CN101640584A - 一种下行链路mimo-ldpc调制与解调*** - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种下行链路MIMO空时编解码基带***。MIMO基站覆盖的小区内不同移动台所处的空间位置不同，可以得到不同的信道参数矩阵。MIMO基站发射机使用不同移动台至基站的信道矩阵参数对LDPC编码信号进行基带调制和射频调制后发射，移动台接收机对接收信号进行射频解调和LDPC解码得到还原数据。本发明提供了应用此方法的下行链路MIMO空时编解码基带***电路。采用本发明使每一连接用户获得两个独立的空间信道，提高无线通信***的频谱利用率，简化MIMO移动台接收机的设计。

Description

一种下行链路MIMO-LDPC调制与解调***

技术领域

本发明涉及到多输入多输出(MIMO)无线通信***，特别是下行链路MIMO-LDPC基带调制与解调***。

背景技术

MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)表示多天线无线通信***的多输入多输出技术，MIMO技术利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的SISO(Single-Input Single-Output)无线通信***，MIMO无线通信***还可以包括SIMO(Single-Input Multiple-Output)无线通信***和MISO(Multiple-Input Single-Output)无线通信***。MIMO技术已被考虑用于802.11n和802.16e的无线通信***。802.11n和802.16e是IEEE802.1x标准，802.11n和802.16e通过采用MIMO技术提高无线节点的吞吐量和无线传输的可靠性。

无线通信中的MIMO技术可支持空间复用，因为它使用多空间通道传送和接收数据。只有移动台和基站具有多天线发射机和接收机时才能支持MIMO技术。

如果发射机和接收机之间存在一定的散射体，无线基站或移动台的多个天线在天线间距大于一定数值时发送信号，则可形成多个空间信道。使用传统的单输入单输出(SISO)的单天线无线通信***只能形成一个空间信道。而MIMO空间复用技术允许多个天线同时发送和接收空间多路信号。MIMO空间复用技术允许无线基站或移动台的多个天线同时发送和接收，也就是说可利用MIMO空间信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，使频谱利用率成倍地提高。

利用MIMO技术可以提高信道的容量，同时也可以提高信道的可靠性，降低误码率。前者是利用MIMO信道提供的空间复用增益，后者是利用MIMO信道提供的空间分集增益。实现空间复用解码的算法主要有贝尔实验室的BLAST算法、ZF算法、MMSE算法、ML算法。ML算法具有很好的译码性能，但是复杂度比较大，对于实时性要求较高的无线通信不能满足要求。ZF算法简单容易实现，但是对信道的信噪比要求较高。BLAST算法际上是使用ZF算法加上干扰删除技术得出的，对于移动台接收机，BLAST算法具有较高的***实现复杂度和成本。

目前MIMO技术领域另一个研究热点就是空时编码。常见的空时码有空时块码、空时格码。空时码的主要思想是利用空间和时间上的编码实现一定的空间分集和时间分集增益，从而降低信道误码率。但是，对于移动台的发射机和接收机，空时编解码算法同样具有较高的***实现复杂度和成本。

现有MIMO***设计集中于利用多天线和空时码获取空间分集增益和编码增益，以改善接收信号的误比特率性能。但是，现有的空时编解码方法存在四个问题：1.基站发射机需要占用多个时隙产生空时编信号，等价于占用了多个时分信道，降低了数据传输率；2.移动台接收机为获取空间分集需要进行信道估计和信道矩阵计算，需要进行复杂的多空时解码，这对于低复杂度和低成本的移动台是难以实现的；3.接收信号的误比特率性能的改善实际上是在牺牲数据传输率的情况下取得的；4.未能为移动台在带宽不变的情况下提供独立的空间复用信道。为解决上述问题，本发明提出一种下行链路MIMO-LDPC调制与解调***。

MIMO信道的空分复用要求MIMO信道高度独立，MIMO接收算法方可得到共信道干扰较小的解码数据。但是在通常的实际应用中，MIMO信道并非高度独立，这将导致共信道干扰，严重影响通信质量。本发明提出在下行链路的基站发射机和移动台接收机采用LDPC编解码解决这一问题。

低密度奇偶校验码(LDPC码)是麻省理工学院Robert Gal lager于1962年在博士论文中提出的一种具有稀疏校验矩阵的分组纠错码。LDPC好码的性能可逼近香农限，LDPC码适用于本发明涉及的无线通信的MIMO信道。

