CN101702696A - 信道估计的实现方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种信道估计的实现方法和装置，该方法包括：将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域，得到参考信号的时域初始信道估计序列；对时域初始信道估计序列进行加权，得到参考信号的时域信道冲击响应序列；根据时域信道冲击响应序列得到参考信号的功率迟延谱，并根据功率迟延谱得到参考信号的频域相关函数；对频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。本发明通过能够根据RS的实际状况得到相应的Wiener滤波系数，使得信道估计过程能够更好地基于RS进行，避免了由于采用固定Wiener滤波系数导致信道估计过程不能适应实际环境的变化的问题，能够有效提高信道估计的性能和准确度。

Description

信道估计的实现方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种信道估计的实现方法和装置。

背景技术

在第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Project，简称为3GPP)的下一代无线标准，即，长期演进(Long Term Evolution，简称为LTE)标准的基本传输技术的下行技术采用了的宽带无线通信首选的正交品分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称为OFDM)技术，OFDM技术具有较高的频谱利用率和良好的抗多径干扰能力。在下行接收机设计中，信道估计技术是提高***性能的一项关键技术。

通常，LTE下行信道估计基于频域参考信号(Reference Signal，简称为RS)进行，RS规则地分布在时域和频域上的特定子载波上，图1是相关技术中采用单发射天线以及常规循环前缀(Cyclic Prefix，简称为CP)长度情况下的RS分布示意图。在图1中，R₀表示RS所在位置。通常，信道估计可以简要分为三步：RS信道估计、频域内插、和时域内插。其中，RS信道估计是指对RS位置的信道进行估计，作为进行内插处理的基础。然后，分别进行频域和时域插值，从而得到所有使用子载波位置的信道估计。RS信道估计通常采用复杂度较低的最小二乘(LS)法，具体可以表示为以下公式：

公式(1)

在公式(1)中，r_RS(k)和t_RS(k)分别表示第k个子载波位置上接收和发送的RS信号。

为了避免缓存过多的数据，时域内插一般使用简单的线性内插。相比以上两部分，频域内插通常使用更为复杂的内插算法以提供优良性能。其中，基于线性最小均方差(LMMSE)准则的维纳Wiener)内插方法具有优良的性能，被广泛使用。用于频域内插时，Wiener内插以滤波器的形式在频域完成信道估计，可以表示为

公式(2)

公式(2)中的H_raw为初始的RS位置信道估计结果序列，可以通过以下公式表示：

公式(3)

并且，Wiener滤波系数可以通过以下公式进行表示：

w_LMMSE＝(R_kk+σ²I)^-1r_kk    公式(4)

公式(4)中的σ²为子载波上的噪声方差，I为单位阵，R_kk为信道的频域自相关矩阵，r_kk为信道的频域自相关向量。

由于现实中通常采用的接收机很难准确得到信道的统计特性，并且，由于需要同时考虑接收机的复杂度问题，因此，在目前的***中通常会假定信道模型，并基于该假定的信道模型计算固定滤波器系数来简化算法。

通常，会设信道功率迟延谱(Power Delay Profile，简称为PDP)是一个长度为N_CP的矩形函数，其中N_CP代表CP长度，其在频域的是一个sinc函数，此时，频域上的相关函数可通过以下公式表示：

$\mathrm{corr}\left(k\right)=\sin c\left(\frac{{\mathrm{kN}}_{\mathrm{CP}}}{N_{\mathrm{FFT}}}\right)$ 公式(5)

公式(5)中的sinc()为归一化sinc函数，N_FFT为FFT长度，并且相关矩阵和向量中元素的计算可通过以下公式进行：

R_kk(k1，k2)＝corr(k1-k2)，0≤k1，k2≤N_FFT-1   公式(6)

r_kk(k)＝corr(k)，0≤k≤N_FFT-1                 公式(7)

其中，R_kk(k1，k2)表示矩阵R_kk的k1行k2列元素，r_kk(k)表示向量的第k个元素，最终得到信道估计的结果。

在上述方式中，虽然采用固定的维纳滤波器系数进行估计能够有效简化信道估计的过程和接收机的复杂度，但是由于基于固定滤波器系数的信道估计不能够考虑到实际的信道情况，因此在应用时会出现较高的信噪比和误码率，从而会降低信道估计的准确度。

