CN101699777B - 用于CDMA2000 1x EV-DO***的下行同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了用于CDMA2000 1x EV-DO***的下行同步方法，主要步骤：在以s时刻为起始的接收信号中存储M个半时隙，再分别提取出每个半时隙导频突发位置的数据；将第n个半时隙导频突发位置的数据与本地PN图案号为i的第n个截段数据相关累加；再将M点相关累加的结果补0至N点进行FFT变换，然后对N点FFT变换结果求取模值平方；将模值平方中的最大值与预设门限比较，若超过门限则完成同步，否则继续搜索其他PN图案；若16种PN图案对应的相关结果都没有超过门限，则s＝s+1，接收信号起始位置延时1个码片，重复上述步骤，直至完成同步。本发明可在接收信号存在较大的频率偏移以及导频信道的E_c/N₀较低时，实现可靠的下行同步。

Description

用于CDMA2000 1x EV-DO***的下行同步方法

技术领域

本发明涉及一种应用于CDMA20001x EV-DO（下文中简称EV-DO）***下行同步的实现方法。

背景技术

CDMA20001x是目前得到广泛商用的3G蜂窝无线通信***之一，但随着无线数据业务需求的不断增长，CDMA20001x对高速分组数据业务的支持能力已不能够满足未来发展的需求。为此，3GPP2提出了EV-DO技术，专门针对数据业务的突发性、前/反向链路负载非对称性以及大信道容量的特点，以平滑演进的方式，提供更高的数据传输能力。

相比CDMA20001x***，EV-DO可提供更高的空中接口速率。前向链路采用了时分信道调度、动态速率控制和高阶调制等技术，同时，反向链路使用了反向导频、功率控制和速率控制等技术，使网络可以更加合理的安排各种无线数据业务。

EV-DO***前向链路的时分信道结构如图1所示，基站发送的前向链路基带信号均经过了伪随机噪声（PN）序列的加扰，不同的PN序列相位用于区别不同的基站。每个基站都要发送专门的导频信道以便于该小区内的移动台进行同步，移动台必须第一时间捕获所在小区的PN序列相位，并将本地PN序列与之同步（误差必须在几分之一码片的量级）才能准确解扰。

EV-DO的帧周期为26.667ms（32768个码片周期），码片速率为1.2288Mchip/s，分为16个时隙（slot），每个时隙又分为2个半时隙（half-slot），时隙结构如图2所示。

I、Q两路的PN序列特征多项式分别为：

P_I(x)=x¹⁵+x¹⁰+x⁸+x⁷+x⁶+x²+1

P_Q(x)=x¹⁵+x¹²+x¹¹+x¹⁰+x⁹+x⁵+x⁴+x³+1

对应的生成多项式分别为：

$i\left(n\right)=i(n-15)\⊕i(n-13)\⊕i(n-9)\⊕i(n-8)\⊕i(n-7)\⊕i(n-5)$

$q\left(n\right)=q(n-15)\⊕q(n-12)\⊕q(n-11)\⊕q(n-10)\⊕q(n-6)\⊕q(n-5)$

$\⊕q(n-4)\⊕q(n-3)$

其中，符号

表示模2加运算。PN序列的生成一般使用线性反馈移位寄存器(LFSR)实现，I路与Q路的PN序列LFSR结构图如图3所示。

15级移位寄存器的m序列周期长度为2¹⁵-1，在连续14个0后***一个0，然后进行单极性至双极性的映射（比特0映射为+1；比特1映射为-1）得到周期为2¹⁵(32768个码片)的PN序列，首尾相连周期性重复。

***零偏置参考PN序列的起始时刻定义为：连续15个0中的第一个0的发送时刻。同频基站之间，利用PN序列偏置指数（PN offset index）进行区分，偏置指数（取值从0至511，共512种取值可能）乘以64个码片就是本基站PN序列相对零偏置参考PN序列的滞后码片数。

在接收端，利用PN序列解扰流程如图4所示。假设接收机以某一时刻s为起始存储M个半时隙（对应1024·M个码片）长度的接收信号，设该信号的实部和虚部分别为r_I(s+k)、r_Q(s+k)，其中k=0,1,2…1024·M-1，利用本地生成的复PN序列P_I(k)、P_Q(k)对接收信号解扰，解扰后的I、Q路信号为：

y_I(s+k)=r_I(s+k)P_I(k)+r_Q(s+k)P_Q(k)；

y_Q(s+k)=r_Q(s+k)P_I(k)-r_I(s+k)P_Q(k);k=0,1,2…1024·M-1。

现有PN序列的捕获方法一般是将接收信号起始点s在整个PN序列周期上滑动，对每一个可能的相位同步时刻s而言，将对应的解扰序列y_I(s+k)、y_Q(s+k)（k=0,1,2…1024·M-1）提取出导频突发位置的数据再进行累加，第m个半时隙的累加结果记为θ_m(s)：

