时段根据输出电压Vout而变化)部分地被定时控制信号tm_cntl所掩蔽，其中定时控制信号tm_cntl具有根据输入电压Vin而变化的改变定时。在这种布置下，用于控制输出电压Vout的控制信号cntl的导通时段变得短于比较结果信号comp_out的导通时段。以下描述的降压DC-DC变换器也以类似方式配置。

升压DC-DC变换器100包括第一差分放大器1、比较单元2(例如比较器)、振荡器3、第一信号发生器4、第二信号发生器5(例如与(AND)电路)、贯通(shoot-through)防止电路6、第一开关7、第二开关8、第一电阻器9、第二电阻器10、基准电压源11、用于相位补偿的第一电容器12、线圈13和输出电容器14。第一开关7和第二开关8例如是由晶体管实现的。第一差分放大器1、比较单元2(例如比较器)、振荡器3、第一信号发生器4、第二信号发生器5(例如与电路)和贯通防止电路6例如被集成在单个IC(集成电路)中。第一开关7、第二开关8、第一电阻器9、第二电阻器10、基准电压源11和第一电容器12可外部地附接到IC上或者被集成到IC中。例如，线圈13和输出电容器14可外部地附接到IC上。

输出电压Vout被第一电阻器9和第二电阻器10分压，并且得到的电压被输入到第一差分放大器1的反相输入端。基准电压Vref从基准电压源11输入到第一差分放大器1的非反相输入端。第一差分放大器1输出差分输出信号def_out作为两个输入电压之间的差。差分输出信号def_out经由第一电容器12反馈到第一差分放大器1的反相输入端。差分输出信号def_out还被输入到比较器2的非反相输入端。具有给定周期的第一周期性信号ct从振荡器3输入到比较器2的反相输入端。比较器2将两个输入电压相比较并输出比较结果信号comp_out。振荡器3输出第一周期性信号ct和时钟信号ck，其中时钟信号ck具有与第一周期性信号ct基本类似的周期。基于时钟信号ck，第一信号发生器4输出定时控制信号tm_cntl，其中定时控制信号tm_cntl具有与时钟信号ck基本类似的周期。第二信号发生器5计算比较结果信号comp_out和定时控制信号tm_cntl的逻辑与，并输出控制信号cntl。

控制信号cntl被输入到贯通防止电路6。基于控制信号cntl，贯通防止电路6输出第一开关信号和第二开关信号，其中第二开关信号是第一开关信号的反相信号。当第一信号为高时，例如当第一开关信号的电位电平相对较高时，第一开关7闭合(即导通)，并且当第一信号为低时，例如当第一开关信号的电位电平相对较低时，第一开关断开(即关断)。当第二开关信号为高时，第二开关8闭合，并且当第二开关信号为低时，第二开关断开。这样，虽然未特别限制，但是例如，第一开关信号的极性和控制信号cntl的极性彼此相反。第一开关7耦合到DC-DC变换器的输出端15。第二开关8串行耦合到第一开关7。线圈13耦合在DC-DC变换器的输入端16与第一开关7和第二开关8的节点之间。输入电压Vin施加到输入端16。输出电容器14耦合到输出端15。负载等(未示出)耦合到输出端15。输出电压Vout经由输出端15提供给负载。

图2图示出图1的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例。

如图2所示，第一信号发生器4包括第二差分放大器21、第一比较器22、RS(复位-置位)触发器电路23、第一电流源24、第二电容器25、晶体管26、反相器27、构成电阻分压电路的第三电阻器28和第四电阻器29、以及构成电阻分压电路的第五电阻器30和第六电阻器31。

输出电压Vout被第三电阻器28和第四电阻器29分压，并且得到的电压被输入到第二差分放大器21的反相输入端。输入电压Vin被第五电阻器30和第六电阻器31分压，并且得到的电压被输入到第二差分放大器21的非反相输入端。第二差分放大器21输出差分信号v1，该差分信号v1表示那两个输入电压之间的差。差分信号v1被输入到第一比较器22的反相输入端。第一电流源24、第二电容器25和晶体管26的漏极端耦合到第一比较器22的非反相输入端。时钟信号ck经由缓冲器32输入到晶体管26的栅极端。

第一比较器22将输入到第一比较器22的非反相输入端的电压v2与差分信号v1相比较，并输出比较结果。可通过重复对第二电容器25进行充电和放电来产生第二电压v2。第一比较器22的输出信号被输入到RS触发器电路23的置位端。时钟信号ck被反相器27反相，并且反相后的信号被输入到RS触发器电路23的复位端。经由缓冲器33从RS触发器电路23的数据端输出定时控制信号tm_cntl。

图3图示出图1的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例。

如图3所示，不是输出电压Vout，而是基准电压Vref从基准电压源34输入到第二差分放大器21的反相输入端。即，虽然图2所示的第一信号发生器4具有检测输入电压Vin和输出电压Vout二者的配置，但是图3所示的第一信号发生器4具有仅检测输入电压Vin的配置。因此，图3所示的第一信号发生器4不需要输出电压Vout。其他配置与图2所示的那些配置类似。

图4图示出图1的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时。

如图4所示，例如，当时钟信号ck从低变为高时，晶体管26进入导通状态，因此第二电容器25中所存储的电荷被放电。因此，电压v2变为零。RS触发器电路23也被复位，因此RS触发器电路23的输出(即，定时控制信号tm_cntl)变低。当时钟信号从高变为低时，晶体管26进入关断状态，因此电荷被存储在第二电容器25中。因此，电压v2增大。具有电压v2的信号是例如具有三角波的第二周期性信号，并且具有与时钟信号ck和第一周期性信号ct的周期基本类似的周期。

当电压v2低于差分信号v1的电压时，第一比较器22的输出为低，并且当电压v2达到差分信号v1的电压时，第一比较器的输出变为高。当第一比较器22的输出变为高时，RS触发器电路23被置位。因此，RS触发器电路23的输出(即定时控制信号tm_cntl)变为高。在图2所示的配置中，差分信号v1的电压根据输入电压Vin和输出电压Vout而变化。在图3所示的配置中，差分信号v1的电压根据输入电压Vin而变化。因此，定时控制信号tm_cntl从低变为高的定时td也变化。

实施例不限于上述电路配置，并且定时td可根据输入/输出电压和切换频率(例如第一周期性信号的周期)而被调整。例如，布置可以是：v1被设定为具有固定电压，并且振荡器3的电流Iosc根据输入/输出电压而变化以改变v2的增大斜率。这种配置还可以按上述方式调整定时td。

图5图示出图1的升压DC-DC变换器的操作定时。

如图5所示，第一周期性信号ct例如是三角波信号，其同步于时钟信号ck而重复增大和减小。差分输出信号def_out根据输出电压Vout而变化。在操作时，比较结果信号comp_out在第一周期性信号ct的电压高于差分输出信号def_out的电压时为低，并且在第一周期性信号ct的电压低于或等于差分输出信号def_out的电压时为高。然而，在操作时，由于发生了与比较器等的响应时间相对应的量的延迟，因此在比较单元2中，在从第一周期性信号ct的电压下降达到差分输出信号def_out的电压的定时(第一定时)起延迟了时间量tdly的情况下，切换比较结果信号comp_out的高和低。延迟时间tdly依赖于比较单元2中的比较器等的响应速度。