针对相关技术中由于采用固定的滤波器系数使得信道估计不能适应实际环境的变化而导致信道估计性能降低的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

发明内容

针对相关技术中由于采用固定的滤波器系数使得信道估计不能适应实际环境的变化而导致信道估计性能降低的问题，本发明提出一种信道估计的实现方案，能够结合实际信道情况进行信道估计，提高信道估计的准确度。

根据本发明的一个方面，提供了一种信道估计的实现方法，用于基于维纳滤波技术实现信道估计。

根据本发明的信道估计的实现方法包括：将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域，得到参考信号的时域初始信道估计序列；对时域初始信道估计序列进行加权，得到参考信号的时域信道冲击响应序列；根据时域信道冲击响应序列得到参考信号的功率迟延谱，并根据功率迟延谱得到参考信号的频域相关函数；对频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。

其中，可以根据以下公式将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域：

$h_{\mathrm{raw}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{H}_{\mathrm{raw}}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}},$ 0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度。

此外，可以根据以下公式对时域初始信道估计序列进行加权：

h_CIR(n)＝h_raw(n)·c(n)，0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度，C(n)为长度等于N_FFT的窗口函数。

优选地，窗口函数的种类可以包括以下之一：矩形窗口函数、海明窗口函数、海宁窗口函数、三角窗口函数。

此外，可以根据以下公式得到参考信号的功率迟延谱：

P_PDP(n)＝h_CIR(n)·conj(h_CIR(n))，0≤n≤N_FFT-1，

其中，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，conj为共轭运算，N_FFT为傅立叶变换长度。

此外，参考信号的频域相关函数可以为：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr′(k)为参考信号的频域相关函数，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，N_FFT为傅立叶变换长度，real为取实部计算。

此外，归一化的频域相关函数可以为：

corr_new(k)＝corr′(k)/corr′(0)，0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr_new(k)为归一化的频域相关函数。

根据本发明的另一方面，提供了一种信道估计的实现装置，用于基于维纳滤波技术实现信道估计。

根据本发明的信道估计的实现装置包括：转换模块，用于将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域，得到参考信号的时域初始信道估计序列；加权模块，用于对时域初始信道估计序列进行加权，得到参考信号的时域信道冲击响应序列；确定模块，用于根据时域信道冲击响应序列确定参考信号的功率迟延谱，并用于根据功率迟延谱确定参考信号的频域相关函数；信道估计模块，用于对频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。

其中，转换模块可用于根据以下公式将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域：

$h_{\mathrm{raw}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{H}_{\mathrm{raw}}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}},$ 0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度。

此外，加权模块可以用于根据以下公式对时域初始信道估计序列进行加权：

h_CIR(n)＝h_raw(n)·c(n)，0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度，C(n)为长度等于N_FFT的窗口函数。

此外，确定模块可用于根据以下公式确定得到参考信号的功率迟延谱：

P_PDP(n)＝h_CIR(n)·conj(h_CIR(n))，0≤n≤N_FFT-1，

其中，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，conj为共轭运算，N_FFT为傅立叶变换长度。

并且，确定模块得到的参考信号的频域相关函数可以为：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr′(k)为参考信号的频域相关函数，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，N_FFT为傅立叶变换长度，real为取实部计算。

此外，信道估计模块得到的归一化的频域相关函数可以为：

corr_new(k)＝corr′(k)/corr′(0)，0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr_new(k)为归一化的频域相关函数。

本发明通过能够根据RS的实际状况得到相应的Wiener滤波系数，使得信道估计过程能够更好地基于RS进行，避免了由于采用固定Wiener滤波系数导致信道估计过程不能适应实际环境的变化的问题，能够有效提高信道估计的性能和准确度。