任何一个(n，k)分组码，如果其信息向量与校验向量之间的关系是线性的，即能用一个线性方程来描述的，就称为线性分组码。低密度奇偶校验码(LDPC码)是一种线性分组码，它通过一个生成矩阵G将信息序列映射成发送序列，也就是码字序列。对于生成矩阵G，完全等效地存在一个奇偶校验矩阵H，所有的码字序列s构成了H的零空间(null space)，即Hs^T＝0。

LDPC码的校验矩阵H是一个稀疏矩阵，相对于行与列的长度，校验矩阵每行、列中非零元素的数目(习惯称作行重、列重)非常小，这也是LDPC码之所以称为低密度码的原因。由于校验矩阵H的稀疏性以及构造时所使用的不同规则，使得不同LDPC码的校验矩阵H中的1可能构成短环。它使得LDPC码在迭代译码时，出现不收敛的情况。

LDPC好码必须避免4环。LDPC码是否存在4环可以通过下列定理1进行检验，定理1在Yang Xiao的论文中公开：Yang Xiao，Moon-Ho lee，LowComplexity MIMO-LDPC CDMA Systems over Multipath Channels，IEICETransactions on Communications 2006 E89-B(5)：1713-1717；doi：10.1093/ietcom/e89-b.5.1713.

定理1：给定LDPC码的校验矩阵H，该LDPC码不存在4环的充分必要条件是：HH^T除对角线外的矩阵元素为0或1。

当H的行重和列重保持不变或尽可能的保持均匀时，称这样的LDPC码为正则LDPC码，反之如果列、行重变化差异较大时，称为非正则的LDPC码。研究结果表明正确设计的非正则LDPC码的性能要优于正则LDPC。

发明内容

为了解决MIMO***上述问题，本发明提出下行链路MIMO-LDPC基带调制和解调***。利用该***，使小区内的移动台在带宽不变的情况下获取多个独立的空间信道，而空时编码不需要占用多个时隙，并且移动台接收机不需要信道估计和信道矩阵计算。

本发明提出的下行链路MIMO-LDPC基带调制和解调***优于现有其它MIMO基带***的误码率性能。考虑到算法复杂度和移动台的成本，根据本发明的一个具体实施方式，将下行链路MIMO-LDPC基带调制和解调***的设计限制为基站为两个天线和移动台为两个天线的情况。但是很明显，本领域的技术人员完全知晓本发明的***可以容易地推广到两个以上天线的MIMO-LDPC基带调制与解调***。

本发明中使用的LDPC码可为准循环LDPC码或随机LDPC码。

准循环LDPC码的好码设计已在下列文献中公开：[1]Yang Xiao，KiseonKim，Good encodable irregular quasi-cyclic LDPC codes，11th IEEESingapore International Conference on Communication Systems，2008.ICCS 2008，pp.1291-1296；[2]Ying Zhao，Yang Xiao，The Necessaryand Sufficient Condition of a Class of Quasi-Cyclic LDPC Codes withoutGirth Four，IEICE Transactiohs on Communications，2009，E92-B(1)：306-309.；[3]Yang Xiao，Moon Ho Lee，Construction of good quasi-cyclicLDPC codes，IET International Conference on Wireless Mobile andMultimedia Networks Proceedings(ICWMMN 2006)，2006，pp.172-175。

随机LDPC码的校验矩阵构造方法具有如下步骤：

步骤1：构造一个M行N列奇偶校验矩阵，其列重为k，列重定义为奇偶校验矩阵的列向量中‘1’的个数，行重为j，行重定义为奇偶校验矩阵的行向量中‘1’的个数。将k个1随机地放置在奇偶校验矩阵的每一列上，但要保证这些‘1’在不同的行中，使得每行中的‘1’的个数尽量相同；

步骤2：为了避免全‘0’行的出现，在奇偶校验矩阵中的全‘0’行添加j个‘1’；

步骤3：为了避免单个‘1’的行的出现，在奇偶校验矩阵中的单个‘1’的行添加j个‘1’；

步骤4：消除奇偶校验矩阵中两列向量有两对应位置都为1的情形，即定理1检测有4环的情形。当这种情形出现时，必须移去其中的一个1。循环该步骤，直到没有此种情况为止；

步骤5：调整通过步骤4所得到的随机LDPC码的校验矩阵的列向量的位置，使

H＝[A B]    (1)

