CN101710785B - 调节输出电压的转换器及相关方法 - Google Patents

调节输出电压的转换器及相关方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101710785B
CN101710785B CN2009101672556A CN200910167255A CN101710785B CN 101710785 B CN101710785 B CN 101710785B CN 2009101672556 A CN2009101672556 A CN 2009101672556A CN 200910167255 A CN200910167255 A CN 200910167255A CN 101710785 B CN101710785 B CN 101710785B
Authority
CN
China
Prior art keywords
feedback
voltage
signal
power supply
changeover device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2009101672556A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101710785A (zh
Inventor
黄树良
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Active Semi Shanghai Co Ltd
Active Semi Inc
Original Assignee
Active Semi Shanghai Co Ltd
Active Semi Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Active Semi Shanghai Co Ltd, Active Semi Inc filed Critical Active Semi Shanghai Co Ltd
Publication of CN101710785A publication Critical patent/CN101710785A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101710785B publication Critical patent/CN101710785B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种调节输出电压的转换器及相关方法，可以精确调节输出电压。该方法包括：(a)通过在电源转换器的电源开关的关断周期期间，对反馈派生信号进行采样，产生所述反馈派生信号的多个原始电压采样，其中，所述反馈派生信号指示所述电源转换器的输出电压；(b)在所述电源开关的接通周期内，产生电流检测信号的至少一个电压采样，其中，所述电流检测信号指示所述电源转换器的输出电感电流；(c)基于所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样，和所述电流检测信号的所述至少一个电压采样，产生校正的反馈派生电压；和(d)使用所述校正的反馈派生电压调节所述电源转换器的输出电压。