附图说明

图1是根据相关技术的单发射天线情况下RS在常规循环前缀中的映射示意图；

图2是根据本发明方法实施例的信道估计的实现方法的流程图；

图3是根据本发明方法实施例的信道估计的实现方法进行信道估计时的原理示意图；

图4是相关技术中采用固定滤波器系数的信道估计方法的均方误差仿真示意图；

图5是根据本发明方法实施例的信道估计实现方法的均方误差仿真示意图；

图6是相关技术中采用固定滤波器系数的信道估计方法的误码率仿真示意图；

图7是根据本发明方法实施例的信道估计实现方法的误码率仿真示意图；

图8是根据本发明装置实施例的信道估计的实现装置的框图。

具体实施方式

针对相关技术中由于采用固定的滤波器系数使得信道估计不能适应实际环境的变化而导致信道估计性能降低的问题，本发明提出将RS的信道估计结果转换到时域，之后对转换后的序列进行加权得到时域信道冲击响应序列，之后获取RS的功率迟延谱，并根据功率迟延谱得到RS的频域相关函数，基于该频域相关函数进行时域内插和频域内插，进而得到最终的信道估计结果，使得频域相关函数以及滤波器系数与实际的RS相关联，从而使得信道估计能够适应不同的实际情况，有效提高信道估计的性能和准确度。

下面将结合附图，详细描述本发明的实施例。

方法实施例

在本实施例中，提供了一种信道估计的实现方法，用于基于维纳滤波技术实现信道估计，可以应用于采用OFDM技术的多种通信***，例如，LTE***。

下面将结合图2和图3详细描述根据本实施例的信道估计的实现方法的处理过程。

图2是根据本发明方法实施例的信道估计的实现方法的流程图。图3是根据本发明方法实施例的信道估计的实现方法进行信道估计时的原理示意图。

在进行信道估计时，首先需要提取频域RS(如图3中所示的RS提取)，对提取的RS进行信道估计(即，图3中的信道估计)，得到频域信道估计结果，该频域信道估计结果仅仅是一个初步得到的结果，在后续得到最终的信道估计结果时需要利用到该初步的结果；

之后，提取RS的信道估计结果，具体地，RS的信道频域估计结果可用H_raw(k)表示，其中，k为子载波序号取值范围，且0≤k≤N_FFT-1，N_FFT为FFT长度。用

表示RS位置信道估计结果，则H_raw(k)可通过以下公式表示：

如图2所示，根据本实施例的信道估计的实现方法包括：

步骤S202，将提取的RS的信道估计结果转换到时域，得到RS的时域初始信道估计序列；

步骤S204，对时域初始信道估计序列进行加权，得到RS的时域信道冲击响应序列；

步骤S206，根据时域信道冲击响应序列得到RS的功率迟延谱，并根据功率迟延谱得到RS的频域相关函数(步骤S202至步骤S206相当于图3中的计算频域相关函数的处理)；

步骤S208，对频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。

具体地，在步骤S208中，需要根据归一化的频域相关函数计算Wiener滤波系数，结合之前得到的H_RAW进行图3中所示的Wiener内插，之后进行图3中所示的时域内插，得到RS码元在所有使用的子载波位置上的信道估计结果，即，通过时域内插得到所有使用子载波位置的信道估计。

通过上述处理，能够根据RS的实际状况得到相应的Wiener滤波系数，使得信道估计过程能够更好地基于RS进行，避免了由于采用固定Wiener滤波系数导致信道估计过程不能适应实际环境的变化的问题，能够有效提高信道估计的性能和准确度。

下面将详细描述以上各个步骤中的处理，应当注意，下文中所列举的公式仅仅是具体的实例，并不用于限定本发明，在实际应用当中可以根据需要对下述公式进行变形和修改，这些均应当包括在本发明的范围内。

其中，在步骤S202中，可以根据以下公式将提取的RS的信道估计结果转换到时域：

$h_{\mathrm{raw}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{H}_{\mathrm{raw}}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}},$ 0≤n≤N_FFT-1，公式(8)

其中，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度(例如，N_FFT＝1024)。

并且，可以根据以下公式对时域初始信道估计序列进行加权：

h_CIR(n)＝h_raw(n)·c(n)，0≤n≤N_FFT-1，公式(9)