子矩阵A为非奇异。

本发明实施例采用上述算法设计LDPC码的校验矩阵。

随机LDPC码的生成矩阵的构造方法具有如下步骤：

由式(1)的校验矩阵的子矩阵A和B进行下列计算，得到生成矩阵：

G＝[A^-1B I]    (2)

其中I为M行M列的单位矩阵，该矩阵中仅对角线元素为1，其余元素均为0。

随机LDPC码的编码方法具有如下步骤：

定义b＝[b(1)L b(M)]为数据比特向量，b的元素b(1)、b(M)为信息比特，将数据比特向量b与生成矩阵G相乘，可得到LDPC编码信号。假设数据比特向量b被放置在编码序列的尾端而校验比特向量p，

p＝b[A^-1B]

则占据编码序列的前端，也就是

s＝bG＝[p b]    (3)

经过编码得到的向量s就是要传输的LDPC编码信号。

本发明实施例的基站发射机采用上述算法进行LDPC编码。

本发明中，LDPC码的解码采用概率传播算法，也称和积算法或置信传播算法，该算法在D.MacKay的论文中公开：D.MacKay，“Gooderror-correcting codes based on very sparse matrices，”IEEE Trans.Information Theory，Vol.45，March.1999，pp.399-431。

定义矩阵行中非零比特的列号

N(m)≡{n：H^T＝1)  (4)

表示与校验节点m相邻的信息节点的集合，对于每一个m，集合中都有j个元素。

LDPC解码过程如下：

步骤1.初始化：

源比特序列b(n)的似然概率为q_mn ⁰和q_mn ¹，把它们分别初始化为f_n ⁰和f_n ¹

$f_n^1=1/(1+\exp (-2a{y}_n/{\mathrm{\σ}}^2)---\left(5a\right)$

$f_n^0=1-f_n^1,$ 其它    (5b)

解码器的输入为y_n，a为发送信号的功率，σ²＝N₀/2是信道噪声的方差，同时为噪声功率。

步骤2.水平迭代：

对每个行校验m和每个n∈N(m)，计算概率r_mn ⁰和r_mn ¹。

D.MacKay的论文中给出了计算概率r_mn ⁰和r_mn ¹的方法，即：

先计算

${\mathrm{\δq}}_{\mathrm{mn}}=q_{\mathrm{mn}}^0-q_{\mathrm{mn}}^1---\left(6\right)$

然后计算

${\mathrm{\δr}}_{\mathrm{mn}}=r_{\mathrm{mn}}^0-r_{\mathrm{mn}}^1=\underset{n^{\′}}{\mathrm{\Π}}{\mathrm{\δq}}_{m{n}^{\′}},n^{\′}\∈N\left(m\right)\backslash n---\left(7\right)$

然后得到

$r_{\mathrm{mn}}^0=(1+{\mathrm{\δr}}_{\mathrm{mn}})/2---\left(8a\right)$

和

$r_{\mathrm{mn}}^1=(1-{\mathrm{\δr}}_{\mathrm{mn}})/2---\left(8b\right)$

步骤3.垂直迭代：

利用在步骤2中计算所得值r_mn ⁰和r_mn ¹更新概率值q_mn ⁰和q_mn ¹。

$q_{\mathrm{mn}}^0={\mathrm{\α}}_{\mathrm{mn}}{f}_n^0\underset{m^{\′}}{\mathrm{\Π}}{r}_{m^{\′}n}^0,m^{\′}\∈M\left(n\right)\backslash m---\left(9a\right)$

和

$q_{\mathrm{mn}}^1={\mathrm{\α}}_{\mathrm{mn}}{f}_n^1\underset{m^{\′}}{\mathrm{\Π}}{r}_{m^{\′}n}^1,m^{\′}\∈M\left(n\right)\backslash m---\left(9b\right)$

其中α_mn为归一化系数使得

$q_{\mathrm{mn}}^0+q_{\mathrm{mn}}^1=1---\left(9c\right)$

同时计算伪后验概率

$q_n^0={\mathrm{\α}}_0{f}_n^0\underset{m}{\mathrm{\Π}}{r}_{\mathrm{mn}}^0,m\∈M\left(n\right)---\left(10a\right)$