Description

调节输出电压的转换器及相关方法
技术领域
本发明涉及电源转换领域，更具体地说，涉及调节输出电流和电压的开关模式电源电路。 
背景技术
开关调节器是很多开关模式电源(SMPS)应用所包含的电压调节器。通常，开关调节器使用电源开关，电感，和二极管将能量从输入传递到输出。在开关调节器中使用脉宽调节(PWM)数字控制信号产生被调节的输出电压。在不同类型的开关调节器中，反激式转换器是一种通用调节器，其电感被划分出来以构成一个变压器，该变压器具有输入与输出相隔离的附加优点。 
图1(现有技术)示出了示例性的传统初级侧调节器(PSR)反激式转换器10。转换器10包括变压器11，外部NPN双极型晶体管15和控制器集成电路(IC)16。变压器11具有三个绕组：初级侧绕组12，次级侧绕组13和辅助绕组14。控制器IC 16包括前置放大器21，采样器22，脉宽调制(PWM)误差放大器23，误差比较器24，振荡及斜坡上升时间(tramp)检测器25，PWM控制逻辑26，栅极驱动器27，电流检测放大器28，MOSFET 29，内部主电源开关30，和电流检测电阻31。 
当主电源开关30接通时，输入电压VIN被强制通过初级电感12，并且电感电流17通过初级电感12斜坡上升。当主电源开关30关断时，产生将能量传递到次级绕组13的磁场。从转换器10传递到次级 绕组13的能量以具有输出电压VOUT的次级电感电流ISEC的方式输出。在辅助绕组14上的电压VAUX，是输出电压VOUT的指示，其通过辅助绕组14和反馈端子FB 18反馈到控制器IC 16。在控制器IC 16的内部，辅助反馈信号41(VFB)与参考电压VREF对比由前置放大器21放大，以产生反馈误差42(VERROR)。VERROR由采样器22进行采样，并且进一步由PWM误差放大器23放大。误差比较器24接收误差放大器输出信号43和电流检测信号44，并且输出调节信号45。调节信号45用于通过PWM控制逻辑26设定主电源开关30的接通时间。于是通过这种反馈和控制机制调节输出电压VOUT。 
由于该反馈和控制机制，PSR反激式转换器10依赖于反馈误差信号VERROR调节输出电压VOUT。然而，反馈误差信号VERROR对由次级电感电流环路总寄生电阻RSEC引起的ISEC.RSEC电压降是敏感的。因此，不对该ISEC.RSEC电压降进行补偿，则输出电压VOUT不能得到精确调节。当PSR反激式转换器10工作在连续导通模式(CCM)时，这尤其正确，因为次级电感电流ISEC在CCM操作中变化大。需要寻求一种补偿次级电感电流环路电阻RSEC以便更精确地调节工作在CCM下的开关调节器的输出电压VOUT的方法. 
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种调节输出电压的转换器及相关方法，可以精确调节输出电压。 
为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案： 
本发明提供了一种方法，包括：(a)通过在电源转换器的电源开关的关断周期期间，对反馈派生信号进行采样，产生所述反馈派生信号的多个原始电压采样，其中，所述反馈派生信号指示所述电源转换器的输出电压；(b)在所述电源开关的接通周期内，产生电流检 测信号的至少一个电压采样，其中，所述电流检测信号指示所述电源转换器的输出电感电流；(c)基于所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样，和所述电流检测信号的所述至少一个电压采样，产生校正的反馈派生电压；和(d)使用所述校正的反馈派生电压调节所述电源转换器的输出电压。 
本发明还提供了一种电源转换器，包括：电源开关；反馈电路，产生指示所述电源转换器的输出电压的反馈派生信号；电流检测电路，产生指示所述电源转换器的输出电感电流的电流检测信号；和一种多采样误差功能电路，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的关断周期期间，产生所述反馈派生信号的多个原始电压采样，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的接通周期期间，产生所述电流检测信号的至少一个电压采样，并且，其中所述多采样误差功能电路产生校正的反馈派生电压，与所述反馈派生信号的原始电压采样相比，该校正的反馈派生电压对输出电感电流环路电阻较不敏感。 
最后，本发明提供了一种反激式转换器，包括：放大器，放大与参考电压相比的反馈电压，并且输出反馈误差信号；和用于基于所述反馈误差信号的多个原始电压采样产生校正的反馈误差电压，其中，与所述反馈误差信号的所述原始电压采样相比，所述校正的反馈误差电压对于次级电感电流环路电阻较不敏感，并且其中，所述反激式转换器可操作在连续导通模式。 
电源转换器将输入电压转换为被调节的输出电压。当电源转换器工作在恒压模式时，使用反馈派生(feedback-derived)信号调节输出电压。在一个例子中，所述反馈派生信号是与反馈电压和参考电压之间的所述差值成比例的反馈误差信号。误差采样器在电源转换器的 电源开关的关断周期期间，在多个时间点对所述反馈误差信号进行采样，并且产生反馈误差信号的多个原始电压采样。电流检测采样器在电源开关的接通周期期间，在多个时间点对电流检测信号采样，并且产生电流检测信号的多个电压采样。电流检测信号指示电源转换器的输出电感电流。然后，基于反馈误差信号的多个原始电压采样和电流检测信号的多个电压采样，产生校正的反馈误差电压。与所述反馈误差信号的原始电压采样相比，校正的反馈误差电压对于输出电感电流环路电阻较不敏感。校正的反馈误差电压还补偿输出电感电流环路的整流二极管的非线性。 
在一个实施例中，电源转换器是工作在连续导通模式(CCM)中的初级侧调节(PSR)反激式转换器。在CCM操作中，输出电感电流在关断周期内不衰减到零。于是，计算校正的反馈误差电压以补偿由输出电感电流环路电阻引起的电压降。在一个例子中，基于反馈误差信号的多个原始电压采样和电流检测信号的多个电压采样，通过分段线性近似，产生校正的反馈误差电压，以对应于当输出电感电流下降到零时的有效反馈误差电压。在另一个例子中，通过预定的恒量进一步调节校正的反馈误差信号的分段线性近似，以便补偿整流二极管的非线性。 