其中，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度，C(n)为长度等于N_FFT的窗口函数。

可选地，这里所采用的窗口函数可以包括很多种，例如，可以包括常用的矩形窗口函数、海明窗口函数、海宁窗口函数、三角窗口函数等，本文不一一列举。

在步骤S206中，可以根据以下公式得到RS的功率迟延谱(即，每个采样点处的能量大小)：

P_PDP(n)＝h_CIR(n)·conj(h_CIR(n))，0≤n≤N_FFT-1，公式(10)

其中，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，conj为共轭运算，N_FFT为傅立叶变换长度。

并且，在步骤S206中，得到RS的频域相关函数可以通过以下公式(11)表示：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1，

公式(11)，

其中，corr′(k)为RS的频域相关函数，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，N_FFT为傅立叶变换长度，real为取实部计算。

具体地，在步骤S208中，归一化的频域相关函数具体可以为：

corr_new(k)＝corr′(k)/corr′(0)，0≤k≤N_FFT-1，公式(12)

其中，corr_new(k)为归一化的频域相关函数。

具体地，在得到归一化的频域相关函数corr_new后，可以利用该归一化的函数代替式公式(6)和公式(7)中的corr函数计算Wiener滤波系数，并在频域进行Wiener内插，得到RS码元所有使用子载波位置上的信道估计结果，通过时域内插(例如，采用线性内插方法)得到不含RS码元的使用子载波信道估计结果。

应当注意，尽管在以上描述中列举了多个公式，但是，将信道估计结果从频域转换到时域、对时域初始信道估计序列进行加权、得到功率迟延谱、频域自相关函数的表示、归一化的频域自相关函数的表示并不仅局限于以上公式所表示的内容。在实际应用中，可以根据需要对上述公式进行改变，例如，在使频域相关函数的表达式变形时，可以将real运算省略，得到的变形后的频域相关函数的表达式为：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1

对于其他公式同样可以进行变形，具体的变换方式对于本领域技术人员来说是显而易见的，本文不再一一列举。

下面将结合具体实例描述根据本发明的信道估计实现方法的具体过程。

在下面将要描述的实例中，假设发射模式为3GPP LTE物理层3GPP TS36.211V8.5.0标准[1]的单天线10MHz带宽模式，循环前缀长度为常规长度，每个子载波上的参考导频的能量与普通数据信号能量都进行归一化处理，调制方式采用16QAM。

在对时域初始信道估计序列进行加权时所使用的加权函数c(n)可以为长度等于N_CP的矩形窗口函数，表达式如下：

在本实例中，假设小区ID号为485，则接收端使用LS算法在100个导频位置k＝5，11，...299，729，735，...，1023进行LS信道估计，对其他位置数据置零，如式公式(1)。

通过公式(8)至公式(12)就能够求得归一化的频域相关函数corr_new。

优选地，为了降低估计过程的复杂度，一个数据子载波的信道估计只使用最近的8个RS，即，公式(6)和公式(7)中的R_kk和r_kk的维度分别为8×8和8×1，而对于RS子载波，则使用自身和6个最近的RS信道估计结果，此时的R_kk和r_kk的维度分别为7×7和7×1。利用式公式(4)可以求得Wiener滤波系数，然后就能够是利用该系数进行Wiener滤波内插，得到RS码元的所有使用子载波位置信道估计结果。最后，在时域使用线性内插得到所***元的信道估计。

图4是固定Wiener滤波系数的内插方法在单径信道、扩展的载具A(Extended Vehicular A，EVA)、以及扩展的典型城市(Extended Typical Urban，简称为ETU)信道[2]下的信道估计均方误差(mean square error，简称为MSE)性能仿真结果；图5是本发明提出信道估计实现方法在单径信道、扩展的载具A(Extended Vehicular A，EVA)、以及扩展的典型城市(Extended Typical Urban，简称为ETU)信道[2]下的信道估计均方误差(mean square error，简称为MSE)的性能仿真结果，其中，EVA和ETU信道的最大多普勒频移分别为70Hz和300Hz。在仿真过程中，根据本发明的信道估计实现方法采用的加权函数c(n)取长度为72个采样的矩形窗口函数。

通过对图4和图5所示的仿真结果对比可见，在EVA信道下，虽然此时固定Wiener滤波内插方法的信道失匹问题相对不是很严重，但是根据本发明的信道估计实现方法仍旧优于相关技术中采用固定Wiener系数的内插方法；而在单径信道和ETU信道下，根据本发明的信道估计实现方法明显优于相关技术中采用固定Wiener滤波的内插方法。