和

$q_n^1={\mathrm{\α}}_n{f}_n^1\underset{m}{\mathrm{\Π}}{r}_{\mathrm{mn}}^1,m\∈M\left(n\right)---\left(10b\right)$

步骤4.尝试解码：

当 $q_n^1=1$ 时令 $r_n^1=1,$ 反之 $r_n^1=0,$ m＝0。如果校验方程Hr^T＝0，则解码成功并结束，反之则回到步骤2。

一旦解码成功(满足终止条件或达到最大循环次数)，从r＝[p b]得到可用数据比特向量b，如果无误码，则r＝s。

本发明的实施例的移动台接收机采用上述算法进行LDPC解码。

本发明的MIMO***能够实现信道的空间复用，提高频谱的利用率。

如果基站和移动台均采用两个以上的天线，那么基站天线功率覆盖的每一移动台可获得两个以上的空间信道。但这是基于基站(BS)和移动站点(MS)之间的空间信道是完全不相关的假设，要求MIMO信道矩阵的行向量互不相关。在大多数的应用情况下，MIMO信道矩阵的行向量并非不相关，这就产生了MIMO信道中的共信道干扰，使得误码率性能不能满足通信要求。为了解决这个问题，本发明提出基站发射机利用逆信道矩阵来对空间信号调制。

根据本发明的一个具体实施方式，本发明提出的MIMO-LDPC基站及其连接的多个移动台均具有两个天线，基站的两个天线间距为10倍的发射信号波长，移动台两个天线间距为4倍的发射信号波长。

基站发射机***按照如下步骤发射信号：

步骤1)：第k个用户的数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，基站发射机对各移动台的两个信道的数据流使用两个LDPC码进行编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1^{\left(k\right)}=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2^{\left(k\right)}=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right],$

其中G₁ ^(k)和G₂ ^(k)为第k个用户的LDPC码的生成矩阵，p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为第k个用户的校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为第k个用户的信息比特向量。前文的数据比特向量是一般描述，未具体到这里的第k个用户的信息比特向量。第k个用户的两空间信道使用两个不同的LDPC码，G₁ ^(k)和G₂ ^(k)对应的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)；这里，G₁ ^(k)和H₁ ^(k)的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(1)中的 $H=H_1^{\left(k\right)},$ 由式(2)即得G₁ ^(k)；同理，G₂ ^(k)和H₂ ^(k)的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(2)中的 $H=H_2^{\left(k\right)},$ 由式(2)即得G₂ ^(k)。

步骤2)：对第k个用户的LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，基站发射机采用信道矩阵进行空间调制，

$\left[\begin{array}{c}{z}_1^{\left(k\right)}\\ z_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{s}_1^{\left(k\right)}\\ s_2^{\left(k\right)}\end{array}\right];$

得到第k个用户的基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K，其中h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}是基站发射机天线i到移动台接收机天线j经过独立瑞利路径的衰减系数；

步骤3)：基站发射机对基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(z₁ ^(k)和t(z₂ ^(k))，再由两根天线分别发射。

另一方面，与MIMO-LDPC基站连接的移动台按照如下步骤得到还原数据：

步骤4)：第k个移动台接收机使用现有技术的本地射频解调电路提取基带的LDPC编码信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)，其中

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^{\left(k\right)}\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

其中t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))表示射频解调；

步骤5)：第k个移动台接收机使用置信传播算法的本地LDPC解码器对接收的基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取基站发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)，无误码时具有

$H_1^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_1^{\left(k\right)}\\ b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

和

$H_2^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_2^{\left(k\right)}\\ b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

其中p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为第k个用户的校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为第k个用户的信息比特向量。

上述基站的两个天线间距分别为10-15倍的发射信号波长，移动台的两个天线间距分别为4倍的发射信号波长，使基站发射机的空间调制： ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 的计算可行。

${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 计算可行的要求是 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 非奇异，而 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 非奇异的要求是信道矩阵中的行向量不相关。本发明中，基站的两个天线间距为10-15倍的发射信号波长，移动台的两个天线间距为4倍的发射信号波长可以确保信道矩阵中的行向量不相关，故 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 的计算可行。