定时控制信号tm_cntl在比较结果信号comp_out从低变为高之前从高变为低，并且定时控制信号tm_cntl在比较结果信号comp_out从高变为低之前从低变为高。第一信号发生器4调整输入到第二差分放大器21的电压，以使得如上所述的定时控制信号tm_cntl被输出。控制信号cntl同步于定时控制信号tm_cntl的上升沿而从低变为高，并且同步于比较结果信号comp_out的下降沿而从高变为低。因此，与使用比较结果信号comp_out进行控制的情况相比，使用控制信号cntl来控制第一开关7和第二开关8可以减小第一开关7的关断时段和第二开关8的导通时段。

希望定时td满足：

$0\≤(\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}-1)T+\mathrm{tdly}\≤\mathrm{td}\≤\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}T...\left(2\right)$

因此，定时td不仅可根据输入电压Vin和输出电压Vout而变化，还可以根据切换频率而变化。

图6图示出根据该实施例的包括升压DC-DC变换器的电子设备的第二示例。

如图6所示，在第二配置示例的升压DC-DC变换器110中，第一信号发生器4基于第一周期性信号ct和输入电压Vin生成定时控制信号tm_cntl。第二配置示例的其他配置和操作与升压DC-DC变换器的第一配置示例类似。

图7图示出图6的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例，并且图8图示出图6的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例。图9图示出图6的升压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时。

如图7和图8所示，在每个第一信号发生器4中，第一周期性信号ct被输入到第一比较器22的非反相输入端。在第二配置示例中，第一信号发生器4不需要RS触发器电路、第一电流源、第二电容器、晶体管、反相器等。第一比较器22的输出直接成为定时控制信号tm_cntl。因此，如图9所示，第一比较器22的输出(即，定时控制信号tm_cntl)在第一周期性信号ct的电压低于差分信号v1的电压时为低，并且在第一周期性信号ct的电压达到差分信号v1的电压时变为高。第一信号发生器4的其他配置和操作与升压DC-DC变换器的第一配置示例中的第一信号发生器4类似。

根据该实施例的升压DC-DC变换器，例如，当比较单元2中的比较器等的延迟时间是50ns，贯通防止电路6的延迟时间是10ns，切换频率是2.4MHz，并且输出电压Vout是3.2V时，从上述式(1)可以确定可允许输入电压Vin高至约3.123V，这是因为控制信号cntl的改变定时不依赖于比较器等的延迟时间“50ns”。相比之下，当在类似条件下使用比较结果信号comp_out而非定时控制信号tm_cntl来控制第一开关7和第二开关8时，从上述式(1)可以确定输入电压Vin约为2.739V或更低，这是因为比较结果信号comp_out的改变定时依赖于比较器等的延迟时间“50ns”。因此，根据该实施例的升压DC-DC变换器可以增大允许控制输出电压的输入电压范围。将输入电压的范围设定为类似于在不使用定时控制信号tm_cntl的情况下的电压范围可能使得无法增大切换频率。

图10图示出根据该实施例的包括降压DC-DC变换器的电子设备的第一示例。如图10所示，在降压DC-DC变换器200中，贯通防止电路6输出极性与控制信号cntl的极性类似的信号作为用于控制第一开关7的第一开关信号，并且输出极性与控制信号cntl的极性相反的信号作为用于控制第二开关8的第二开关信号。第一开关7耦合到DC-DC变换器的输入端16。第二开关8串行耦合到第一开关7。线圈13耦合在DC-DC变换器的输出端15与第一开关7和第二开关8的节点之间。其他配置与升压DC-DC变换器的第一配置示例类似。第一信号发生器4的配置和操作与参考图2至4对升压DC-DC变换器的第一配置示例所描述的那些配置和操作类似。

图11图示出根据该实施例的包括降压DC-DC变换器的电子设备的第二示例。

如图11所示，第二配置示例中的降压DC-DC变换器210基于第一周期性信号ct和输入电压Vin生成定时控制信号tm_cntl。其他配置与降压DC-DC变换器的第一配置示例类似。第一信号发生器4的配置和操作与参考图7至9对升压DC-DC变换器的第二配置示例所描述的那些配置和操作类似。

降压DC-DC变换器的第一配置示例和第二配置示例的操作与以上参考图5对升压DC-DC变换器的第一配置示例所描述的操作类似。在任一种配置示例中，希望定时td满足：

$0\≤\mathrm{tdly}-\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}T\≤\mathrm{td}\≤(1-\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}})T...\left(3\right)$

因此，如上所述，定时td不仅可根据输入电压Vin和输出电压Vout而变化，还可根据切换频率而变化。与以上描述的升压DC-DC变换器类似，该实施例的降压DC-DC变换器可增大允许控制输出电压的输入电压范围。降压DC-DC变换器也可增大切换频率。

图12图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第一示例。

如图12所示，升压/降压DC-DC变换器300被配置为使得比较结果信号comp_out的导通时段部分地被定时控制信号tm_cntl所掩蔽。在这种布置下，线圈电流从输入端16流向地的第一状态的时段和线圈电流从地流向输出端15的第二状态的时段被减小。升压/降压DC-DC变换器300除了具有第一开关(SW1)7和第二开关(SW2)8之外，还具有第三开关(SW3)17和第四开关(SW4)18。第一开关7和第二开关8如上述降压DC-DC变换器的示例(见图10)中所耦合。第四开关18耦合到DC-DC变换器300的输出端15。第三开关17串行耦合到第四开关18。线圈13耦合在第一开关7和第二开关8的节点与第三开关17和第四开关18的节点之间。

振荡器3输出时钟信号ck作为第一周期性信号。基于时钟信号ck和第一差分放大器1的差分输出信号def_out，比较单元2生成比较结果信号comp_out。基于时钟信号ck、比较结果信号comp_out和定时控制信号tm_cntl，第二信号发生器19生成第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3，并且输出所生成的第一至第三信号st1至st3作为控制信号。基于第一至第三状态信号st1至st3，开关控制电路20输出第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号。第一开关7、第二开关8、第三开关17和第四开关18的断开和闭合分别由第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号控制。

第一差分放大器1、比较单元2、振荡器3、第一信号发生器4、第二信号发生器19和开关控制电路20例如被集成到单个IC中。第一开关7、第二开关8、第三开关17、第四开关18、第一电阻器9、第二电阻器10、基准电压源11和第一电容器12可外部地附接到IC或者集成到IC中。例如，线圈13和输出电容器14外部地附接到IC。

升压/降压DC-DC变换器300操作于三种模式下。例如，当输入电压Vin充分大于输出电压Vout时，升压/降压DC-DC变换器300操作于降压模式下。当输入电压Vout充分小于输出电压Vout时，升压/降压DC-DC变换器300操作于升压模式下。当输入电压Vin和输出电压Vout彼此基本相等时，升压/降压DC-DC变换器300操作于升压/降压模式下。

图13图示出在图12的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下开关的状态。

如图13所示，在降压模式下，第一开关7和第二开关8的断开和闭合被排他性地(exclusively)控制。第三开关17被固定为关断状态并且第四开关18被固定为导通状态。当第一开关7进入导通状态时，线圈电流Ilx从输入端16通过线圈13流到输出端15。该状态被称为“第三状态”。另一方面，当第二开关8进入导通状态时，该状态被称为“第二状态”。在降压模式下，第二状态和第三状态被排他性地控制。

图14图示出在图12的升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下开关的状态。如图14所示，在升压/降压模式下，所有开关的断开和闭合被控制。当第一开关7和第三开关17处于导通状态并且第二开关8和第四开关18处于关断状态时，线圈电流Ilx从输入端16通过线圈13流到地。该状态被称为“第一状态”。在升压/降压模式下，第一状态、第二状态和第三状态被排他性地切换。