图6是固定Wiener滤波系数的内插方法在单径信道、扩展的载具A(Extended Vehicular A，EVA)、以及扩展的典型城市(Extended Typical Urban，简称为ETU)信道[2]下的接收误码率(Bit Error Rate，简称为BER)的性能仿真结果；图7是本发明提出信道估计实现方法在单径信道、扩展的载具A(Extended Vehicular A，EVA)、以及扩展的典型城市(Extended Typical Urban，简称为ETU)信道[2]下的接收误码率(Bit Error Rate，简称为BER)的性能仿真结果。

如图6和图7所示，其中的曲线走向与图4和图5中所示的仿真结果类似，在EVA信道下，但是根据本发明的信道估计实现方法的BER性能略优于相关技术中采用固定Wiener系数的内插方法，而在单径信道和ETU信道下，根据本发明的信道估计实现方法的BER性能明显优于相关技术中采用固定Wiener滤波的内插方法。

在扩展循环前缀情况下的仿真曲线与图4至图7中所示的曲线类似，本文不再列举。

通过上述处理，能够根据RS本身的状况重新确定Wiener滤波系数，从而使得信道估计能够适应各种不同的环境，有效提高信道估计的准确度和性能。

装置实施例

在本实施例中，提供了一种信道估计的实现装置，用于基于维纳滤波技术实现信道估计，可以应用于采用OFDM技术的多种通信***，例如，LTE***。

如图8所示，根据本实施例的信道估计的实现装置包括：

转换模块1，用于将提取的RS的信道估计结果转换到时域，得到RS的时域初始信道估计序列；

加权模块2，连接至转换模块1，用于对时域初始信道估计序列进行加权，得到RS的时域信道冲击响应序列；

确定模块3，连接至加权模块2，用于根据时域信道冲击响应序列确定RS的功率迟延谱，并用于根据功率迟延谱确定RS的频域相关函数；

信道估计模块4，连接至确定模块3，用于对频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。

其中，转换模块1可以用于根据以下公式将提取的RS的信道估计结果转换到时域：

$h_{\mathrm{raw}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{H}_{\mathrm{raw}}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}},$ 0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度。

并且，加权模块2可用于根据以下公式对时域初始信道估计序列进行加权：h_CIR(n)＝h_raw(n)·c(n)，0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，h_raw(n)为时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度，C(n)为长度等于N_FFT的窗口函数。

此外，确定模块3可用于根据以下公式确定得到RS的功率迟延谱：

P_PDP(n)＝h_CIR(n)·conj(h_CIR(n))，0≤n≤N_FFT-1，

其中，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，h_CIR(n)为加权后得到的时域信道冲击响应序列，conj为共轭运算，N_FFT为傅立叶变换长度。

并且，确定模块3还可用于根据以下公式得到RS的频域相关函数：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr′(k)为RS的频域相关函数，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，N_FFT为傅立叶变换长度，real为取实部计算。

由信道估计模块得到的归一化的频域相关函数可以表示为：

corr_new(k)＝corr′(k)/corr′(0)，0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr_new(k)为归一化的频域相关函数。

通过上述装置，能够根据RS本身的状况重新确定Wiener滤波系数，从而使得信道估计能够适应各种不同的环境，有效提高信道估计的准确度和性能。

图8所示的装置同样能够执行图2和3所示的处理，并得到类似图4至图7所示的信道估计仿真结果，其原理与具体处理过程之前已经描述，这里不再重复。

综上所述，借助于本发明的技术方案，通过根据RS的实际状况得到相应的Wiener滤波系数，使得信道估计过程能够更好地基于RS进行，避免了由于采用固定Wiener滤波系数导致信道估计过程不能适应实际环境的变化的问题，能够有效提高信道估计的性能和准确度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种信道估计的实现方法，用于基于维纳滤波技术实现信道估计，其特征在于，所述方法包括：

将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域，得到所述参考信号的时域初始信道估计序列；

对所述时域初始信道估计序列进行加权，得到所述参考信号的时域信道冲击响应序列；

根据所述时域信道冲击响应序列得到所述参考信号的功率迟延谱，并根据所述功率迟延谱得到所述参考信号的频域相关函数；

对所述频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的所述频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据以下公式将提取的所述参考信号的信道估计结果转换到时域：

$h_{\mathrm{raw}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{H}_{\mathrm{raw}}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}},$ 0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_raw(n)为所述时域初始信道估计序列，k为子载波序号，N_FFT为傅立叶变换长度。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据以下公式对所述时域初始信道估计序列进行加权：

h_CIR(n)＝h_raw(n)·C(n)，0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_CIR(n)为加权后得到的所述时域信道冲击响应序列，h_raw(n)为所述时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度，C(n)为长度等于N_FFT的窗口函数。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述窗口函数的种类包括以下之一：矩形窗口函数、海明窗口函数、海宁窗口函数、三角窗口函数。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据以下公式得到所述参考信号的功率迟延谱：

P_PDP(n)＝h_CIR(n)·conj(h_CIR(n))，0≤n≤N_FFT-1，

其中，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，h_CIR(n)为加权后得到的所述时域信道冲击响应序列，conj为共轭运算，N_FFT为傅立叶变换长度。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述参考信号的频域相关函数为：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr′(k)为所述参考信号的频域相关函数，k为子载波序号，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，N_FFT为傅立叶变换长度，real为取实部计算。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，归一化的所述频域相关函数为：

corr_new(k)＝corr′(k)/corr′(0)，0≤k≤N_FFT-1，

其中，k为子载波序号，corr_new(k)为归一化的所述频域相关函数。

8.一种信道估计的实现装置，用于基于维纳滤波技术实现信道估计，其特征在于，所述方法包括：

转换模块，用于将提取的参考信号的信道估计结果转换到时域，得到所述参考信号的时域初始信道估计序列；

加权模块，用于对所述时域初始信道估计序列进行加权，得到所述参考信号的时域信道冲击响应序列；

确定模块，用于根据所述时域信道冲击响应序列确定所述参考信号的功率迟延谱，并用于根据所述功率迟延谱确定所述参考信号的频域相关函数；

信道估计模块，用于对所述频域相关函数进行归一化处理，并根据归一化的所述频域相关函数进行维纳滤波计算，得到最终信道估计结果。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述转换模块用于根据以下公式将提取的所述参考信号的信道估计结果转换到时域：

$h_{\mathrm{raw}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{H}_{\mathrm{raw}}\left(k\right)\·e^{j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}},$ 0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_raw(n)为所述时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度。

10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述加权模块用于根据以下公式对所述时域初始信道估计序列进行加权：

h_CIR(n)＝h_raw(n)·c(n)，0≤n≤N_FFT-1，

其中，h_CIR(n)为加权后得到的所述时域信道冲击响应序列，h_raw(n)为所述时域初始信道估计序列，N_FFT为傅立叶变换长度，C(n)为长度等于N_FFT的窗口函数。

11.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述确定模块用于根据以下公式确定得到所述参考信号的功率迟延谱：

p_PDP(n)＝h_CIR(n)·conj(h_CIR(n))，0≤n≤N_FFT-1，

其中，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，h_CIR(n)为加权后得到的所述时域信道冲击响应序列，conj为共轭运算，N_FFT为傅立叶变换长度。

12.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述确定模块得到的所述参考信号的频域相关函数为：

${\mathrm{corr}}^{\′}\left(k\right)=\mathrm{real}[\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{FFT}}}}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{N_{\mathrm{FFT}}-1}{P}_{\mathrm{PDP}}\left(n\right)\·e^{-j2\mathrm{\πnk}/N_{\mathrm{FFT}}}],$ 0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr′(k)为所述参考信号的频域相关函数，P_PDP(n)为第n个时域采样点处的能量值，N_FFT为傅立叶变换长度，real为取实部计算。

13.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述信道估计模块得到的归一化的所述频域相关函数为：

corr_new(k)＝corr′(k)/corr′(0)，0≤k≤N_FFT-1，

其中，corr_new(k)为归一化的所述频域相关函数。

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