上述的步骤1)中还包括步骤：基站发射机至各移动台接收机的空间信道使用的LDPC码的生成矩阵G₁ ^(k)和G₂ ^(k)满足条件：

1)G₁ ^(k)不等于G₂ ^(k)；

2)G₁ ^(k)和G₂ ^(k)生成矩阵的行向量{g_k(i)，∈{1，2，...，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k)，k＝1，2，任意和{g_k(i)+g_k(j)，j∈{1，2，..，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k(i)+g_k(j))，k＝1，2，均无低数值情况；

3)G₁ ^(k)和G₂ ^(k)对应的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)均无4环，即H₁ ^(k)(H₁ ^(k))^T和H₂ ^(k)(H₂ ^(k))^T除对角线外的元素值为0或1。

上述的步骤2)中的信道矩阵参数h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}由MIMO-LDPC移动台接收机通过对下行导引序列进行信道估计，根据导引序列进行信道估计为现有技术。在本发明中，下行导引序列是基站发射机发射的数据帧之间***的导引数据帧，移动台接收机根据基站发射的下行导引序列估计其下行链路的基带信道参数。

上述的步骤3)中的基站发射机对基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))。这里，射频调制未做限制，可采用现有调幅、调相、跳频等技术。t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))表示射频调制后的信号。

上述的步骤5)中第k个移动台接收机的本地LDPC解码器的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)。

在采用本发明MIMO-LDPC技术的MIMO***没有增加额外的时隙，仅在原有信道实现空间复用。

为了进一步说明本发明的原理及特性，以下结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

附图说明

下面通过附图及具体实施例对本发明进行详细阐述。

图1是MIMO信道与下行链路MIMO-LDPC调制与解调***框图。

图2是下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的基站发射机的***框图。

图3是下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的移动台接收机的***框图。

图4是下行链路MIMO-LDPC调制与解调***基站发射机发射信号和移动台接收机接收信号的步骤流程图。

图5是无4环的随机LDPC码的校验矩阵构造方法设计的校验矩阵。

图6是图4的校验矩阵对应的生成矩阵。

图7是图6的生成矩阵的码重分布。

图8是图7的生成矩阵的码距分布。

图9是使用本发明方法的***和未使用本发明方法的***的误码性能比较曲线图。

具体实施方式

下面结合附图详细描述本发明的具体实施方式。

图1是MIMO信道与下行链路MIMO-LDPC***框图。如图1所示，基站发射机通过发射机天线1和发射机天线2，发射射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))，其中z₁ ^(k)和z₂ ^(k)为基带调制信号，对z₁ ^(k)和z₂ ^(k)进行射频调制后得到t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))。基站发射机所发射的两路空间信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))经过空间信道由移动台接收机通过移动台的天线1和移动台天线2接收，分别为射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)，空间信道用矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 表示，接收的射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)与发射的射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))具有如下关系，

$\left[\begin{array}{c}{r}_1^{\left(k\right)}\\ r_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}t\left(z_1^{\left(k\right)}\right)\\ t\left(z_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1^{\left(k\right)}\\ n_2^{\left(k\right)}\end{array}\right].$

其中n₁ ^(k)和n₂ ^(k)分别为第k个移动台接收机的接收机天线1和接收机天线2信道的基带噪声向量。移动台接收机中的射频解调电路可从射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)中提取基带信号。

移动台接收机中的射频解调电路从射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)中提取基带信号。下行链路MIMO-LDPC调制与解调***基站发射机的内部结构见图2，下行链路MIMO-LDPC调制与解调***移动台接收机的内部结构见图3。

根据本发明的一个具体实施方式，在MIMO***的下行链路中，基站和移动台使用本发明所提供的方法来提高***容量，实现信道的空间复用。在根据本发明的一个具体实施方式中，在下行链路MIMO-LDPC调制与解调***中，基站和移动台均使用两个天线发射和接收数据流，基站和移动台的两个天线间距分别为10倍的发射信号波长和4倍的发射信号波长，发射基站和移动台间通过两空间信道通信，如图1所示。

图2是下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的基站发射机的***框图。图2中的射频调制为现有技术，可为调幅、调频或调相。函数t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))表示基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)的射频调制。基站发射机对基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))，基站发射机的天线1、天线2分别向移动台接收机发射射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))。

步骤1)如图2所示，下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的第k个基站的发送数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，第k个移动台对发给该移动台的两数据流编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

其中G₁(k)和G₂(k)是LDPC码的生成矩阵，p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为校验码向量。第k个基站的两空间信道使用两个不同的LDPC码，G₁(k)和G₂(k)对应的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)，具有 $H_i^{\left(k\right)}{\left(G_i^{\left(k\right)}\right)}^T=0,i=\mathrm{1,2}.$ G₁(k)和H₁ ^(k)的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(1)中的 $H=H_1^{\left(k\right)},$ 由式(2)即得G₁ ^(k)；同理，G₂ ^(k)和H₂ ^(k)的对应关系由式(1)和式(2)确定：令式(2)中的 $H=H_2^{\left(k\right)},$ 由式(2)即得G₂ ^(k)。

步骤2)第k个基站发射机对LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))，再由基站发射机的天线1、天线2分别发射。

图3是下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的移动台接收机的***框图。图3中的射频解调为现有技术，可为幅度解调、频率解调或相位解调。图3中函数 $t^{-1}\left(r_1^{\left(k\right)}\right)=y_1^{\left(k\right)}$ 和 $t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)=y_2^{\left(k\right)},$ 表示射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)的射频解调。

如图3所示，第k个移动台接收机使用本地射频解调电路从接收的射频调制信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)中提取基带的LDPC编码信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)，其中

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^{\left(k\right)}\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right].$

第k个移动台接收机使用本地LDPC解码器对接收的基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取基站发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)。

图4是基站发射机发射信号和移动台接收机接收信号的步骤流程图。

如图4，下行链路MIMO-LDPC调制与解调***基站发射机发射信号和移动台接收机接收信号具有如下步骤。

步骤1)第k个用户的数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，基站对发给第k个移动台的两数据流进行LDPC编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right],$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

其中G₁(k)和G₂(k)是第k个移动台的LDPC码的生成矩阵，p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为第k个用户的校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为第k个用户的信息比特向量，第k个用户的两空间信道使用两个不同的LDPC码，G₁(k)和G₂(k)对应的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)；

步骤2)对第k个用户的LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，采用信道矩阵进行空间调制，

$\left[\begin{array}{c}{z}_1^{\left(k\right)}\\ z_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{s}_1^{\left(k\right)}\\ s_2^{\left(k\right)}\end{array}\right];$

其中h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}是基站发射机天线i到移动台接收机天线j经过独立瑞利路径的衰减系数，得到第k个用户的基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K；

步骤3)基站发射机对基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))，再由基站发射机的天线1、天线2分别向移动台接收机发射射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))。

与基站连接的第k个用户的移动台按照如下步骤得到还原数据：

步骤4)第k个用户的移动台接收机使用本地射频解调电路提取基带的LDPC编码信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)，其中

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^{\left(k\right)}\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

t^-1(r₁ ^(k)和t^-1(r₂ ^(k))表示射频解调；

步骤5)第k个用户的移动台接收机使用本地LDPC解码器对接收的基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取基站发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)，无误码时具有

$H_1^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_1^{\left(k\right)}\\ b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

和

$H_2^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_2^{\left(k\right)}\\ b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

其中p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为第k个用户的校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为第k个用户的信息比特向量。

上述基站的两个天线间距分别为10-15倍的发射信号波长，移动台的两个天线间距分别为4倍的发射信号波长，使基站发射机的空间调制 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 的计算可行。

根据本发明的一个具体实施方式的计算机仿真结果验证了本发明提出的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的有效性。

在根据本发明的一个具体实施方式的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***中，下行链路基站和移动台均使用两个天线来发射和接收，基站接收机通过上行导引序列获得最佳信道估计，信道矩阵为 $H_c=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(\text{k}\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0.56& 0.42\\ 0.4& 0.58\end{array}\right].$

在根据本发明的一个具体实施方式的***仿真中，基站发射机对每个移动台的LDPC码编码数据都用信道矩阵调制，见图2。每个移动台均使用码长为600的随机LDPC码，采用无4环的随机LDPC码的校验矩阵构造方法设计，其校验矩阵的形式见图5，图5中x轴和y轴为校验矩阵的位置变量，z为校验矩阵的元素值。生成矩阵的形式见图6，图6中x轴和y轴为生成矩阵的位置变量，z轴为生成矩阵的元素值。生成矩阵的码重分布形式见图7，生成矩阵的最小码重Gwmin＝73，图7中x轴为生成矩阵行向量的码重，y轴为生成矩阵的码重分布；生成矩阵的码距分布形式见图8，图8中x轴为生成矩阵行向量的码距，y轴为生成矩阵的码距分布，生成矩阵的最小码距Gdmin＝49。