图15图示出在图12的升压/降压DC-DC变换器的升压模式下开关的状态。

在升压模式下，第三开关17和第四开关18的断开和闭合被排他性地控制。第一开关7被固定为导通状态并且第二开关8被固定为关断状态。在升压模式下，第一状态和第三状态被排他性地切换。因此，第二信号发生器19输出第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3，以使得根据操作模式而选择适当的一种状态。开关控制电路20输出第一开关信号、第二开关信号、第三开关信号和第四开关信号，以使得根据操作模式和状态来控制各个开关的断开和闭合。

图16图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例。

如图16所示，升压/降压DC-DC变换器300中的第一信号发生器4具有以下配置：向上述升压DC-DC变换器100中的第一信号发生器4(见图2)的配置增加了延迟电路35、与电路36、缓冲器37和反相器38。延迟电路35包括第七电阻器39、第三电容器40、用于控制第三电容器40的充放电的晶体管41以及反相器42。第七电阻器39和第三电容器40构成RC(电阻器-电容器)电路。缓冲器37和反相器38以及缓冲器33耦合到RS触发器电路23的输出端。

RS触发器电路23的输出信号被延迟了第七电阻器39和第三电容器40的时间常数，经延迟的信号通过反相器42而被反相，并且经反相的信号输入到与电路36。RS触发器电路23的输出信号经由缓冲器33也输入到与电路36。与电路36计算缓冲器33的输出信号和反相器42的输出信号的逻辑与，以输出控制信号tm_cntl。晶体管41的导通和关断受反相器38的输出信号控制。

图17图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例。

如图17所示，第一信号发生器4也可与上述升压DC-DC变换器的第一信号发生器4的替代配置(见图3)中一样，具有用于仅检测输入电压Vin的配置。在图16或图17所示的第一信号发生器4中，RS触发器电路23的输出信号由“v3”表示并且延迟电路35的输出信号由“v4”表示。

图18图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时。

如图18所示，当输入到第一比较器22的非反相输入端的电压v2低于差分信号v1的电压时，RS触发器电路23的输出信号v3为低，并且当电压v2达到差分信号v1的电压时，RS触发器电路23的输出信号v3变为高。在图16所示的配置中，v1的电压根据输入电压Vin和输出电压Vout而变化。在图17所示的配置中，v1的电压根据输入电压Vin而变化。因此，定时控制信号tm_cntl从低变为高的定时td也变化。

延迟电路35的输出信号v4是输出信号v3的反相信号。然而，输出信号v4经过了延迟电路35，因此输出信号v4在从输出信号v3的上升沿起延迟时间量tw而从高变为低。当输出信号v3同步于时钟信号ck而从高变为低时，延迟电路35中的晶体管41进入导通状态。因此，第三电容器40被放电，使得延迟电路35的输出信号v4同步于RS触发器电路23的输出信号v3的下降沿而从低变为高。定时控制信号tm_cntl是由v3和v4的逻辑与产生的，因此在从v3的上升沿到v4的下降沿之间为高。即，定时控制信号tm_cntl为高的时段是由延迟电路35的延迟时间tw决定的。因此，延迟电路35的时间常数被调整，以便提供所需的定时控制信号tm_cntl。

实施例不限于上述电路配置，并且延迟时间tw可具有大于或等于驱动器的延迟时间的时间量，如下所述。例如，由于延迟时间tw可以不是固定时间，因此布置可以是使用与图17的第二电容器25具有不同值并且生成v3的另一电路，并将其反相信号用作v4来生成定时控制信号tm_cntl。

图19图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的一个示例。

如图19所示，第二信号发生器19作为基于比较结果信号comp_out、定时控制信号tm_cntl和时钟信号ck来生成第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3的逻辑电路。与电路55输出比较结果信号comp_out和定时控制信号tm_cntl的逻辑与。RS触发器电路57由与电路55的输出信号置位。RS触发器电路57由时钟信号ck的反相信号复位，该反相信号是通过反相器56获得的。反相器51将比较结果信号comp_out反相。反相器52将反相器51的输出信号反相。与电路53输出反相器52的输出信号和RS触发器电路57的数据端Q的输出信号的逻辑与，作为第一状态信号st1。

与电路54输出反相器51的输出信号和定时控制信号tm_cntl的逻辑与。与非电路58输出与电路54的输出信号和RS触发器电路57的数据端Q的输出信号的逻辑与非。与非电路59输出反相器51的输出信号和RS触发器电路57的数据端/Q(/Q是数据端Q的输出信号的反相信号)的输出信号的逻辑与非。与非电路60输出与非电路58的输出信号和与非电路59的输出信号的逻辑与非，作为第二状态信号st2。或非电路61输出第一状态信号st1和第二状态信号st2的逻辑或非，作为第三状态信号st3。

图20图示出图12的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的操作定时。

如图20所示，在从定时控制信号tm_cntl从低变为高的第一定时到比较结果信号comp_out从高变为低的第四定时的时段中，第一状态信号st1为高。在从第四定时到定时控制信号tm_cntl从高变为低的第二定时的时段中，第二状态信号st2为高。在从比较结果信号comp_out从低变为高的第三定时到第一定时的时段中和从第二定时到第三定时到第三定时的时段中，第三状态信号st3为高。虽然在图20所示的定时示例中，第二定时和第三定时彼此匹配，但是它们可以彼此不匹配。

第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3排他性地变为高电平。例如，它们优先以第一状态信号st1、第三状态信号st3和第二状态信号st2的顺序变为高电平。即，在一个周期中，第一状态信号st1的高电平时段(该时段在以下将被称为“第一状态时段”)被首先分配优先级。在其余时段中，接下来，第三状态信号st3的高电平时段(该时段在以下将被称为“第三状态时段”)被分配。此外，在其余时段中，第二状态信号st2变为高，以使得状态进入第二状态时段。第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3为高的时段分别由t1、t2和t3表示。第二信号发生器19被配置为：其可以输出上述的第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3。

图21图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的降压模式下的操作定时。

如图21所示，在降压模式下，由于比较结果信号comp_out在定时控制信号tm_cntl从低变为高之前从高变为低，所以第一状态信号st1保持为低。因此，在降压模式下，在没有第一状态的情况下交替重复第二状态和第三状态。线圈电流Ilx在第三状态时段t3中增大并且在第二状态时段t2中减小。

图22至图24图示出升压/降压DC-DC变换器的升压/降压模式下的操作定时。

如图22所示，在升压/降压模式下，当输出电压Vin高于输出电压Vout时，第一状态信号st1的高电平时段短于第二状态信号st2的高电平时段。即，第一状态时段t1短于第二状态时段t2。线圈电流Ilx在第三状态时段t3中增大，在第一状态时段t1中比在第三状态时段t3中更急剧地增大，并且在第二状态时段t2中逐渐减小。

如图23所示，当输入电压Vin和输出电压Vout在升压/降压模式下彼此基本相等时，第一状态信号st1的高电平时段和第二状态信号的高电平时段彼此基本相等。因此，第一状态时段t1和第二状态时段t2彼此基本相等。线圈电流Ilx在第三状态时段t3中基本不改变，在第一状态时段t1中增大，并且在第二状态时段t2中减小。

如图24所示，当输入电压Vin在升压/降压模式下低于输出电压Vout时，第一状态信号st1的高电平时段长于第二状态信号st2的高电平时段。因此，第一状态时段t1长于第二状态时段t2。线圈电流Ilx在第三状态时段t3中减小，在第一状态时段t1中增大，并且在第二状态时段t2中比在第三状态时段t3中更急剧地减小。