在PSR反激式转换器的一个实施例中，误差采样器是由多个采样电容和开关构成的采样与保持电路。在电源开关的每个关断周期内以由采样时钟提供的高采样频率对反馈信号采样。在每个采样周期中，采样起始于电源开关关断之后的第一时间段，并且当电源开关接通时或当次级绕组完全消磁时，所述采样停止。在电源开关接通之前以及次级绕组完全消磁之前的第二时间段，获得反馈误差信号的最终电压 采样。基于第二时间段调节每个采样周期的第一时间段以使反馈误差信号的最终电压采样的平均值与第二时间段无关。 
本发明采用的调节输出电流和电压的转换器及相关方法，可以补偿次级电感电流环路电阻RSEC以便更精确地调节工作在CCM下的开关调节器的输出电压VOUT。 
附图说明
附图示出了本发明的实施例，其中相同的标号表示相同的部件。 
图1是(现有技术)中初级侧调节(PSR)反激式转换器的简化示意图。 
图2是按照一个新颖方面的初级侧调节(PSR)反激式转换器的高层示意图。 
图3是按照一个新颖方面的PSR反激式转换器的控制器集成电路(IC)的方框图。 
图4是在连续导通模式(CCM)操作中PSR反激式转换器的波形图。 
图5是按照一个新颖方面的校正PSR反激式转换器的反馈控制信号的流程图。 
图6是电流检测采样与保持电路的方框图。 
图7是误差采样与保持电路的方框图。 
图8是图示反馈误差信号的采样周期的图。 
图9是PSR反激式转换器的次级电感电流环路的方框图。 
图10是图示二极管电流电压特性的图。 
图11是在断续导通模式(DCM)操作中PSR反激式转换器的波形图。 
具体实施方式
现在将详细参考本发明的某些实施例，这些例子示于附图中。 
图2是按照一个新颖方面的初级侧调节(PSR)恒流/恒压(CC/CV)反激式转换器50的高层示意图。PSR反激式转换器50包括变压器51，外部NPN双极型晶体管52和控制器集成电路(IC)53。变压器51包括具有NP匝的初级绕组(电感LP)54，具有NS匝的次级绕组(电感LS)55，和具有NA匝的辅助绕组(电感LA)。控制器IC 53是具有四个端子的脉宽调制(PWM)控制器：端子VDD用于电源电压，端子GND用于接地，端子SW用于开关和端子FB用于反馈。用于控制器IC 53的初始启动能量由电阻58和电容59提供。一旦PSR反激式转换器50处于稳定，变压器51的辅助绕组56通过整流器57给控制器IC 53供电。PSR反激式转换器50将输入电压VIN转换成受调节的输出电压VOUT。 
输出电压VOUT由反馈和控制机制调节。如在图2中所示的，来自次级侧的唯一反馈是来自辅助绕组56和次级绕组55的磁耦合的反馈。在反馈端FB上的辅助反馈信号61(VFB)通过将辅助绕组56的节点上的电压60(VAUX)传递到包括第一反馈电阻62和第二反馈电阻63的分压反馈电路而获得。因此，反馈信号VFB是指示输出电压VOUT的反馈派生信号。控制器IC 53从端子FB接收反馈信号VFB，并且响应于此，在端子SW上产生需要的PWM数字控制信号以调节PSR反激式转换器50的输出电压VOUT。 
图3是按照一个新颖方面的PSR反激式转换器50的控制器IC 53的方框图。控制器IC 53包括前置放大器71，多采样误差功能电路72，PWM误差放大器73，误差比较器74，振荡器和斜坡上升时间检测器75，PWM逻辑76，栅极驱动器77，MOSFET 78，内部主电源开关79，电流检测放大器80，电流检测电阻81。多采样误差功能电路72包括 误差采样器82，电流检测采样器83和误差功能块(例如，如在图4中所示的分段线性(PWL)块)84。利用后面解释的细节，多采样误差功能电路72用于校正反馈误差信号VERROR以改善PSR反激式转换器50的精度。 
在控制器IC 53的操作中，调节信号96，开关频率信号97和脉宽信号98提供给PWM逻辑76。而PWM逻辑76又输出PWM方波数字控制信号99以控制内部主电源开关79的开和关状态。当主电源开关79被接通时(接通周期)，输入电压VIN被强制接入初级电感54。初级电感电流IP开始流过初级电感54。由于初级电感电流IP斜坡上升，当主电源开关79关断时(关断周期)，产生磁场将能量传递到次级电感55的磁场。传递到次级电感55的能量以输出电压为VOUT的次级电感电流ISEC的形式从PSR反激式转换器50输出。次级电感电流ISEC 流过具有次级电感电流环路总寄生电阻RSEC的次级电感电流环路68。通过调节PWM控制信号99的占空比，能够以需要的电压等级调节输出电压VOUT。 
在操作的恒压模式中，使用调节信号96通过反馈机制设定主电源开关79的接通时间。从反馈端FB，由前置放大器71接收反馈派生信号(辅助反馈信号)VFB。前置放大器71将反馈信号VFB和参考电压VREF之间的电压差放大，并且输出反馈误差信号91(VERROR)。因此反馈误差信号VERROR也是反馈派生信号，其指示输出电压VOUT。在图3的例子中，反馈派生信号VERROR(或者反馈派生信号VFB)由多采样误差功能电路72采样和校正。多采样误差功能电路72输出校正的反馈误差电压92(VCE)。PWM误差放大器73进一步放大和积分校正的反馈误差电压VCE，并且输出误差放大器输出信号93。从开关端子SW，通过由MOSFET 78和电流检测电阻81形成的电流检测电路来检测电流。检测 的电流指示在接通周期内初级电感电流IP。电流检测放大器80将检测的电流进行放大并且输出电流检测信号95(VCS)。误差比较器74将误差放大器输出信号93和电流检测信号95比较，并且作为响应输出调节信号96。基于调节信号96，PWM逻辑76设定主电源开关79的接通时间以调节输出电压VOUT。 
如在图3中示出的，在反激式转换器50的可选实现中，虚线部分85由另一虚线部分86代替。在可选实现中，通过直接从电流检测电阻81分接而不经过电流检测放大器获得电流检测信号95(VCS)。此外，主电源开关79或电流检测电阻81均可以在控制器IC 53之内或之外。在这些实施例的任何一个实施例中，VCS用于代表在接通期间的初级电感电流IP。 