为了验证下行链路MIMO-LDPC调制与解调***可用，选择现有的MIMO空时编解码***和本发明提出的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***进行比较，两者使用相同的带宽，空间复用信道均为2个。

在***仿真中，本发明提出的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***与现有MIMO空时编解码***在相同的信噪比(SNR)和信道条件下发射200个长度为600的数据帧，获得的误码率(BER)结果如图9所示。

图9是使用本发明方法的***和未使用本发明方法的***的误码性能比较曲线图。横轴表示信噪比，单位是分贝，纵轴表示误码率，单位是比值。其中上面的曲线表示未使用本发明方法的MIMO空时分组编解码(STBC)***的误码曲线，下方的曲线表示使用本发明方法的***的误码曲线。

观察图9中的仿真结果，可以看到采用目前的MIMO空时编解码***方案，移动台接收机在信噪比为16分贝时的误码率为1.1×10^-3。而本发明的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的移动台接收机却得到了很好的误码率性能。当信噪比为10分贝时，误码率为1.1×10^-3，在使用同样带宽的情况下获得6分贝的编码增益。在同样的信噪比＝14分贝时，采用目前的MIMO空时编解码***方案，移动台接收机的误码率大于10^-3，而本发明的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***的移动台接收机的误码率小于10^-5。所以，本发明提出的下行链路MIMO-LDPC调制与解调***是有效的，在空间复用的情况下可获得良好的误码率性能。

采用本发明下行链路MIMO-LDPC调制与解调***技术的MIMO***没有增加额外的时隙，仅在原有信道实现空间复用。尽管在MIMO***中，MIMO信道并非完全不相关，但通过本发明方法可得到较高的通信容量和较好BER(错误比特率)性能。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这些具体实施方式仅是举例说明，本领域的技术人员在不脱离本发明的原理和实质的情况下，可以对上述方法和***的细节进行各种省略、替换和改变。例如，合并上述方法步骤，从而按照实质相同的方法执行实质相同的功能以实现实质相同的结果则属于本发明的范围。因此，本发明的范围仅由所附权利要求书限定。

Claims (8)

1、一种下行链路MIMO-LDPC基带调制与解调***，该***包括基站和与基站连接的多个移动台，其中基站具有基站发射机、第一基站天线、第二基站天线，多个移动台中的每个移动台具有移动台接收机、第一移动台天线、第二移动台天线，其特征在于，

基站发射机按照如下步骤发射信号：

步骤1)：第k个用户的移动台的数据流为{b₁ ^(k)}和{b₂ ^(k)}，基站发射机将该移动台的两个信道的数据流使用两个LDPC码进行编码，得到LDPC编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)：

$s_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{G}_1\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{p}_1^{\left(k\right)}& b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right],$

$s_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{G}_2\left(k\right)=\left[\begin{array}{cc}{p}_2^{\left(k\right)}& b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$

其中G₁(k)和G₂(k)是第k个用户的移动台的LDPC码的生成矩阵，p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为第k个用户的校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为第k个用户的信息比特向量，用户k的两空间信道使用两个不同的LDPC码，G₁(k)和G₂(k)对应的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)；

步骤2)：对第k个移动台的LDPC码编码信号s₁ ^(k)和s₂ ^(k)，采用信道矩阵进行空间调制，信道矩阵是

$\left[\begin{array}{c}{z}_1^{\left(k\right)}\\ z_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}{s}_1^{\left(k\right)}\\ s_2^{\left(k\right)}\end{array}\right];$

其中h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}是基站发射机天线i到移动台接收机天线j经过独立瑞利路径的衰减系数，得到第k个用户的基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K；

步骤3)：基站发射机对基带调制信号z₁ ^(k)和z₂ ^(k)，k＝1，…，K进行射频调制，得到射频调制信号t(z₁ ^(k))和t(z₂ ^(k))，再由第一基站天线、第二基站天线分别发射；

移动台接收机按照如下步骤接收信号：

步骤4)：第k个用户的移动台接收机从射频接收信号r₁ ^(k)和r₂ ^(k)提取基带的LDPC编码信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)，其中

$\left[\begin{array}{c}{y}_1^{\left(k\right)}\\ y_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{t}^{-1}\left(r_1^{\left(k\right)}\right)\\ t^{-1}\left(r_2^{\left(k\right)}\right)\end{array}\right],$