图25图示出图12的升压/降压DC-DC变换器的升压模式下的操作定时。

如图25所示，在升压模式下，由于定时控制信号tm_cntl在比较结果信号comp_out从高变为低之前从高变为低并且第二状态信号保持为低，因此在升压模式下，在没有第二状态的情况下交替重复第一状态和第三状态。线圈电流Ilx在第三状态时段t3中减小并且在第一状态时段t1中增大。

图26、图27和图28图示出分别在升压/降压DC-DC变换器的降压模式下、升压/降压模式下和升压模式下的典型操作定时。现在将描述模式的切换。

如图26所示，比较结果信号comp_out为高的时段由“tpwm”表示。在降压模式下，定时td长于tpwm(即，td＞tpwm)。在降压模式下，满足式(4)。第三状态时段t3等于将通过从一个周期T中减去td和tw所获得的时段加上tpwm而获得的时段(即，t3＝tpwm+(T-td-tw))。因此，式(4)改写为：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{t3}{T}...\left(4\right)\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{\mathrm{tpwm}+(T-\mathrm{td}-\mathrm{tw})}{T}...\left(5\right)$

在升压/降压模式下，tpwm长于td并短于td和tw之和的时段(即，td＜tpwm＜td+tw)。在升压/降压模式下，线圈电流Ilx在第一状态、第二状态和第三状态下的增大/减小分别如式(6)中的i1、式(7)中的i2和式(8)中的i3给出。

$i1=\frac{\mathrm{Vin}}{L}t1...\left(6\right)$

$i2=\frac{-\mathrm{Vout}}{L}t2...\left(7\right)$

$i3=\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}}{L}t3...\left(8\right)$

在稳态条件下，线圈电流在这些状态下的增大和减小的量彼此相等，因此满足：

i1+i2+i3＝0…(9)

因此得出：

$\frac{\mathrm{Vin}}{L}t1-\frac{\mathrm{Vout}}{L}t2+\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}}{L}t3=0...\left(10\right)$

简化式子可得出：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{t1+t3}{t2+t3}...\left(11\right)$

如图27所示，第一状态时段t1等于从tpwm中减去td所获得的时段(t1＝tpwm-td)。第二状态时段t2等于将td和tw相加并从中减去tpwm所获得的时段(t2＝td+tw-tpwm)。第三状态时段t3等于从T中减去tw所获得的时段(t3＝T-tw)。因此，式(11)被改写为：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{(\mathrm{tpwm}-\mathrm{td})+(T-\mathrm{tw})}{(\mathrm{td}+\mathrm{tw}-\mathrm{tpwm})+(T-\mathrm{tw})}...\left(12\right)$

在升压模式下，tpwm长于td和tw之和的时段(td+tw＜tpwm)。在升压模式下，满足下式(13)：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{T}{t3}...\left(13\right)$

如图28所示，第三状态时段t3等于向从T中减去tpwm获得的时段加上td所获得的时段(t3＝td+(T-tpwm))。因此，式(13)被改写为：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{T}{\mathrm{td}+(T-\mathrm{tpwm})}...\left(14\right)$

升压/降压DC-DC变换器操作在降压模式下，直到td和tpwm变为彼此相等(td＝tpwm)为止。因此，将该关系代入从降压模式得出的式(5)可得到式(15)。另外，将该关系代入从升压/降压模式得出的式(12)可得到类似的式(15)。这表明降压模式和升压/降压模式在由下式表达的输入/输出关系所表示的边界处切换：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{T-\mathrm{tw}}{T}...\left(15\right)$

升压/降压DC-DC变换器在tpwm变为等于td和tw之和的时段(tpwm＝td+tw)之后操作在升压模式下。因此，将该关系代入从升压模式得出的式(14)可得到：

$\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{T}{T-\mathrm{tw}}...\left(16\right)$

此外，将该关系代入式(12)也得到类似的式(16)。这表明升压/降压模式和升压模式在式(16)表达的输入/输出关系所表示的边界处切换。

现在将描述对定时控制信号tm_cntl的高电平时段tw的优化。从式(15)和(16)可以了解，定时控制信号tm_cntl的高电平时段tw决定升压/降压模式下的操作区域。因此，执行对tw的优化。由于在升压/降压模式下控制四个开关，即第一至第四开关，因此操作效率低于降压模式下和升压模式下。因此，希望操作尽可能在降压模式和升压模式下执行。

图29图示出升压/降压模式下的理想操作区域。

如图29所示，理想的是将升压/降压模式设定在可在降压模式下以最大导通占空比(on duty)执行控制的界限(由虚线A表示)与可在升压模式下以最小导通占空比执行控制的界限(由虚线B表示)之间。该实施例的升压/降压DC-DC变换器可执行控制以相比于不使用定时控制信号tm_cntl的情况而言减小最小导通时间，并且因此可以进一步减小升压/降压模式操作区域。为了比较，在图29中，双点划线C表示当不使用定时控制信号tm_cntl时，可在升压模式下以最小导通占空比执行控制的界限。

可在降压模式下以最大导通占空比执行控制的界限与第二状态中的最小时间的界限类似，并且对应于驱动器的延迟时间。可在升压模式下以最小导通占空比执行控制的界限与第一状态中的最小时间的界限类似，并且也对应于驱动器的延迟时间。因此，希望将tw设定为驱动器的延迟时间以减小升压/降压模式下的操作区域。

基于上述式(5)，降压模式下td的范围可由下式给出：

$0\≤\mathrm{ton}\_\min -\mathrm{tw}+(1-\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}})T\≤\mathrm{td}\≤T...\left(17\right)$

其中ton_min表示tpwm的最小导通时间。

基于上述式(12)，升压/降压模式下td的范围可由下式给出：

$0\≤\mathrm{ton}\_\min -\mathrm{tw}+\frac{\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}T-\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}\mathrm{tw}\≤\mathrm{td}\≤T-\mathrm{tw}...\left(18\right)$

基于上述式(14)，升压模式下td的范围可由下式给出：

$0\≤\mathrm{ton}\_\min +(\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}-1)T\≤\mathrm{td}\≤\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}T...\left(19\right)$

图30图示出td的范围与Vout/Vin的关系。

例如，当切换频率fsw约为2.4MHz，tw约为20ns，并且ton_min约为50ns时，上述式(17)、(18)和(19)得到td与Vout/Vin的关系例如在图30的阴影范围内。因此，例如，当Vout/Vin的规格在大约0.5至大约1.5的范围内时，td/T例如可被固定为大约0.6。然而，例如当Vout/Vin的规格在大约0.2至大约1.5的范围内时，td根据Vout/Vin而变化。

该实施例的升压/降压DC-DC变换器可执行控制以使得第一状态时段t1和第二状态时段t2短于在不使用定时控制信号tm_cntl的情况下的时段。在这种布置下，如图31和图32所示，可以抑制或者防止模式切换期间输出电压的明显波动。可以抑制或者防止升压/降压模式下操作效率的降低。

图31图示出在由图12的升压/降压DC-DC变换器所执行的模式切换期间输出电压的波动。图32图示出在不使用定时控制信号的模式切换期间输出电压的波动。然而，图31和图32所示的输出电压波动例如是在以下条件时获得的：线圈13的电感约为1.5μH，输出电容器14的电容为2.0μF，切换频率约为2.4MHz，输出电压Vout约为3.2V，输出电流Io约为400mA，并且输入电压Vin每1ms从大约5.0V改变为大约2.5V。图31与图32之间的比较清楚地显示，根据本实施例的升压/降压DC-DC变换器的输出电压几乎没有波动。