反激式转换器50在断续导通模式(DCM)和连续导通模式(CCM)这两个操作模式中输出恒定的电压。在DCM操作中，次级电感电流ISEC 在关断周期中斜坡下降到零。另一方面，在CCM操作中，使用具有大电感值的电感器以便在关断期间ISEC从不下降到零。反激式转换器50根据负载电流等级和线电压在CCM和DCM之间来回转换。当高负载电流和低线电压强制主电源开关79工作在超过临界导通条件的高占空比时，反激式转换器50工作在CCM以保持调节。当线电压增加或当负载电流减少时，反激式转换器50转换到DCM以保持调节。 
图4是在连续导通模式(CCM)操作中反激式转换器50的波形图。标识为IP的波形代表流过初级绕组54的初级电感电流IP。标识为ISEC 的波形代表流过初级绕组55的次级电感电流ISEC。主电源开关79在T1时接通，在T2时关断并且在T3时再次接通。于是，在T1和T3之间的时间是开关周期。T1和T2之间的时间是开关接通时间，在该时间内主电源开关79接通(接通周期)。T2和T3之间的时间是开关关 断时间，在该时间内主电源开关79关断(关断周期)。如在图4中所示的，在接通周期内初级电感电流IP斜坡上升。初级电感电流IP 在时刻T1等于IPT1，并且当IP达到其峰值电流时，在时刻T2等于IPT2。在关断周期内，初级电感电流IP下降到零并且能量从初级绕组54传递到次级绕组55。次级电感电流ISEC开始流动并且逐渐斜坡下降。因为变压器51不增加功率，其遵循在初级侧或次级侧上的功率(V*I)必须恒定。结果，次级电感电流ISEC在T2时刻等于IPT2·(NP/NS)，并且当另一个接通周期开始时，在T3时刻等于IPT1·(NP/NS)(对于一个周期的时刻T3等效于对于先前周期的时刻T1)。在CCM操作中，次级电感电流ISEC从时刻T2到T3斜波下降，但从不下降到零。 
图4还示出标识为VAUX代表在辅助绕组56上的电压VAUX的波形。由于辅助绕组56和次级绕组55的磁耦合，在关断期间，PSR反激式转换器50的输出电压VOUT与辅助绕组56上的电压VAUX关联。由于次级电感电流ISEC流过次级电感电流环路68，VOUT和VAUX之间的关系可由下列等式1近似表达出。 
VAUX(t)＝[VOUT(t)+VD(t)+RSEC·ISEC(t)]·NA/NS    (等式1) 
其中，VD(t)是次级侧二极管整流器二极管电压降，ISEC(t)是次级电感电流，及RSEC次级电感电流环路电阻。如在图4中示出的，在时刻TA，在时刻T2之后的时间段TBLANK，VAUX稳定，并且在时刻TB达到其最低电压(刚好在当另一个OFF周期开始时在CMM中的时刻T3之前)。 
等式1表明尽管辅助绕组56上的电压VAUX为输出电压VOUT提供反馈，VAUX对由次级电感电流环路电阻RSEC引起的电压降敏感。当PSR反激式转换器50工作在CCM中时，该敏感性更为显著因为在CCM操作中在关断周期内次级电感电流ISEC保持在零之上。因此，影响调节输 出电压VOUT的精度的一个因素是补偿由次级电感电流环路电阻RSEC引起的电压降的精度。 
因为反馈误差信号VERROR代表(VFB-VREF)并且与(VFB-VREF)成比例，可校正反馈误差信号VERROR以补偿次级电感电流环路电阻RSEC。理想地，当次级电感电流ISEC近似于零时，VERROR的校正反馈误差电压VCE等效于反馈误差电压，在此时，次级电感电流环路总寄生电阻RSEC引起的电压降也近似为零。 
从等式1中，假定VOUT(t)和VD(t)保持恒定，那么VAUX从时刻TA到时刻TB近似为一线性直线。次级电感电流环路电阻RSEC可近似表达为下面等式2： 
RSEC≈(ΔVAUX/ΔISEC)·NS/NA    (等式2) 
此处，ΔVAUX是两个时间点之间VAUX的电压差，并且ΔISEC是该相同的两个时间点之间ISEC的电流差。从等式2，假定RSEC保持恒定，那么ΔVAUX/ΔISEC在分段线性近似于辅助电压VAUX的情况下保持恒定。 
因为反馈误差信号VERROR与(VFB-VREF)成比例，并且初级电感电流IP还与ISEC成比例，其遵循ΔVERROR/ΔIP也在分段线性近似于反馈误差信号VERROR的情况下保持恒定。因此， 
(VTA-VTB)/(VTB-VCE)＝(IPT2-IPT1)/(IPT1-O)    (等式3) 
此处，VTA和VTB是在时刻TA和TB处反馈误差信号VERROR的电压值，IPT1 和IPT2是在时刻T1和T2处IP的电流值，而VCE是当次级电感电流ISEC 近似为零时的校正反馈误差电压。按照等式3，VCE可表达为： 
VCE＝VTB-[(VTA-VTB)/(IPT2-IPT1)]·IPT1    (等式4) 
或 
VCE＝VTB-[(VTA-VTB)/(VIPT2-VIPT1)]·VIPT1    (等式5) 
此处，VIPT1和VIPT2是与在时刻T1和T2处初级电感电流IP的电流值成比例的电压值。[(VTA-VTB)/(VIPT2-VIPT1)]项是有效跨阻校正因数，其近似于当被转换为电压采样时的总寄生次级侧电感电流回路电阻RSEC。在CCM操作中，当输出电流IOUT增加时，VTB电压趋于增加与VIPT1的增加成比例的一个量。结果，通过将VTB减掉等于有效跨阻校正因数乘以VIPT1的这么一项，来校正被校正的反馈误差电压VCE。通过使用等式5中的被校正的反馈误差电压VCE，PSR反激式转换器50的精度得到改善。 
图5是按照一个新颖方面的校正反馈误差信号91(VERROR)的流程图，校正反馈误差以补偿次级电感电流环路电阻。在第一步骤(步骤101)中，在时刻TA和TB由误差采样器82对反馈误差信号VERROR采样。误差采样器82输出反馈误差信号VERROR的在时刻TA的电压采样VTA和在时刻TB的电压采样VTB。在第二步骤(步骤102)中，在时刻T1和T2，由电流检测采样器83对电流检测信号95采样。电流检测采样器83在时刻T1输出电压采样VIPT1和在时刻T2输出电压采样VIPT2。电压采样VIPT和VIPT2分别与在时刻T1和T2的初级电感电流IP成比例。在第三步骤(步骤103)中，误差功能块84接收电压采样VTA，VTB，VIPT1和VIPT2。作为响应，误差功能块84产生校正反馈误差电压92(VCE)。下面参照图6到图8详细解释VERROR和VCS的采样。 