其中t^-1(r₁ ^(k))和t^-1(r₂ ^(k))表示射频解调；

步骤5)：第k个移动台接收机对接收的基带信号y₁ ^(k)和y₂ ^(k)进行解码，提取基站发射数据流b₁ ^(k)和b₂ ^(k)，无误码时具有

$H_1^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{p}_1^{\left(k\right)}\\ b_1^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

和

$H_2^{\left(k\right)}\left[\begin{array}{c}{P}_2^{\left(k\right)}\\ b_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]=0,$

其中p₁ ^(k)和p₂ ^(k)为第k个用户的校验码向量，b₁ ^(k)和b₂ ^(k)为第k个用户的信息比特向量。

2、如权利要求1所述的***，其特征在于，步骤1)中还包含步骤：各移动台用的LDPC码的生成矩阵G₁ ^(k)和G₂ ^(k)满足条件：

1)G₁ ^(k)不等于G₂ ^(k)；

2)G₁ ^(k)和G₂ ^(k)生成矩阵的行向量{g_k(i)，∈{1，2，…，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k)，k＝1，2，任意和{g_k(i)+g_k(j)，i，j∈{1，2，…，M}，k＝1，2}的最小码重为w_min(g_k(i)+g_k(j))，k＝1，2，均无低数值情况；

3)G₁ ^(k)和G₂ ^(k)对应的校验矩阵为H₁ ^(k)和H₂ ^(k)均无4环，即H₁ ^(k)(H₁ ^(k))T和H₂ ^(k)(H₂ ^(k))^T除对角线外的元素值为0或1。

3、如权利要求1所述的***，其特征在于，步骤1)中基站发射机至各移动接收机的两空间信道使用不同的LDPC码的生成矩阵G₁ ^(k)和G₂ ^(k)。

4、如权利要求3所述的***，其特征在于，按照如下步骤构造G₁ ^(k)和G₂ ^(k)对应的随机LDPC码校验矩阵：

步骤1：构造一个M行N列奇偶校验矩阵，其列重为k，列重定义为奇偶校验矩阵的列向量中‘1’的个数，行重为j，行重定义为奇偶校验矩阵的行向量中‘1’的个数；将k个1随机地放置在奇偶校验矩阵的每一列上，但要保证这些‘1’在不同的行中，使得每行中的‘1’的个数尽量相同；

步骤2：为了避免全‘0’行的出现，在奇偶校验矩阵中的全‘0’行添加j个‘1’；

步骤3：为了避免单个‘1’的行的出现，在奇偶校验矩阵中的单个‘1’的行添加j个‘1’；

步骤4：消除奇偶校验矩阵中两列向量有两对应位置都为1的情形；当这种情形出现时，必须移去其中的一个1；循环该步骤，直到没有此种情况为止；

步骤5：调整通过步骤4所得到的随机LDPC码的校验矩阵的列向量的位置，使 $H_i^{\left(k\right)}=\left[\begin{array}{cc}{A}_i^{\left(k\right)}& B_i^{\left(k\right)}\end{array}\right],$ i＝1，2，其子矩阵A_i ^(k)为非奇异。

5、如权利要求1所述的***，其特征在于，第一基站天线、第二基站天线间距为10倍的发射信号波长，第一移动台天线、第二移动台天线间距为4倍的发射信号波长，使空间调制 ${\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}^{\left(k\right)}& h_{21}^{\left(k\right)}\\ h_{12}^{\left(k\right)}& h_{22}^{\left(k\right)}\end{array}\right]}^{-1}$ 计算可行。

6、如权利要求1所述的***，其特征在于，步骤5)中使用的校验矩阵H₁ ^(k)和H₂ ^(k)和编码矩阵G₁ ^(k)和G₂ ^(k)对应，具有

$H_i^{\left(k\right)}{\left(G_i^{\left(k\right)}\right)}^T=0,$ i＝1，2

7、如权利要求1所述的***，其特征在于，步骤2)中的信道矩阵参数h_ij ^(k)，i，j∈{1，2}由移动台通过下行导引序列估计。

8、如权利要求7所述的***，其特征在于，所述下行导引序列是基站发射机发射的数据帧之间***的导引数据帧，移动台接收机根据基站发射下行导引序列估计其下行链路的基带信道参数。

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