${\mathrm{\θ}}_m\left(s\right)=\underset{k=464}{\overset{559}{\mathrm{\Σ}}}{y}_I(s+1024\·m+k)+j\·\underset{k=464}{\overset{559}{\mathrm{\Σ}}}{y}_Q(s+1024\·m+k);m=\mathrm{0,1},...M-1;$

再将M个结果（θ₀(s),θ₁(s),…,θ_M-1(s)）累加后求取模值平方，记为|θ(s)|²：

${\left|\mathrm{\θ}\left(s\right)\right|}^2={\left|\underset{M=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\θ}}_m\left(s\right)\right|}^2$

则在一个PN序列周期内使得|θ(s)|²最大的时刻s即为接收信号PN序列相位同步时刻

$\hat{s}=\arg \underset{s}{\max }|\mathrm{\θ}\left(s\right){|}^2.$

EV-DO中导频信道为时分复用，搜索时只累加每个半时隙中导频突发位置的解扰序列。在实现时，为了简化相关计算，只对接收信号导频突发位置的数据进行解扰。此时接收端在作相关前需对本地PN序列进行截取，方法是：在获得某一偏置指数对应的PN序列后，截取每1024个码片中间的96个码片数据。但是，不同偏置指数的PN序列截取后得到的序列是不同的（本文称之为PN图案）。由于未知所在小区的PN偏置指数，移动台在进行初始捕获时，需要对所有可能的PN图案进行搜索。

PN偏置指数与PN图案的关系如图5所示，图中示意性画出了每个半时隙中导频突发的位置（本文中简称PN截段），编号为Pi（i=0,1,…,511）的PN截段表示偏置指数为i的PN序列截取后的第一段数据。由于PN序列滞后码片数以64chip为单位，则PN偏置指数每增大16，PN序列滞后码片数增加1024个码片，刚好等于一个半时隙的长度，图中标出了编号P0的PN截段出现的情况。分析可知，本地PN序列共有16种不同的图案，其余496种截取后的PN序列可由这16种图案以PN截段为单位顺序偏移得到：任意两种PN序列的偏置指数相差16或者16的整数倍时，拥有相同的PN图案，且在序列上超前或滞后若干个PN截段。因此，捕获时，对偏置指数为0至15的PN图案进行检测即可保证发现任意PN偏置指数的基站导频信号。

实际***中，接收信号的E_c/N₀（E_c为接收信号平均码片能量，N₀为噪声功率谱密度）可能会很低，而用于PN序列捕获的导频信道又只占了部分发射时隙；另外，移动台可能存在较大的射频晶振频率偏差或是处在车载高速移动环境中。这些都将增加PN序列捕获的难度。

对于传统捕获方法而言，在低E_c/N₀的情况下，需要增加相关长度（即增大上述半时隙数M）以期提高捕获性能，但在接收端存在频率偏移的情况下，相关长度越长频率偏移对捕获结果的影响也越大。传统捕获方法无法同时兼顾两方面的性能。

发明内容

针对现有技术所存在的缺陷与不足，本发明的目的就是提出一种用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法。本方法适用于可编程器件（包含但不限于FPGA、DSP等）实现，能对16种PN图案并行搜索，相对于传统方法而言，可在接收信号存在较大的频率偏移以及导频信道的E_c/N₀较低时，实现可靠的下行同步；并且可以根据实际的信道环境，灵活的配置参数，更好的利用硬件资源。

本发明通过以下技术方案实现上述目的：用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法，包括：

步骤1、将当前时刻s为起始的接收信号缓存M个半时隙的数据，分别提取出每个半时隙导频突发位置的数据；

步骤2、令n=0，i=0，将接收信号第n个半时隙导频突发位置的数据与本地PN图案号为i的第n个PN截段数据相关累加，得到1点相关累加结果；

步骤3、令n=n+1,重复步骤2，直至n=M-1，得到M-1点相关累加结果；

步骤4、将步骤2和步骤3所得的M点相关累加结果末尾补零至N点后，进行FFT变换，得到N点变换结果，其中M<N且N为2的整数次幂；

步骤5、将N点变换结果求取模值平方，获得N点模值结果；

步骤6、搜索步骤5所获得的N点模值结果的最大值；

步骤7、对步骤6所搜索的最大值与预设门限进行比较，若超过预设门限，则成功捕获PN相位；否则i=i+1，n=0，返回步骤2，直至i=15；

步骤8、若16种PN图案对应的最大值都没有超过预设门限，则s=s+1，接收信号起始位置延时一个码片，返回步骤1；

所述PN图案指不同偏置指数的PN序列截取后得到的序列；每个半时隙中导频突发的位置为PN截段，编号为Pi的PN截段表示偏置指数为i的PN序列截取后的第一段数据，其中i=0,1,…,511。

在所述下行同步方法中，步骤7成功捕获PN相位后，还执行步骤9、根据最大值在N点模值结果中出现的位置

对接收信号和本地PN序列之间存在的频率偏移值

进行估计：

当

时，

当

时，

其中T_c为单倍采样的码片周期。

本发明的同步过程为：在以s时刻为起始的接收信号中存储1024·M个码片长度（对应M个半时隙），再分别提取出每个半时隙导频突发位置的数据；将第n（0≤n≤M-1）个半时隙导频突发位置的数据与本地PN图案号为i（0≤i≤15）的第n个截段数据

相关累加；再将M点相关累加的结果补0至N点进行FFT变换，然后对N点FFT变换结果求取模值平方；将模值平方中的最大值与预设门限比较，若超过门限则完成同步，否则继续搜索其他PN图案；若16种PN图案对应的相关结果都没有超过门限，则s=s+1，接收信号起始位置延时1个码片，重复上述步骤，直至完成同步。

从以上技术方案和同步过程可知，与现有传统捕获方法相比较，本发明的优点及有益效果在于：

1）以s时刻为起始的接收信号，只对导频位置数据进行相关累加运算，减少了计算量，在可编程器件中使用匹配滤波器实现。

2）对分段相关结果进行FFT变换，并搜索N点模值平方结果找到最大值，与预设门限比较，即可判断该相位是否为PN序列的同步相位。由于对接收信号的相关运算是分段进行的，因而本发明的总相关长度（M个半时隙）不再受到频率偏移的限制。经过实际验证，本发明可在接收信号存在±10kHz范围内的频率偏移以及E_c/N₀≥-20dB时，实现可靠的下行同步，并且该方法适合在可编程器件上实现。

3）如果FFT变换的点数N取值太小，PN相位同步时的峰值会有较大的抖动（称为栅格效应），从而影响捕获性能。本发明在FFT变换之前，通过对P个累加结果（θ₀(s),θ₁(s),…,θ_P-1(s)）末尾补0，增大FFT点数N，从而进一步提高了捕获性能和频率偏移估计的精确度。

4）并行搜索16种PN图案，有效缩短了平均捕获时间。本发明对16种PN图案进行并行搜索时，对每一个搜索窗或者相位点，同时检测完16种PN图案后，再滑动一个搜索窗或者相位点；而不是如现有技术中的串行搜索那样，每次只搜索一个PN图案，对一个PN图案搜索完一帧后，再搜索下一种PN图案。本发明的并行搜索在具体计算的时候，对16种PN图案仍然是分开来逐一计算的。

5）在成功捕获PN相位的同时可以进行频偏估计。

附图说明

图1为CDMA2000 1xEV-DO***前向链路时分信道的示意图；

图2为CDMA2000 1xEV-DO***前向链路时隙结构的示意图；

图3为CDMA2000 1xEV-DO***利用LFSR生成I、Q两路PN序列的示意图；

图4为接收端利用复PN序列对基带信号进行解扰的示意图；

图5为PN偏置指数与PN图案的示意图；

图6为本发明对接收信号进行相关运算的示意图；

图7为本发明实现同步的流程图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

本发明可以在可编程器件上实现，对接收信号进行相关运算的过程如图6所示，整个捕获过程如图7所示；具体包括以下步骤：

步骤1、将当前时刻s为起始的接收信号缓存M个半时隙（1024·M个码片长度）的数据，记为r(s+k)（r(s+k)=r_I(s+k)+j·r_Q(s+k)，k=0,1,2…1024·M-1），分别提取出每个半时隙导频突发位置的数据。

步骤2、令n=0，i=0，将接收信号第n个半时隙导频突发位置的数据与本地PN图案号为i的第n个PN截段数据

（k=0,1,2…95）相关累加，得到1点相关累加结果。其中PN截段数据的长度可以取1到96个码片中的任一个值，即每个PN截段相关累加的长度可以取1到96个码片中的任一个值，其中取96个码片时计算效率最高。相关累加可以在可编程器件中使用96个复数抽头的匹配滤波器实现，第n个相关器输出为：

${\mathrm{\&theta;}}_i^n\left(s\right)=\underset{k=0}{\overset{95}{\mathrm{\&Sigma;}}}[r(s+1024\&CenterDot;n+464+k)\&CenterDot;{\mathrm{pn}}_i^n{\left(k\right)}^{*}];$

其中符号*表示复数共轭运算。

步骤3、令n=n+1,重复步骤2，直至n=M-1，得到M-1点相关累加结果。

步骤4、将步骤2和步骤3所得的M点相关累加结果（

）末尾补零至N点后，进行FFT变换，得到N点变换结果k=0,1,…,N-1。其中M<N且N为2的整数次幂；FFT变换可使用专用FFT芯片或在可编程器件中使用N·log₂N个复数乘法器和2·N·log₂N个复数加法器实现。

步骤5、将N点变换结果

k=0,1,…,N-1，求取模值平方，获得N点模值结果，记为模值平方的求取可通过2N个实数乘法器和N个实数加法器实现。

步骤6、通过N-1个比较器搜索步骤5所获得的N点模值结果的最大值，记为metric(s)，并记录最大值在N点模值结果

中出现的位置

$\hat{k}=\arg \underset{k}{\max }\left({\left|Z_{\mathrm{FFT}}{\left(k\right)|}_s^i\right|}^2\right),k=\mathrm{0,1}...N-1;$

$\mathrm{metric}\left(s\right)={\left|Z_{\mathrm{FFT}}{\left(k\right)|}_s^i\right|}^2.$

步骤7、采用1个比较器，对步骤6所搜索的最大值与预设门限进行比较，若超过预设门限，则成功捕获PN相位，完成同步，转到步骤9；否则i=i+1，n=0，返回步骤2，直至i=15。

步骤8、若16种PN图案对应的最大值都没有超过预设门限，则s=s+1，接收信号起始位置延时一个码片，返回步骤1。

步骤9、记录当前时刻s和对应的PN图案号i；并根据最大值所在位置

对接收信号和本地PN序列之间存在的频率偏移值

进行估计：

当

时，

当

时，

其中T_c为单倍采样的码片周期，***中为1/1228800秒；

为常数因子；频率偏移值

的估计可采用1个比较器和1个乘法器实现。

上述实施例以单倍采样为例，是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，例如多倍过采样的原理与实现可在本实施例所述基础上简单扩展得到；其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于包括以下步骤：

步骤1、将当前时刻s为起始的接收信号缓存M个半时隙的数据，分别提取出每个半时隙导频突发位置的数据；

步骤2、令n=0，i=0，将接收信号第n个半时隙导频突发位置的数据与本地PN图案号为i的第n个PN截段数据相关累加，得到1点相关累加结果；

步骤3、令n=n+1,重复步骤2，直至n=M-1，得到M-1点相关累加结果；

步骤4、将步骤2和步骤3所得的M点相关累加结果末尾补零至N点后，进行FFT变换，得到N点变换结果，其中M<N且N为2的整数次幂；

步骤5、将N点变换结果求取模值平方，获得N点模值结果；

步骤6、搜索步骤5所获得的N点模值结果的最大值；

步骤7、对步骤6所搜索的最大值与预设门限进行比较，若超过预设门限，则成功捕获PN相位；否则i=i+1，n=0，返回步骤2，直至i=15；

步骤8、若16种PN图案对应的最大值都没有超过预设门限，则s=s+1，接收信号起始位置延时一个码片，返回步骤1；

所述PN图案指不同偏置指数的PN序列截取后得到的序列；每个半时隙中导频突发的位置为PN截段，编号为Pi的PN截段表示偏置指数为i的PN序列截取后的第一段数据，其中i=0,1,…,511。

2.根据权利要求1所述的用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于：步骤2所述PN截段数据的长度取1到96个码片中的任一个值。

3.根据权利要求2所述的用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于：步骤2所述PN截段数据的长度取96个码片；相关累加在可编程器件中使用96个复数抽头的匹配滤波器实现。

4.根据权利要求1所述的用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于：步骤4所述FFT变换使用专用FFT芯片或在可编程器件中使用N·log₂N个复数乘法器和2·N·log₂N个复数加法器实现。

5.根据权利要求1所述的用于CDMA20001x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于：步骤5所述模值平方的求取通过2N个实数乘法器和N个实数加法器实现。

6.根据权利要求1-5中任一项所述的用于CDMA2000 1x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于，步骤7成功捕获PN相位后，还执行：

步骤9、根据最大值在N点模值结果中出现的位置

对接收信号和本地PN序列之间存在的频率偏移值

进行估计：

当

时，

当

时，其中T_c为单倍采样的码片周期。

7.根据权利要求6所述的用于CDMA2000 1x EV-DO***的下行同步方法，其特征在于：步骤9所述频率偏移值

的估计采用1个比较器和1个乘法器实现。

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