图6是图3中电流检测采样器83的方框图。在图6的例子中，电流检测采样器83是由多个电容和开关形成的采样与保持电路。电容用于存储电流检测信号VCS，开关用于可选择地与电流检测信号VCS连接或关断连接。为了获得等式5需要的电流检测信号VCS的所需要的电压采样VIPT1和VIPT2，在接通周期内在时刻T1和T2对电流检测信号VCS 采样。通过适当地控制开关的接通和关闭时间，按需要，在时刻T1和T2获得电压采样VTPT1和VIPT2。 
图7是图3中误差采样器82的方框图。误差采样器82也是由多个电容和开关构成的采样与保持电路。然而，在图7的例子中，以采样时钟提供的高采样频率对反馈误差信号VERROR采样。图8是更详细地图示反馈误差信号VERROR的高频率采样周期的图。图8的顶部图图示了第一采样周期开始于时刻TA，图8的底部图图示了第二采样周期开始于时刻TA之后2*TD的地方。如图8中所示，在时刻TA第一次对VERROR 采样，并且在时刻TA获得电压采样VTA。同时，还将VERROR与阈值电压VTH比较。当VERROR在时刻T3低于VTH时，高频率采样停止工作。获得在时刻T3之前的最终电压采样，用作刚好在时刻T3之前的TB时刻采样的电压采样VTB。因为时刻T3与采样时钟异步，电压采样VTB不是准确地在T3时刻获得。 
如在图8的顶图示出的，每个采样之间的时间间隔等于TOSCS，在时刻T3之前的TD时间段处获得在第一采样周期内的最终电压采样VTB。取决于反馈误差信号VERROR何时下降到VTH以下，TD可以是零到TOSCS之间的任何值。于是，该时间段TD引入了VTB的误差，因为TD在每个采样周期都变化。正如在图8的底部图中所示的，第二采样周期延迟一个2*TD时间段。结果，在时刻T3之前的(TOSCS-TD)时间段获得在第二采样周期中的最终电压采样VTB。平均起来，在T3之前的TOSCS/2的时间段处获得电压采样VTB。通过调节每个采样周期的起始时间，电压采样VTB因此与TD引入的误差无关。 
回到图5，在已经适当地获得电压采样VTA，VTB，VIPT1和VIPT2之后，然后在图5的步骤103中，按照等式5计算校正的反馈误差电压VCE。按照等式5，误差功能块84对反馈误差信号VERROR执行分段线性(PWL) 近似以便当次级电感电流ISEC等于零时，校正的反馈误差电压VCE等于反馈误差电压。 
图9是PSR反激式转换器50的次级电感电流环路68的方框图。如图9中所示的，次级电感电流环路68包括次级绕组55，整流二极管66，输出电容67。次级绕组55具有RSEC1的等效电阻，整流二极管66具有RSEC2的等效电阻，并且输出电容67具有RESR的等效串联电阻。结果，次级电感电流环路电阻RSEC近似等于RSEC1+RSEC2+RESR。然而，整流二极管66是非线性元件。二极管66的非线性需要进行补偿以便进一步改善调节PSR反激式转换器50的输出电压VOUT的精度。 
图10是图示整流二极管66的电流电压特性的图。正如图10中所示的，二极管66的I-V曲线是非线性曲线。然而，该I-V曲线能够由直线A或直线B近似。假定二极管66两端的电压降等于当ISEC等于零时的VDO，其遵循： 
VD(t)≈VDO+RSEC2·ISEC(t)     (等式6) 
或 
VD(t)≈VDO+RSEC2’·ISEC(t)    (等式7) 
其中，ISEC是次级电感电流，RSEC2或RSEC2’是二极管66的等效电阻，并且RSEC2’比RSEC2大。等式6代表对I-V曲线的A线近似，而等式7代表对I-V曲线的B线近似。在图10的例子中，当ISEC相对大时等式6是较好的近似，而当ISEC相对小时等式7是较好的近似。 
因为整流二极管66的非线性，能够进一步调整对反馈误差信号VERROR的分段线性近似以便补偿该非线性。因为RSEC2按照次级电感电流ISEC变化，次级电感电流环路电阻RSEC也变化。结果，等式3可调整为： 
(VTA-VTB)/(VTB-VCE)＝α·(IPT2-IPT1)/(IPT1-O)   (等式8) 
在此α是值大于1的常数。从等式8，校正反馈误差电压VCE可表达为： 
VCE＝VTB-α·(VTA-VTB)/(IPT2-IPT1)·IPT1    (等式9) 
或 
VCE＝VTB-α·(VTA-VTB)/(VIPT2-VIPT1)·VIPT1    (等式10) 
在此，α是值大于1的常数。通过合适地调整α的值，计算校正的反馈误差电压VCE以补偿整流二极管66的非线性并且由此进一步改善PSR反激式转换器50的输出电压VOUT的精度。 
图11是在断续导通模式(DCM)操作中反激式转换器的波形图。正如图11中所示的，初级电感电流IP和次级电感电流ISEC的波形类似于图4中的波形。然而，在DCM操作中，初级电感电流IP在时刻T1从零开始，并且在从T2到T3的开关关断时间期间，次级电感电流ISEC 衰减到零。结果，在当ISEC衰减到近似为零的时刻TB，辅助电压VAUX 只等于(VOUT+VD)·NA/NS。因此，在时刻TB，VAUX不再对次级电感电流回路总寄生电阻RSEC敏感。因此，可直接使用时刻TB的反馈误差信号VERROR 的电压采样VTB而无需校正。然而，等式4或5表达的校正方法均可用于CCM和DCM操作。因为在DCM操作中IPT1＝0，在等式4或5中其遵循VCE＝VTB，这在DCM操作中仍然正确。因此，尽管校正反馈误差电压VERROR 的方法被设计用于CCM操作，其仍然适合用于CCM和DCM二种操作情况。 
尽管为了指导性目的结合一些特定的实施例描述了本发明，但本发明不限于此。反激式转换器50可以是任何其他类型的开关电压调节器。次级电感电流环路68可以是开关电压调节器的输出电感电流环路。反馈派生信号(反馈信号)VFB而不是反馈派生信号(反馈误差信号)VERROR可以没有前置放大而进行采样和处理。可以在接通和关断 周期期间，在不同的时间对反馈误差信号VERROR和电流检测信号VCS的电压样本进行采样。电压采样VTB可以是每个周期采样停止之前的最后的采样或最后采样之前的任何采样。可以基于不同于分段线性近似的对反馈误差信号VERROR的近似，获得校正的反馈误差电压VCE。相应地，能够进行所描述的实施例的各个特征的各种改进，改变和组合，而不脱离权利要求所列出的本发明的范围。 