图33图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第二示例。如图33所示，在第二配置示例的升压DC-DC变换器310中，第一信号发生器4基于时钟信号ck和输入电压Vin生成升高(boost)信号“boost”和降低(buck)信号“buck”，而不是定时控制信号tm_cntl。第二信号发生器19基于比较结果信号“comp_out”、升高信号“boost”和降低信号“buck”生成第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3。其他配置与升压/降压DC-DC变换器的第一配置示例的那些配置类似。

图34图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例，并且图35图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的另一示例。图36图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的操作定时。

如图34或图35所示，第一信号发生器4直接经由缓冲器33输出RS触发器电路23的输出信号作为升高信号“boost”，并且直接经由缓冲器43输出延迟电路35的输出信号作为降低信号“buck”。即，在第二配置示例中，第一信号发生器4直接输出两个信号(即，RS触发器电路23的输出信号和延迟电路35的输出信号)，而不计算逻辑与。这两个信号用于提供第一配置示例中的定时控制信号tm_cntl(见图16或图17)。因此，如图36所示，定时td是升高信号“boost”从低变为高的定时。延迟时间tw是从升高信号“boost”从低变为高的定时到降低信号“buck”从高变为低的定时之间的时间。延迟时间tw的时段对应于上述第一配置示例中定时控制信号tm_cntl的高电平时段。

图37图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的一个示例，并且图38图示出图33的升压/降压DC-DC变换器中的第二信号发生器的操作定时。

如图37所示，第二信号发生器19作为基于比较结果信号“comp_out”、升高信号“boost”和降低信号“buck”来生成第一状态信号st1、第二状态信号st2和第三状态信号st3的逻辑电路。与电路71输出比较结果信号“comp_out”和升高信号“boost”的逻辑与，作为第一状态信号st1。反相器72将比较结果信号comp_out反相。与电路73输出反相器72的输出信号和降低信号“buck”的逻辑与，作为第二状态信号st2。或非电路74输出第一状态信号st1和第二状态信号st2的逻辑或非，作为第三状态信号st3。由于上述第一配置示例中的定时控制信号“tm_cntl”仅仅被分成升高信号“boost”和降低信号“buck”，因此第二信号发生器19的操作定时与第一配置示例中的第二信号发生器19的操作定时(见图20)类似，如图38所示。

图39至43图示出升压/降压DC-DC变换器的第二配置示例的操作定时。由于上述第一配置示例中的定时控制信号“tm_cntl”仅仅被分成升高信号“boost”和降低信号“buck”，因此第二配置示例的操作定时与第一配置示例的操作定时(见图21至25)类似，如图39至43所示。图39、40、41、42和43中的操作状态分别对应于图21、22、23、24和25中的操作状态。

图44图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第三示例。

如图44所示，第三配置示例中的升压/降压DC-DC变换器320用作检测线圈电流峰值的电流模式(C模式)DC-DC变换器。第一感测电阻器81耦合在第一开关7与输入端16之间。第一感测电阻器81将流经线圈13的电流转换为电压。电流检测器82耦合到第一感测电阻器81。电流检测器82将从第一感测电阻器81输入的电压转换为电流“Isense”。电流检测器82经由开关84耦合到补偿电路83。开关84的断开和闭合受与电路86的输出信号控制。与电路86输出从比较单元2输出的比较结果信号comp_out和从开关控制电路20输出的第一开关信号的逻辑与。当开关84处于导通状态时，执行电流感测。

第八电阻器85耦合到电流检测器82和补偿电路83的节点。第八电阻器85将电流Isense转换为电压Vsense。电压Vsense的值是通过将电流Isense乘以第八电阻器85的电阻值而获得的。补偿电路83对电压Vsense执行斜坡补偿以输出斜坡补偿输出slp_out。该比较单元2具有第二比较器87和SR(置位-复位)触发器电路88。斜坡补偿输出slp_out和差分输出信号def_out被分别输入到第二比较器87的反相输入端和非反相输入端。时钟信号ck和第二比较器87的输出信号被分别输入到SR反相器电路88的置位端和复位端。SR触发器电路88经由数据端输出补偿结果信号comp_out。

电流检测器82、补偿电路83、开关84、第八电阻器85和与电路86例如与第一差分放大器1、比较单元2、振荡器3、第一信号发生器4、第二信号发生器19和开关控制电路20一起被集成到单个IC中。第一感测电阻器81可外部地附接到IC或者可集成到IC中。其他配置与升压/降压DC-DC变换器的第一配置示例的那些配置类似。当第一开关7由晶体管(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))实现时，第一开关7的晶体管的导通电阻可用作第一感测电阻器81。

图45至47图示出升压/降压DC-DC变换器的第三配置示例的操作定时。例如，图45图示出降压模式下的操作定时，图46图示出升压/降压模式下的操作定时，并且图47图示出升压模式下的操作定时。如图45至47所示，当时钟信号ck从低变为高时，SR触发器电路88被置位，并且因此比较结果信号comp_out从低变为高。当比较结果信号comp_out为高时，第一开关信号为高。因此，与电路86的输出信号为高并且开关84进入导通状态。因此，开始电流感测。第二比较器87将斜坡补偿输出slp_out与差分输出信号def_out相比较。当比较表明斜坡补偿输出slp_out达到差分输出信号def_out时，SR触发器电路88被复位。因此，比较结果信号comp_out从高变为低。比较结果信号comp_out被如上所述地生成。由于比较结果信号comp_out与从第一信号发生器4输出的定时控制信号tm_cntl之间的关系，第三配置示例中的操作定时与第一配置示例中的操作定时(见图21至25)类似。

图48图示出根据该实施例的包括降压DC-DC变换器的电子设备的第三示例。

如图48所示，在第三配置示例的降压DC-DC变换器220中，第二感测电阻器91耦合在输出端15与线圈13和输出电容器14的节点之间。第一信号发生器4包括第三差分放大器92和第三比较器93。第二感测电阻器91将输出电流Io转换为电压。第三差分放大器92的反相输入端耦合到线圈13和输出电容器14的节点。第三差分放大器92的非反相输入端耦合到输出端15。因此，第三差分放大器92输出第二感测电阻器91的相对两端处的电压差作为差分信号v1。

当输出电流Io增大时，差分信号v1减小，相反，当输出电流Io减小时，差分信号v1增大。差分信号v1被输入到第三比较器93的反相输入端。第一周期性信号ct从振荡器3输入到第三比较器93的非反相输入端。第三比较器93将定时控制信号tm_cntl输出到第二信号发生器5(例如与电路)。当第一周期性信号ct的电压低于差分信号v1的电压时，定时控制信号tm_cntl为低，并且当第一周期性信号ct的电压达到差分信号v1的电压时，定时控制信号tm_cntl为高。

其他配置与降压DC-DC变换器的第二配置示例的那些配置类似。第三差分放大器92和第三比较器93例如与第一差分放大器1、比较单元2、振荡器3、第二信号发生器5和贯通防止电路6一起集成到单个IC中。第二感测电阻器91可外部地附接到IC或者可集成到IC中。