Claims (24)

1.一种调节输出电压的方法，其特征在于，包括：
(a)通过在电源转换器的电源开关的关断周期期间，对反馈派生信号进行采样，产生所述反馈派生信号的多个原始电压采样，其中，所述反馈派生信号指示所述电源转换器的输出电压；
(b)在所述电源开关的接通周期内，产生电流检测信号的至少一个电压采样，其中，所述电流检测信号指示所述电源转换器的输出电感电流；
(c)基于所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样，和所述电流检测信号的所述至少一个电压采样，产生校正的反馈派生电压；和
(d)使用所述校正的反馈派生电压调节所述电源转换器的输出电压。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电源转换器是反激式转换器，并且其中所述输出电感电流环路是次级电感电流环路。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述电源转换器可操作在连续导通模式中。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，当操作条件变化时，所述电源转换器在连续导通模式和断续导通模式之间转换。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述反馈派生信号是与反馈电压和参考电压之间的差值成比例的反馈误差信号。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述输出电感电流近似为零时，所述校正的反馈派生电压对应于反馈派生电压。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，当所述电流检测信号的所述至少一个电压采样增加时，减少所述校正的反馈派生电压。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述减少基于由所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样和所述电流检测信号的所述至少一个电压采样确定的有效跨阻校正因数。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述输出电感电流环路包括二极管。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，在(c)中的所述校正包括执行对所述反馈派生信号的分段线性近似，并且其中通过预定的恒量调节所述线性近似，以使所述校正的反馈派生电压补偿所述二极管的非线性。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在(a)中的所述采样起始于在所述电源开关进入所述关断周期之后的第一时间段，并且在所述电源开关退出所述关断周期之前的第二时间段获得最终反馈派生信号电压采样。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，在所述电源开关的每个关断周期重复在(a)中的所述采样，其中，对于每个关断周期，所述第一时间段是可调节的，以使所述最终反馈派生信号电压采样的平均值与所述第二时间段无关。
13.一种电源转换器，其特征在于，包括：
电源开关；
反馈电路，产生指示所述电源转换器的输出电压的反馈派生信号；
电流检测电路，产生指示所述电源转换器的输出电感电流的电流检测信号；和
一种多采样误差功能电路，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的关断周期期间，产生所述反馈派生信号的多个原始电压采样，其中，所述多采样误差功能电路在所述电源开关的接通周期期间，产生所述电流检测信号的至少一个电压采样，并且，其中所述多采样误差功能电路产生校正的反馈派生电压，与所述反馈派生信号的原始电压采样相比，该校正的反馈派生电压对输出电感电流环路电阻较不敏感；
所述多采样误差功能电路包括：
采样器，输出所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样；
电流检测采样器，输出所述电流检测信号的所述至少一个电压采样；和
误差功能块，接收所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样和所述电流检测信号的所述至少一个电压采样，并且作为响应，输出所述校正的反馈派生电压。
14.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器是反激式转换器，并且其中所述输出电感电流环路是次级电感电流环路。
15.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器可操作在连续导通模式中。
16.如权利要求15所述的电源转换器，其特征在于，当操作条件变化时，所述电源转换器在连续导通模式和断续导通模式之间转换。
17.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，所述反馈派生信号是与反馈电压和参考电压之间的差值成比例的反馈误差信号。
18.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，所述采样器是采样与保持电路，该电路具有多个采样电容和多个开关，其中所述多个开关的每一个将所述多个采样电容的相应的一个耦合到所述反馈派生信号。
19.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，当所述电流检测信号增加时，所述误差功能块减少所述校正的反馈派生信号。
20.如权利要求13所述的电源转换器，其特征在于，所述输出电感电流环路包括二极管，并且其中，所述校正的反馈派生电压补偿所述二极管的非线性。
21.如权利要求20所述的电源转换器，其特征在于，通过对所述反馈派生信号执行分段线性近似，获得所述校正的反馈派生电压，其中，由所述反馈派生信号的所述多个原始电压采样和所述电流检测信号的所述至少一个电压采样确定所述线性近似，并且，其中所述线性近似由一个预定的恒量调节。
22.一种反激式转换器，其特征在于，包括：
放大器，放大与参考电压相比的反馈电压，并且输出反馈误差信号；和
用于基于所述反馈误差信号的多个原始电压采样产生校正的反馈误差电压，通过对所述反馈误差信号执行分段线性近似，获得所述校正的反馈误差电压，并且其中，当次级电感电流近似为零时，所述校正的反馈误差电压对应于反馈误差电压；其中，与所述反馈误差信号的所述原始电压采样相比，所述校正的反馈误差电压对于次级电感电流环路电阻较不敏感，并且其中，所述反激式转换器可操作在连续导通模式。
23.如权利要求22所述的反激式转换器，其特征在于，当操作条件变化时，所述反激式转换器在连续导通模式和断续导通模式之间转换。
24.如权利要求22所述的反激式转换器，其特征在于，所述次级电感电流环路包括二极管，并且其中，所述校正的反馈误差电压补偿所述二极管的非线性。
CN2009101672556A 2008-08-30 2009-08-27 调节输出电压的转换器及相关方法 Expired - Fee Related CN101710785B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/231,202 US7817447B2 (en) 2008-08-30 2008-08-30 Accurate voltage regulation of a primary-side regulation power supply in continuous conduction mode operation
US12/231,202 2008-08-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101710785A CN101710785A (zh) 2010-05-19
CN101710785B true CN101710785B (zh) 2013-06-26

Family

ID=41725228

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2009101672556A Expired - Fee Related CN101710785B (zh) 2008-08-30 2009-08-27 调节输出电压的转换器及相关方法
CN2009201682500U Expired - Lifetime CN201682428U (zh) 2008-08-30 2009-08-27 调节输出电压的转换器

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2009201682500U Expired - Lifetime CN201682428U (zh) 2008-08-30 2009-08-27 调节输出电压的转换器

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7817447B2 (zh)
CN (2) CN101710785B (zh)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9197132B2 (en) 2006-12-01 2015-11-24 Flextronics International Usa, Inc. Power converter with an adaptive controller and method of operating the same
US7817447B2 (en) * 2008-08-30 2010-10-19 Active-Semi, Inc. Accurate voltage regulation of a primary-side regulation power supply in continuous conduction mode operation
WO2010083514A1 (en) 2009-01-19 2010-07-22 Flextronics International Usa, Inc. Controller for a power converter
US9077248B2 (en) 2009-06-17 2015-07-07 Power Systems Technologies Ltd Start-up circuit for a power adapter
US8310847B2 (en) * 2009-08-04 2012-11-13 Niko Semiconductor Co., Ltd. Secondary side post regulator of flyback power converter with multiple outputs
US9246391B2 (en) 2010-01-22 2016-01-26 Power Systems Technologies Ltd. Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter
JP5406145B2 (ja) * 2010-08-31 2014-02-05 日立オートモティブシステムズ株式会社 電流制御用半導体素子、およびそれを用いた制御装置
JP5576818B2 (ja) * 2011-03-22 2014-08-20 パナソニック株式会社 点灯装置及びそれを用いた照明器具
JP5395127B2 (ja) * 2011-07-14 2014-01-22 日立オートモティブシステムズ株式会社 電流制御用半導体素子およびそれを用いた制御装置
CN102281686B (zh) * 2011-08-16 2013-11-06 科博达技术有限公司 Led灯在输入电压快速跌落时的补偿控制装置及其方法
US9093906B2 (en) * 2011-09-29 2015-07-28 Power Integrations, Inc. Protection for inadvertent missing feedback voltage signal
CN103078528A (zh) * 2011-10-26 2013-05-01 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电源适配器
US9190898B2 (en) * 2012-07-06 2015-11-17 Power Systems Technologies, Ltd Controller for a power converter and method of operating the same
US9007052B2 (en) * 2012-07-26 2015-04-14 Hamilton Sundstrand Space Systems International, Inc. Voltage sensing in isolated converters
JP6136173B2 (ja) * 2012-10-03 2017-05-31 サンケン電気株式会社 直流電源装置
WO2014073567A1 (ja) * 2012-11-08 2014-05-15 ダイキン工業株式会社 スイッチング電源回路制御方法
US9240712B2 (en) 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
US9197131B2 (en) 2013-01-31 2015-11-24 Infineon Technologies Ag Voltage sensing in a voltage converter
CN103107688B (zh) * 2013-02-25 2016-12-28 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换***中的实时信号采样的***和方法
US9318963B2 (en) 2013-03-13 2016-04-19 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter with secondary to primary messaging
US8947894B2 (en) * 2013-04-05 2015-02-03 Infineon Technologies Austria Ag Switched mode power supply including a flyback converter with primary side control
US9184667B2 (en) * 2013-06-11 2015-11-10 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter with primary-side dynamic load detection and primary-side feedback and control
US9590511B2 (en) * 2013-10-08 2017-03-07 Rohm Co., Ltd. Insulation type switching power source apparatus
US10958176B2 (en) * 2013-10-14 2021-03-23 Texas Instruments Incorporated Systems and methods of CCM primary-side regulation
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
US9379625B2 (en) * 2013-12-26 2016-06-28 Dialog Semiconductor Inc. Current meter for load modulation communication receiver architecture
US9093910B1 (en) * 2014-02-14 2015-07-28 Maxim Integrated Products, Inc. Predictive sampling for primary side sensing in isolated flyback converters
US9515545B2 (en) 2014-02-14 2016-12-06 Infineon Technologies Austria Ag Power conversion with external parameter detection
CN106233605B (zh) * 2014-05-07 2018-12-18 戴乐格半导体公司 功耗减小的mosfet驱动器
CN104660070B (zh) * 2015-02-28 2017-04-12 佛山市南海赛威科技技术有限公司 实现不同功率开关同步交替工作的控制器及控制方法
TWI569569B (zh) * 2015-03-03 2017-02-01 晶豪科技股份有限公司 切換式穩壓器
DE102015222674A1 (de) * 2015-11-17 2017-05-18 Tridonic Gmbh & Co Kg Spannungskonverter und Verfahren zum Betreiben eines Spannungskonverters
CN105915045B (zh) * 2016-03-16 2018-10-19 四川长虹电器股份有限公司 基于igbt振铃时间的变频空调pfc控制方法
CN106329969B (zh) * 2016-09-14 2018-08-21 南京航空航天大学 适用于Vienna整流器的输出电压动态响应优化控制
US11050305B2 (en) * 2018-12-21 2021-06-29 Integrated Device Technology, Inc. Fixed-frequency voltage calibration in a wireless power transfer system
CN110417269A (zh) * 2019-07-12 2019-11-05 苏州源特半导体科技有限公司 一种提高开关电源精度的控制器
CN110427067B (zh) * 2019-07-29 2024-04-16 贵州恒芯微电子科技有限公司 一种用模拟电路来提高电流采样精度的方法
CN110971134B (zh) * 2019-12-19 2021-06-22 南京微盟电子有限公司 一种非隔离开关电源的整流二极管压降补偿***
CN113422524B (zh) * 2021-06-11 2022-12-20 杭州士兰微电子股份有限公司 开关电源及其控制电路
CN114200992B (zh) * 2021-12-02 2023-08-25 深圳市必易微电子股份有限公司 反馈电压采样方法及电路、输出电压控制方法及电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6101105A (en) * 1999-06-10 2000-08-08 Rockwell Technologies, Llc Apparatus and method for identifying an unregulated DC bus voltage
CN1659771A (zh) * 2002-06-04 2005-08-24 皇家飞利浦电子股份有限公司 直流－直流转换器
CN1666404A (zh) * 2002-06-27 2005-09-07 皇家飞利浦电子股份有限公司 Dc－dc变换器