图49图示出图48的降压DC-DC变换器的操作定时。

如图49所示，当耦合到输出端15的负载(图48中未示出)从轻负载变为重负载时，输出电流Io增大。在这种情况下，当从输入电压Vin的供应源经由输入端16所流动的电流可能不跟随输出电流Io的增大时，输出电流Io的增大量通过输出电容器14中所存储的电荷而得到补偿。并且因此，输出电压Vout暂时减小。当输出电流Io增大时，第二感测电阻器91处的电压降变得更大，因此第二感测电阻器91相对两端处的电压之间的差增大。因此，差分信号v1(由图49中的点划线表示)在输出电流Io增大时减小。

当差分信号v1减小时，第三比较器93中第一周期性信号ct的电压低于差分信号v1的电压的时段减小。即，定时控制信号tm_cntl从低变为高的定时td变早。在图49中，定时控制信号tm_cntl的上升定时已从td变到td1(td1＜td)。另一方面，紧接在输出电流Io增大之后，比较结果信号comp_out不表现出大的改变。因此，控制信号cntl的导通时段被增大了与定时控制信号tm_cntl的提早上升定时相对应的量。在图49中，控制信号cntl的导通时段已从tc变到tc1(tc1＞tc)。作为控制信号cntl的导通时段增大的结果，从输入电压Vin的供应源经由输入端16所流动的电流量增大，并且因此，暂时减小的输出电压Vout在短时间段内返回到其原始电压。

图50图示出图48的降压DC-DC变换器的操作定时。

如图50所示，当负载从重负载变为轻负载时，输出电流Io减小。在这种情况下，从输入电压Vin的供应源经由输入端16所流动的电流可能不跟随输出电流Io的减小，并且流经线圈13的过量电流流到输出电容器14。结果，输出电容器14中所存储的电荷量增大，因此输出电压Vout暂时增大。当输出电流Io减小时，第二感测电阻器91处的电压降变小，因此第二感测电阻器91的相对两端处的电压之间的差减小。因此，差分信号v1(由图50中的点划线表示)在输出电流Io减小时增大。

当差分信号v1增大时，第三比较器93中第一周期性信号ct的电压低于差分信号v1的电压的时段增大。因此，定时控制信号tm_cntl从低变为高的定时td被延迟。在图50中，定时控制信号tm_cntl的上升定时已从td变到td2(td2＞td)。紧接在输出电流Io减小之后，比较结果信号comp_out不表现出大的改变，因此控制信号cntl的导通时段被减小了与定时控制信号tm_cntl的经延迟的上升定时相对应的量。在图50中，控制信号cntl的导通时段已从tc变到tc2(tc2＜tc)。作为控制信号cntl的导通时段减小的结果，从输入电压Vin的供应源经由输入端16所流动的电流量减小，并且因此，暂时增大的输出电压Vout在短时间段内返回到其原始值。

图51图示出当负载突然改变时的特性。在这种情况下，输入电压Vin为5.0V，输出电压Vout为1.2V，线圈13的电感L为1.5μH，输出电容器14的电容Cout为4.7μF，并且切换频率fsw为2.5MHz。在图51中，图48所示的降压DC-DC变换器的第三配置示例被标为“实施例”，并且图11所示的降压DC-DC变换器的第二配置示例被标为“比较例”。如图51所示，与比较例中的输出电压Vout相比，实施例中的输出电压Vout相对于输出电流Io的突然改变可更迅速地恢复。即，基于输出电流Io的改变来控制定时控制信号tm_cntl的上升定时可以改善负载突然改变期间的特性。

图52图示出根据该实施例的包括升压DC-DC变换器的电子设备的第三示例。

如图52所示，在第三配置示例的升压DC-DC变换器120中，第二感测电阻器91耦合在输出端15与第一开关7和输出电容器14的节点之间。该第一信号发生器4包括第三差分放大器92和第三比较器93。第三差分放大器92的反相输入端耦合到第一开关7和输出电容器14的节点。第二感测电阻器91、第三差分放大器92和第三比较器93的其他配置与上述降压DC-DC变换器的第三配置示例中的那些配置类似。其他配置也与升压DC-DC变换器的第二配置示例的那些配置类似。第三配置示例的操作示例也与降压DC-DC变换器的第三配置示例的操作示例类似。

图53图示出根据该实施例的包括升压/降压DC-DC变换器的电子设备的第四示例。

如图53所示，在第四配置示例的升压/降压DC-DC变换器330中，第二感测电阻器91耦合在输出端15与第四开关18和输出电容器14的节点之间。第二感测电阻器91的相对两端处的电压Va和Vb被提供给第一信号发生器4。第二感测电阻器91例如可与第一差分放大器1、比较单元2、振荡器3、第一信号发生器4、第二信号发生器19和开关控制电路20一起集成到单个IC中，或者可外部地附接到IC。其他配置与升压/降压DC-DC变换器的第二配置示例的那些配置类似。

图54图示出图53的升压/降压DC-DC变换器中的第一信号发生器的一个示例。

如图54所示，除了图34所示的配置外，第一信号发生器4还具有第四差分放大器96、第二电流源97、第三电流源98和第九电阻器99。第二感测电阻器91的一端(该端与输出电容器14相邻)的电压Vb被提供给第四差分放大器96的反相输入端。第二感测电阻器91的另一端(该端与输出端51相邻)的电压Va被提供给第四差分放大器96的非反相输入端。因此，第四差分放大器96输出第二感测电阻器91的相对两端处的电压之间的差。第三电流源98耦合在第四差分放大器96的输出端与第一比较器22的反相输入端之间，并且使得电流I2根据第四差分放大器96的输出电压而流动。

第二电流源97耦合在第二差分放大器21的输出端与第一比较器22的反相输入端之间，并且使得电流I1根据第二差分放大器21的输出电压而流动。第九电阻器99的一端耦合到第一比较器22的反相输入端。第九电阻器99的另一端耦合到地。电流I1和电流I2合并在一起并流经第九电阻器99。第九电阻器99将所流经的电流转换为电压，该电压然后被提供给第一比较器22的反相输入端。其他配置与图34所示的第一信号发生器4的配置类似。

图55图示出在输入电压Vin和输出电压Vout彼此相等的情况下，在从轻负载变为重负载期间，第四配置示例的升压/降压DC-DC变换器的操作定时。如图55所示，当耦合到输出端15的负载(图53中未示出)从轻负载变为重负载时，输出电流Io增大。因此，第二感测电阻器91的相对两端处的电压之间的差增大，并且第四差分放大器96的输出电压减小。由于电流I2减小并且流经第九电阻器99的电流总量减小，因此输入到第一比较器22的反相输入端的电压v1(由图55中的点划线表示)在输出电流Io增大时减小。因此，输入到第一比较器22的非反相输入端的电压v2低于电压v1的时段减小。

即，升高信号“boost”从低变为高的定时td变早，并且相应地，降低信号“buck”从高变为低的定时变早。在图55中，升高信号“boost”的上升定时已从td变到td3(td3＜td)。第一状态信号st1的导通时段被增大并且第二状态信号st2的导通时段被减小了与升高信号“boost”的提早上升定时和降低信号“buck”的提早下降定时相对应的量。在图55中，第一状态信号st1的导通时段已从t1变到t1_1(t1_1＞t1)，并且第二状态信号st2的导通时段已从t2变到t2_1(t2_1＜t2)。结果，线圈13在短时间段内被充上能量，并且因此，负载的突然改变期间的特性改善了。

图56图示出在输入电压Vin和输出电压Vout彼此相等的情况下，在从重负载变为轻负载期间，第四配置示例的升压/降压DC-DC变换器的操作定时。如图56所示，当负载从重负载变为轻负载时，输出电流Io减小。因此，第二感测电阻器91的相对两端处的电压之间的差减小，并且第四差分放大器96的输出电压增大。由于电流I2增大并且流经第九电阻器99的电流总量增大，因此输入到第一比较器22的反相输入端的电压v1(由图56中的点划线表示)在输入电流Io减小时增大。因此，电压v2低于电压v1的时段增大，使得升高信号“boost”的上升定时和降低信号“buck”的下降定时被延迟。在图56中，升高信号“boost”的上升定时已从td变到td4(td4＞td)。第一状态信号st1的导通时段被减小并且第二状态信号st2的导通时段被增大了与升高信号“boost”和降低信号“buck”的所延迟定时相对应的量。在图56中，第一状态信号st1的导通时段已从t1变到t1_2(t1_2＜t1)，并且第二状态信号st2的导通时段已从t2变到t2_2(t2_2＞t2)。结果，线圈13中的能量在短时间段内被放电，因此负载的突然改变期间的特性改善了。类似方面适用于在输入电压Vin和输出电压Vout彼此不同的情形中负载突然改变的情况。

根据该实施例，可以增大切换频率fsw并且增大输入电压Vin的范围。因此，将实施例的配置应用于例如内置在移动设备中的DC-DC变换器使得可增大移动设备的操作时间。此外，由于输出电压Vout的波纹被减小，因此可以减小外部附接的组件(例如线圈13和输出电容器14)的大小。

差分放大器和差分输出信号可分别被替换为误差放大器和误差输出信号。DC-DC变换器、第一信号发生器和第二信号发生器的配置不限于上述示例。该实施例中所提及的表述是理想化的表述，可能与在考虑实际损耗等时的表述略微不同。

上述实施例中的配置例如具有比较单元、第一信号发生器和第二信号发生器。比较单元在从具有给定周期的第一周期性信号的第一定时起经过给定时间之后输出比较结果，该比较结果是通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而获得的。第一信号发生器输出定时控制信号，该定时控制信号在从第一定时起经过给定时间之前处于第一电平，并且在经过给定时间之后比较单元输出比较结果的时段中从第一电平变为第二电平。第二信号发生器根据比较结果和定时控制信号生成用于控制输出电压的控制信号。

比较单元、第一信号发生器和第二信号发生器可具有以下配置。比较单元输出通过将输出电压和基准电压之间的差与具有给定周期的第一周期性信号相比较而获得的比较结果。第一信号发生器输出定时控制信号。在输入电压高于输出电压的模式下，定时控制信号在比较结果处于第三电平的时段中从第一电平变为第二电平，然后变为第一电平。在输入电压基本等于输出电压的模式下，定时控制信号在比较结果处于第四电平时从第一电平变为第二电平，并且在比较结果从第四电平变为第三电平之后处于第三电平的时段中从第二电平变为第一电平。在输入电压低于输出电压的模式下，定时控制信号从第一电平变为第二电平，然后在比较结果处于第四电平的时段中变为第一电平。第二信号发生器根据比较结果和定时控制信号生成用于控制输出电压的控制信号。例如，从定时控制信号从第一电平变为第二电平的第一定时到比较结果从第四电平变为第三电平的第四定时之间的时段被称为“第一状态”。从第四定时到定时控制信号从第二电平变为第一电平的第二定时之间的时段被称为“第二状态”。从比较结果从第三电平变为第四电平的第三定时到第一定时的时段和从第二定时到第三定时的时段被称为“第三状态”。第二信号发生器可输出第一状态信号、第二状态信号和第三状态信号作为控制信号，用于以第一状态、第三状态和第二状态的顺序来优先且排他性地切换第一状态、第三状态和第二状态。

上述实施例提供了能够增大允许控制输出电压的输入电压范围的输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。上述实施例还提供了能够增大切换频率的输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。实施例还提供了能够抑制或者防止模式切换期间输出电压的波动的输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。另外，上述实施例提供了能够抑制或者防止操作效率降低的输出电压控制装置、输出电压控制方法和电子设备。

根据上述实施例，由于从比较单元输出的比较结果部分地被定时控制信号所掩蔽，因此控制信号的输出时间变得短于比较结果的输出时间。即，以比电流控制元件(例如比较器)的响应时间更小的时间量来执行切换控制。

因此，根据上述实施例，允许控制输出电压的输入电压范围被增大。实施例还提供了切换频率可被增大的优点。实施例还提供了可抑制或防止模式切换期间输出电压的波动的优点。实施例还具有可抑制或防止操作效率降低的优点。

注意，实施例号(第一、第二或第三等)并不表示实施例的优先级。许多变体和修改对于本领域技术人员而言将是显而易见的。

这里所描述的所有示例和条件语言希望用于教育目的，以帮助读者理解发明人所贡献的发明和概念以促进技术，并且将被解释为并非对这种具体描述的示例和条件的限制，并且说明书中对这种示例的组织并不涉及示出发明的优势和劣势。虽然已详细描述了本发明的实施例，但是应当了解，可对其作出各种改变、替换和变更，而不脱离发明的精神和范围。

本申请基于2008年9月30日提交的在先日本专利申请No.2008-253179和2009年2月18日提交的在先日本专利申请No.2009-035443并要求其优先权，这些申请的全部内容通过引用结合于此。

Claims (20)

1.一种输出电压控制装置，包括：

比较器，该比较器在从第一周期性信号的第一定时起经过给定时间之后生成比较结果，该比较结果是通过将输出电压和基准电压之间的差与所述第一周期性信号相比较而获得的；

第一信号发生器，该第一信号发生器生成定时控制信号，该定时控制信号在从所述第一定时起经过所述给定时间之前处于第一电平，并且在经过所述给定时间之后所述比较器输出所述比较结果的时段中从所述第一电平变为第二电平；以及

第二信号发生器，该第二信号发生器根据所述比较结果和所述定时控制信号生成用于控制所述输出电压的控制信号。

2.根据权利要求1所述的输出电压控制装置，其中，所述第一信号发生器通过根据输入电压和所述输出电压调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时来生成第一比较信号。

3.根据权利要求2所述的输出电压控制装置，其中，所述第一信号发生器将所述输入电压和所述输出电压之间的差与和所述第一周期性信号具有基本类似周期的第二周期性信号相比较，并且根据所述第一周期性信号与所述第二周期性信号之间的大/小关系被反转的定时，所述第一信号发生器调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时。

4.根据权利要求1所述的输出电压控制装置，其中，所述第一信号发生器将输入电压和所述基准电压之间的差与和所述第一周期性信号具有基本类似周期的第二周期性信号相比较，并且根据所述第一周期性信号与所述第二周期性信号之间的大/小关系被反转的定时，所述第一信号发生器调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时。

5.一种输出电压控制装置，包括：

比较器，该比较器生成通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而获得的比较结果；

第一信号发生器，该第一信号发生器生成定时控制信号，其中

在输入电压高于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号在所述比较结果处于第三电平的时段中从第一电平变为第二电平，然后变为所述第一电平，

在所述输入电压基本等于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号在所述比较结果处于第四电平时从所述第一电平变为所述第二电平，并且在所述比较结果从所述第四电平变为所述第三电平之后处于所述第三电平的时段中从所述第二电平变为所述第一电平，并且

在所述输入电压低于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号从所述第一电平变为所述第二电平，然后在所述比较结果处于所述第四电平的时段中变为所述第一电平；以及

第二信号发生器，该第二信号发生器根据所述比较结果和所述定时控制信号生成用于控制所述输出电压的控制信号。

6.根据权利要求5所述的输出电压控制装置，其中，所述第一信号发生器用于：

通过根据所述输入电压和所述输出电压调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时而生成第一比较信号；

生成相对于所述第一比较信号具有时间差的第二比较信号；并且

根据所述第一比较信号和所述第二比较信号生成所述定时控制信号。

7.根据权利要求5所述的输出电压控制装置，其中，所述第一信号发生器用于：

通过根据所述输入电压和所述基准电压调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时而生成第一比较信号；

生成相对于所述第一比较信号具有时间差的第二比较信号；并且

根据所述第一比较信号和所述第二比较信号生成所述定时控制信号。

8.根据权利要求5所述的输出电压控制装置，其中，所述第二信号发生器输出第一状态信号、第二状态信号和第三状态信号作为所述控制信号，用于以第一状态、第三状态和第二状态的顺序来优先且排他性地切换所述第一状态、第三状态和第二状态，其中所述第一状态在从所述定时控制信号从所述第一电平变为所述第二电平的第一定时到所述比较结果从所述第四电平变为所述第三电平的第四定时之间的时段中，所述第二状态在从所述第四定时到所述定时控制信号从所述第二电平变为所述第一电平的第二定时的时段中，并且所述第三状态在从所述比较结果从所述第三电平变为所述第四电平的第三定时到所述第一定时的时段和从所述第二定时到所述第三定时的时段中。

9.根据权利要求5所述的输出电压控制装置，其中，所述第一周期性信号包括电流检测信号，该电流检测信号是通过检测流经电耦合到所述输出电压控制装置的线圈的电流而获得的。

10.一种输出电压控制方法，包括：

通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而生成比较结果，该比较结果是在从所述第一周期性信号的第一定时起经过给定时间之后生成的；

生成定时控制信号，该定时控制信号在从所述第一定时起经过所述给定时间之前处于第一电平，并且在经过所述给定时间之后输出所述比较结果的时段中从所述第一电平变为第二电平；以及

根据所述比较结果和所述定时控制信号生成用于控制所述输出电压的控制信号。

11.一种输出电压控制方法，包括：

通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而生成比较结果；

生成定时控制信号，其中

在输入电压高于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号在所述比较结果处于第三电平的时段中从第一电平变为第二电平，然后变为所述第一电平，

在所述输入电压基本等于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号在所述比较结果处于第四电平时从所述第一电平变为所述第二电平，并且在所述比较结果从所述第四电平变为所述第三电平之后处于所述第三电平的时段中从所述第二电平变为所述第一电平，并且

在所述输入电压低于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号从所述第一电平变为所述第二电平，然后在所述比较结果处于所述第四电平的时段中变为所述第一电平；以及

根据所述比较结果和所述定时控制信号生成用于控制所述输出电压的控制信号。

12.根据权利要求11所述的输出电压控制方法，其中，用于以第一状态、第三状态和第二状态的顺序来优先且排他性地切换所述第一状态、第三状态和第二状态的第一状态信号、第二状态信号和第三状态信号被生成作为所述控制信号，其中所述第一状态在从所述定时控制信号从所述第一电平变为所述第二电平的第一定时到所述比较结果从所述第四电平变为所述第三电平的第四定时之间的时段中，所述第二状态在从所述第四定时到所述定时控制信号从所述第二电平变为所述第一电平的第二定时的时段中，并且所述第三状态在从所述比较结果从所述第三电平变为所述第四电平的第三定时到所述第一定时的时段和从所述第二定时到所述第三定时的时段中。

13.一种电子设备，包括：

输出电压控制装置，该输出电压控制装置包括：

比较器，该比较器在从第一周期性信号的第一定时起经过给定时间之后生成比较结果，该比较结果是通过将输出电压和基准电压之间的差与所述第一周期性信号相比较而获得的，

第一信号发生器，该第一信号发生器生成定时控制信号，该定时控制信号在从所述第一定时起经过所述给定时间之前处于第一电平，并且在经过所述给定时间之后所述比较器输出所述比较结果的时段中从所述第一电平变为第二电平，和

第二信号发生器，该第二信号发生器根据所述比较结果和所述定时控制信号生成用于控制所述输出电压的控制信号；以及

线圈，该线圈电耦合到所述输出电压控制装置。

14.根据权利要求13所述的电子设备，其中，所述第一信号发生器根据从所述电子设备的输出端流向耦合到所述输出端的负载的电流来调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时。

15.根据权利要求13所述的电子设备，其中，所述第一信号发生器将输入电压和所述输出电压之间的差与和所述第一周期性信号具有基本类似周期的第二周期性信号相比较，并且根据所述第一周期性信号与所述第二周期性信号之间的大/小关系被反转的定时，所述第一信号发生器调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时。

16.根据权利要求13所述的电子设备，其中，所述第一信号发生器将输入电压和所述基准电压之间的差与和所述第一周期性信号具有基本类似周期的第二周期性信号相比较，并且根据所述第一周期性信号与所述第二周期性信号之间的大/小关系被反转的定时，所述第一信号发生器调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时。

17.一种电子设备，包括：

输出电压控制装置，该输出电压控制装置包括

比较器，该比较器生成通过将输出电压和基准电压之间的差与第一周期性信号相比较而获得的比较结果，

第一信号发生器，该第一信号发生器生成定时控制信号，其中

在输入电压高于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号在所述比较结果处于第三电平的时段中从第一电平变为第二电平，然后变为所述第一电平，

在所述输入电压基本等于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号在所述比较结果处于第四电平时从所述第一电平变为所述第二电平，并且在所述比较结果从所述第四电平变为所述第三电平之后处于所述第三电平的时段中从所述第二电平变为所述第一电平，并且

在所述输入电压低于所述输出电压的模式下，所述定时控制信号从所述第一电平变为所述第二电平，然后在所述比较结果处于所述第四电平的时段中变为所述第一电平，以及

第二信号发生器，该第二信号发生器根据所述比较结果和所述定时控制信号生成用于控制所述输出电压的控制信号；以及

线圈，该线圈电耦合到所述输出电压控制装置。

18.根据权利要求17所述的电子设备，其中，所述第一信号发生器用于：

通过根据所述输入电压和所述输出电压调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时而生成第一比较信号；

生成相对于所述第一比较信号具有时间差的第二比较信号；并且

根据所述第一比较信号和所述第二比较信号生成所述定时控制信号。

19.根据权利要求17所述的电子设备，其中，所述第一信号发生器用于：

通过根据所述输入电压和所述基准电压调整所述定时控制信号在所述第一电平和所述第二电平之间改变的定时而生成第一比较信号；

生成相对于所述第一比较信号具有时间差的第二比较信号；并且

根据所述第一比较信号和所述第二比较信号生成所述定时控制信号。

20.根据权利要求17所述的电子设备，其中，所述第二信号发生器输出第一状态信号、第二状态信号和第三状态信号作为所述控制信号，用于以第一状态、第三状态和第二状态的顺序来优先且排他性地切换所述第一状态、第三状态和第二状态，其中所述第一状态在从所述定时控制信号从所述第一电平变为所述第二电平的第一定时到所述比较结果从所述第四电平变为所述第三电平的第四定时之间的时段中，所述第二状态在从所述第四定时到所述定时控制信号从所述第二电平变为所述第一电平的第二定时的时段中，并且所述第三状态在从所述比较结果从所述第三电平变为所述第四电平的第三定时到所述第一定时的时段和从所述第二定时到所述第三定时的时段中。

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