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5745358A (en) * 1996-05-01 1998-04-28 Compaq Computer Corporation Variable-frequency converter with constant programmed delay
US5841641A (en) * 1996-05-01 1998-11-24 Compaq Computer Corporation Protected zero-crossing detection using switching transistor's on-resistance
JP3708529B2 (ja) * 2003-03-18 2005-10-19 Ｓｍｋ株式会社 スイッチング電源回路の定電圧出力制御方法と定電圧出力制御装置
US7593245B2 (en) * 2005-07-08 2009-09-22 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit maximum switch current in a switching power supply
US7635956B2 (en) * 2006-01-06 2009-12-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output voltage controller
US7239532B1 (en) * 2006-12-27 2007-07-03 Niko Semiconductor Ltd. Primary-side feedback switching power supply
US7911808B2 (en) * 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
US7817447B2 (en) * 2008-08-30 2010-10-19 Active-Semi, Inc. Accurate voltage regulation of a primary-side regulation power supply in continuous conduction mode operation

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6101105A (en) * 1999-06-10 2000-08-08 Rockwell Technologies, Llc Apparatus and method for identifying an unregulated DC bus voltage
CN1659771A (zh) * 2002-06-04 2005-08-24 皇家飞利浦电子股份有限公司 直流－直流转换器
CN1666404A (zh) * 2002-06-27 2005-09-07 皇家飞利浦电子股份有限公司 Dc－dc变换器

Also Published As

Publication number Publication date
US7817447B2 (en) 2010-10-19
CN101710785A (zh) 2010-05-19
US20100054000A1 (en) 2010-03-04
CN201682428U (zh) 2010-12-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101710785B (zh) 调节输出电压的转换器及相关方法
US10003271B2 (en) Systems and methods for constant voltage control and constant current control
US10177665B2 (en) Systems and methods for high precision and/or low loss regulation of output currents of power conversion systems
EP3414821B1 (en) Dc/dc resonant converters and power factor correction using resonant converters, and corresponding control methods
US9602012B2 (en) Apparatus and method for controlling switching power supply
CN101350558B (zh) 实现管脚复用的四管脚封装恒流恒压控制器及方法
US8305776B2 (en) Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
TWI568159B (zh) 返馳式電源供應器及其控制電路與控制方法
US10516338B2 (en) Voltage converter controller, voltage converter and method for operating a voltage converter
US8503196B2 (en) Feedback circuit and control method for an isolated power converter
US20120169313A1 (en) Switch control circuit, converter using the same, and switch control method
US9391523B2 (en) Controller with constant current limit
US10658937B1 (en) Controller for closed loop control of a DCX converter and method therefor
EP3414824A1 (en) Dc/dc resonant converters and power factor correction using resonant converters, and corresponding control methods
US9190918B2 (en) Controllers and related control methods for generating signals representing an output current to a load in a switched mode power supply
US8432147B2 (en) Method of forming a switching regulator and structure therefor
CN102545808B (zh) 误差放大器、控制器和原边反馈控制ac/dc转换器
CN104283431A (zh) 实现恒定输出电流的初级控制的功率变换器及方法
TW201409915A (zh) 交直流電源轉換器以及其控制方法及控制積體電路
US20210194372A1 (en) Voltage converting apparatus
CN112953175A (zh) 隔离式电压变换***及原边控制电路和方法
US20100164453A1 (en) Current mode dc-dc converter
US20220311338A1 (en) Inductor current reconstruction circuit, power converter and inductor current reconstruction method thereof
CN114301283A (zh) 控制器、开关变换器及用于开关变换器的控制方法
CN109245546B (zh) 一种采样补偿电路及原边反馈反激变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20130626

Termination date: 20200827

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee