CN101620271A - 运用广播调频信号定位地理位置的方法及*** - Google Patents

运用广播调频信号定位地理位置的方法及*** Download PDF

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Abstract

一种利用广播调频信号进行搜寻定位的方法和***。该方法是利用至少一个接收器接收来自三个FM调频电台的调频立体声信号，每一调频立体声信号包含调变的19KHz导引频率。并根据每一接收器所接收调频立体声信号的解调导引频率的相位差来决定地理位置。

Description

运用广播调频信号定位地理位置的方法及***
技术领域
本发明是关于一种定位***，尤指一种适用于室内定位的定位***。
背景技术
全球卫星定位(Global Positioning Satellites，GPS)***主要是用来提供导航坐标。目前的GPS***使用24至27个半对地同步卫星(halfgeo-synchronous satellites)在三维空间中进行三角定位。但GPS全球覆盖范围仍有许多不足之处，再加上传统的GPS接收器仅能接收直线传输信号(line-of-sight signal)，加上常因信号强度太弱以致无法穿透建筑物的缘故，导致现行GPS信号无法在室内使用。另外，由于高楼的障蔽，城市内也很难取得低仰角GPS卫星的信号。此外，GPS的制造、发射与维持需要庞大昂贵的国家资源，而信号结构的复杂、补偿干扰的需求、相对弱信号的电离层迟延等因素更导致GPS接收器成本偏高。
在GPS被大量运用之前的导航***主要是长程定位(Long RangePositioning，LORAN)***。LORAN***运用双曲线定位理论，而非GPS所采用的球面三角定位理论。两者的差异在于，双曲线定位使用到达时间差(time-difference-of-arrival，TDOA)而球面理论则用到达时间(time-of-arrival，TOA)。但不论是双曲线定位理论或是球面三角定位理论均须要求各个基地台完全时间同步，才能达到高精确性。LORAN***有一个主要高频(highfrequency，HF)电台与两个附属站，于已知时间内以不同频率传送脉冲信号。依据传统几何学，对二点距离差为定值的各点所集合而成的线就是双曲线。一对双曲线的交叉点决定一对象的位置。该对象位置决定于二对基地台的距离差(TDOA)。现代化后的LORAN***采用GPS的优点，或是将全部基地台都使用同步的原子钟，而不必使用主-从(master-slave)基地台的关系。
使用极低频(very low frequency，VLF)信号的OMEGA***也被运用于长程定位，其频带介于11至15KHz，使用长波远距播送。不同于LORAN***，OMEGA***运用两个连续波形信号的相位差决定位置。然而，OMEGA***仍有位置精确性不足(偏差四海浬)的问题，这是因为如下理由：1)远距播送的波在历经多个周期(cycle)造成的相位偏差。2)因电离层发生多途径(Path)的特性。3)平流层(stratophere)、海洋或陆地所反射的信号会干扰直线波。4)相隔遥远的基地台所发生同步时差。
近来，E-911紧急援救项目开启对于目标定位***的新需求。美国联邦通讯委员会(Federal Communication Commission，FCC)规定行动电话业者应提供大略位置的信息给911呼救的执法单位。由于行动电话转播塔的结构，更便于定位***建立在现有转播台的基础结构。转播台的时间同步可以由行动电话公司经由网络或GPS进行。全球行动通讯***(Global System for Mobilecommunications，GSM)行动电话采用到达时间(TOA)、到达角度(Angle-Of-Arrival，AOA)、增强测量时间差(Enhanced-Observed-Time-Difference，E-OTD)、以及辅助全球卫星定位(A-GPS)等等。分码多任务撷取(Code Division Multiple Access，CDMA)行动电话则采用进阶前向连结三角定位法(Advanced-Forward-Link-Triangulation，A-FLT)的技术。分时多任务撷取(Time Division Multiple Access，TDMA)行动电话则采用A-GPS的技术。A-GPS用网络互助来缩短取讯时间，可达五公尺以内的精准度。A-FLT与E-OTD的精准度约100公尺，TDOA与AOA的精准度约150公尺。除了GPS的外，行动电话定位的精确度只适用于E-911的工作，但不适用于室内定位的应用。
现代室内定位***多半运用宽带信号(Wideband Fidelity，WiFi)或其它区域网络(Local Area Network，LAN)信号，其所传达的信号强度(Multi-stationsRadio Signal Strength，  RSS)、TOA、TDOA或综合的三角定位。该室内信号传播会因为墙壁、房间隔板、金属家具而造成不均匀衰减与反射。高频(2.4GHz)信号在室内短距空间中，仍会消弱许多。此外，现代室内定位还需要WiFi网络基本架构。
其它定位***用商用调幅(Amplitude Modulation，AM)广播信号的相位差距导航。此***使用商用调幅频率(520KHz至1710KHz，波长约从200公尺至600公尺)。虽可用于室内，但是信号会受建筑物导体影响而失真。
由于AM信号容易因建筑与障蔽物而衰减，而调频(FrequencyModulation，FM)信号的相位随时变动，因此，另丨种方法是利用FM信号的包络信号强度而非FM信号的相位作为行动定位服务(location base service，LBS)之用。该方式称为小型个人对象技术(Small Personal Objects Technology，SPOT)，其将微型FM接收器内建于手表大小的显示装置中，以提供行动定位服务。换言的，LBS是依照一定数量FM电台的电讯强度(RSS)大小排列，用以决定城市所在。比方说，依据5至11个电台信号强度排列，可以定位出5哩内城镇的大略位置。虽不精确，但仍可用于LBS。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种运用广播调频信号进行定位地理位置的方法与***。一实施例是接收FM立体声信号以及运用信号的相位差决定地理位置。由一个以上的接收器接收从三个FM电台发出的FM立体声信号，而每一立体声信号包括FM19KHz的导引频率；再由FM解调的导引频率的相位差决定每一接收器的地理位置。
为让本发明的上述内容能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：
附图说明
图1是FM立体声合成信号频谱。
图2是运用到达时间差(TDOA)的双曲线导航***。
图3是本发明一实施例，行动或参考站的导引频率相位测量。
图4是本发明一实施例，计算单位距离中的代表相位差的例示图。
图5是本发明一实施例，决定地理位置(即定位)过程图。
图6是本发明一实施例，行动收发信号单元(移动单元)的功能方块图。
图7A是本发明一实施例，于室外广场进行定位过程的示意图(电台的距离缩小以利图示)。
图7B是本发明一实施例，于室内区域进行定位过程的示意图(电台的距离缩小以利图示)。
图7C是本发明一实施例，以室内中继器进行定位过程的示意图。
图8是本发明一实施例，于已知电台位置的条件下进行定位的场地预备图。
图9是本发明一实施例，于未知电台位置的条件下进行定位的简化场地预备图。
图10是本发明一实施例，于未知无线电站位置的条件下进行定位的简化选址场地预备图。
图11A是本发明一实施例的室内定位过程图。
图11B是本发明一实施例的位置查表。
图12是本发明一实施例，简化的室内定位的过程图。
图13是本发明一实施例，  以FM合成信号进行GPS扩大航位推算的图示。
图14A是本发明一实施例，运用GPS、航位推算与FM信号进行定位的流程图。
图14B是本发明一实施例，定位用GPS-FM综合接收器的结构图。
图14C是本发明一实施例，以GPS-FM综合接收器进行的定位过程图。
图15是本发明的一实施例，行动站利用单到串行重复相位侦测进行定位的功能方块图。
图16是本发明一实施例的寻位/定位过程图。
具体实施方式
在以下各实施例中，在不同的图中，相同部分是以相同标号表示。
本发明提供一运用广播调频(Frequency Modulation，FM)信号进行寻位(locating)、定位(positioning)的方法与***。一实施例是关于运用广播FM合成信号的多任务导引频率进行寻位与定位。广播FM信号可以包括商业用广播FM无线电信号。FM信号的相位，即导引频率的相位是用于定位。因此，现有商用广播FM信号能够用于寻位、定位与导航，其应用层面广泛，甚至还可以应用于室内。
在一实施例中，利用三个以上的FM立体声电台的信号，即现有的FM广播信号。在下列实施例中，只用三座电台说明，但本发明的原理可推广到更多无线电台来定位。利用更多电台的平均值可以得出更高的精准度。例如使用四座电台，4C3＝4，可以得到4次定位。如果使用5座电台，5C3＝10，则可以得到10次定位。
图1是传统FM立体合成信号的频谱10。FM电台可分配的频带为100KHz(千赫兹)。FM立体声理论是分成将左(L)、右(R)声轨相加的L+R声音，以及利用双边带抑载波(double side-band suppressed carrier)调变的L-R声音，其中单音接收器可于基频带接收该L+R声音，抑载波的频率为38KHz。如图1所示，导引频率在19KHz的相位与38KHz的载波相位同步，并合成传送。这也让立体声L-R声音得以透过清晰且不被干扰的导引频率来回复相位。导引频率的乘数还可用来作为57KHz的射频数字***(radio data system，RDS)数字传讯。因为导引频率的相位与立体声信号的相位同步，所以导引频率无法自行产生，而每一FM电台有自己的19KHz导引频率的相位，各个FM电台的导引频率也没有同步。
根据本发明的一实施例，一接收台接收发自三座电台S1、S2与S3的FM信号。接收台从第一对电台S1、S2的合成FM信号中取出正弦导引频率。然后测量该导引频率的相位，并比较之，以分别算出离S1、S2二电台的距离差。在去除电台的偏差值后，二导引频率的相位差代表电台S1、S2的到达时间差(TDOA)。如图2计算例20所示，利用前述的LORAN或OMEGA***，与FM电台S1、S2等距离的各点的集合，其轨迹是一双曲线21。另一对电台S1、S3也用相同方式得到另一双曲线。如同LORAN或OMEGA导航***的原理，由二组FM导引频率差可以得到二双曲线交点22来定位。
因为FM电台之间，其导引频率的相位并未同步化，所以用于导航定位之前，需先用已知位置的参考台(reference station，以下简称RS)测量三座FM电台之间的原始相位差。其后，诸多移动单元(mobile unit，以下简称MU)利用参考台的信息，计算每一移动单元与参考台(或基地台)或者FM电台的相对位置。
到参考站的实际相位差可以透过每一座FM电台距离参考台的实际距离算出。藉由测量相位差减去实际相位差，可以算出原始电台的相位差。一旦得知原始电台的相位差，将移动单元测得的相位差减去原始电台相位差，可以推算出移动单元的实际相位差，再用该实际相位差决定该移动单元的位置。
图3绘示三座FM电台S1、S2、S3的导引频率32之间的相位关系30。电台S2相对于电台S1的相位为迟延(相位差为正值)，电台S3相对于电台S1的相位为超前(相位差为负值)。因此，原始相位差可被界定在-180度至180度之间。以19KHz导引频率为准，原始相位差能够分别转换成时间范围±26.32μS或距离范围±7894.74公尺。以下说明提及的距离是做为相位测量之用。
从固定参考台(reference station，以下简称RS)或基地台(base station，以下简称BS)至FM电台的距离已知，可以算出实际相位差(如同将FM电台同步化)。FM电台间的相位差亦能够由RS或BS的FM导引频率接收器所测得。因此，从S1、S2导引频率的原始相位差能够以下列关系式(1)算出：原始相位差(S1，S2)＝测量相位差(S1，S2)-实际相位差(S1，S2)(1)
对MU来说，其所测量自S1、S2的相位差减去(S1，S2)原始相位差可得从S1、S2的实际相位差。如下列关系式(2)：
MU实际相位差(S1，S2)＝
MU测量相位差(S1，S2)-原始相位差(S1，S2)          (2)
(S1，S3)的部份亦同，从S1、S3的原始相位差可在BS由下列关系式推算：
原始相位差(S1，S3)＝测量相位差(S1，S3)-实际相位差(S1，S3)
而MU距S1、S3信号的实际相位差可以依下式算出：
MU实际相位差(S1，S3)＝MU测量相位差(S1，S3)-原始相位差(S1，S3)
接着运用图2所示的双曲线定位法，以MU的FM导引频率实际相位差(即实际相位差(S1，S2)和实际相位差(S1，S3))，再加上整数个导引频率的周期数，二条双曲线的交点22即为该MU的位置。
图4是二维坐标***空间范例图40，用于说明本发明的实施例如何运用BS或RS的FM导引频率的相位差，算出MU的位置。BS、RS与MU均接收发自FM电台S1、S2、S3的FM广播信号。为了方便解释，计算单位会从时间差转换成距离，其中，距离等于时间和光速的乘积。
首先，BS的测量相位差δ m12(下标线代表该值属于BS或RS)的计算方式如下：BS与FM电台S1、S2的距离分别为d1与d2，该二距离可以由其已知的经纬度位置算出。与距离d1、d2相对应的导引频率波长的倍数m、n可分别依下式算出：
m＝Integer(d1/λ)，
n＝Integer(d2/λ)，
其中λ表示导引频率波长为15，789.5公尺，Integer()表示取自变量的整数值。
因此距离d1、d2可改写成：
d1＝mλ+δ1
d2＝nλ+δ2
其中δ1、δ2分别表示：BS的接收器上从已知的距离d1、d2减去mλ、nλ的相位差数。d1与d2间的距离差可用来计算由电台(S1，S2)至BS的距离差(实际的TDOA)，如下式：
d1-d2＝(m-n)λ+δ 12，
其中δ 12＝δ1-δ2，δ 12是BS接收发自S1与S2导引频率的计算(或应该)相位差。
一般而言，距离不是两个水平点之间的直接距离。为了增加接收电波强度，广播电台通常从平地上拔地而起。FM电台天线的海拔高度会标示在电台信息中。接收器的高度可以用气压测高仪(barometric altimeter)测得(某些应用产品中会将气压测高仪微型化以利整合)。FM电台天线到接收器(亦即从电台S1到BS接收器)的直线距离(line of sight，LOS)与从接收器到FM电台地址的水平线，构成一夹角θ。因此，直线距离(LOS)的实际距离与地面距离的比值为cosθ。大部分的情形中，因为水平距离远大于天线高度，因而θ几近为零，故cosθ趋近为1。不过，如果接收器接近电台，就必须考虑对LOS的校准比率1/cosθ。
在BS所测得的TDOA不是实际的TDOA，原因在于各电台之间不同步，因此S1、S2之间存在着一FM电台原始相位差χ12。因BS的位置已知，可以用来计算BS至电台S1、S2的实际距离，以供计算电台原始相位差。因此，关系式(1)可以改写成关系式(3)如下，发自电台S1、S2至BS的导引频率(测量相位差δ m12加上(m-n)个周期数)减去实际距离(d1-d2)就可得到原始电台相位差χ12。
χ12＝((m-n)λ+δ m12)-(d1-d2)＝δ m12-δ 12    (3)
S1与S3之间FM电台原始相位差χ13亦可以依相同方式算出，其中：
m＝Integer(d1/λ)，
p＝Integer(d3/λ)，
d1＝mλ+δ1，
d3＝pλ+δ3，
d1-d3＝(m-p)λ+δ 13，
δ 13＝δ1-δ3，δ 13是BS接收发自S1与S3的导引频率的计算相位差，
因此，χ13＝((m-p)λ+δ m13)-(d1-d3)＝δ m13-δ 13
在计算从MU至电台S1、S2的距离差d12(TDOA)之前，首先需测量从电台S1、S2至MU的相位差δm12。其次，估算从S1、S2发出的导引频率波长(15,789.5公尺)的m、n整倍数，而m、n能够从RS得到的RSS值或从公开的场强等位线图(field strength contour)估算出来。因为电台原始相位差χ12已从关系式(3)导出，所以能够用关系式(4)算出从电台S1、S2至MU的实际距离差：
d12＝d1-d2＝(m-n)λ+δm12-χ12                (4)
其中δ12＝δm12-χ12，因此d12代表经过χ12校准后的实际距离差(实际的TDOA)，而δm12是由MU测得。
同理：d13＝(m-p)λ+δm13-χ13                 (5)
其中δ13＝δm13-χ13，则d13是MU至电台S1、S3的实际距离差。
由于二电台(二点)间距离等差所组成的轨迹是一双曲线，所以距离等差点d12与d13形成的轨迹分别为二条双曲线，该二条双曲线的交点决定MU的位置。另外，(m-n)λ被称为周期模糊项。至于周期数(15789.5公尺)则能够用MU接收的RSS值以及参考公开的FM电台的场强等位线图估算出来。藉由公开FM场强等位线图，可以建构出RSS值与周期倍数的概略查询表(look-uptable)。由于电讯强度介于15789.5公尺的周期之间会减弱许多，所以不必担心周期模糊问题。
因此，请参考图5过程50，依据本发明的一实施例，使用BS的电台信息来决定MU位置的方法包括：
步骤52：由BS计算相位差δ12、δ13以及测得的测量相位差δm12、δm13算出原始电台相位差χ12、χ13，并且传送χ12、χ13至MU。而BS也能够确定MU的位置，而不需将χ12、χ13传送至MU。
步骤54：在MU测量相位差δm12、δm13。将δm12，δm13的数值由MU传送至BS，用来算出MU位置。
步骤56：估算mλ、nλ(例如根据RSS距离公式或场强等位线图来查表)。如果m或n落在整数波长的边界上，那么也可以测试(m-1)或(n-1)波长以找出最适合值。
步骤58：从关系式(4)与(5)计算d12、d13，接着运用双曲线计算法(或双曲线/位置的查表)算出MU位置坐标(x，y)。
上述步骤可以用不同的硬件/软件执行。在另丨实施例也可使用卡曼滤波(Kalman Filtering)位置计算法。根据本发明，定位精确度系于FM广播电台至BS距离的精准度，以及δm12、δm13、δ m12、δ m13相位测量的准确度。
本发明能够应用于许多环境，包括BS距离MU数百公尺以内的园区定位或室内定位。例如，本发明实施例的室内寻位***能够在医院使用，BS可用来定位病患、医疗干部或高价值仪器；或者汽车商使用BS定位配有MU的车辆或监视在邻近街道的试驾等。表1列出应用范例如下：
表1：应用范例
    应用领域 效果
室内与园区定位GPS航位推算E-911的应用行动定位服务资产追踪与派遣汽车防盗追踪大区域定位 高精准度高精准度精准精准精准需多参考站以维持精准度需较多参考站以维持精准度
在此举一实施例说明园区/室内定位***。图6是本发明实施例的移动单元(MU)60的功能方块图。MU 60包括天线61、FM立体接收器62、具有高速定时器(timer)与运算放大器(operational amplifier)功能的微控制器(microcontroller)64，以及地区性射频(radio frequency，RF)收发器66(RF收发器可用一FM RDS收发器)。该高速定时器用来精确测量相位，而运算放大器将信号的正弦波转换成方形波，以供相位边缘侦测之用。
如前所言，MU 60能够结合BS用于室内环境或户外园区。图7A绘示园区地图(Plot map)70。园区地图70标示园区建筑物72、固定基地台BS、移动单元MU与可多可少的参考台RS，此RS是一座没有地图显示与人性接口的BS。BS、MU与RS都同时接收由FM电台S1、S2、S3发出的信号。
展点数组71可加盖到园区地图70以及建筑物72，而解析点74则代表地理位置，展点数组71可保存于MU与BS的内存内。若需要更高的分辨率，便需要更多的内存容量。
每一方格区或解析点以方格点坐标(x，y)表示，为求方便起见，以固定BS坐标为原点(0，0)。以原点BS为基准，该坐标系均以正整数与负整数的方式向四周增加，直到能够涵盖整座建筑物或整个园区的最大程度为止。该建筑物或园区的角落各点是经过GPS测定位置的参考点73，在场地预备处理程序时，利用各参考点以展点图(plot map)进行内插法，预先决定每个(x，y)坐标74的地理位置，并且储存在内存内。
从上述关系式(4)(5)可知，  d12、d13的值是从园区内所有坐标(x，y)到电台S1、S2、S3的距离差能够预先决定，因为已知每一坐标的地理位置。所以计算坐标点d12、d13的原理与方法与计算BS、RS到电台S1、S2、S3的方法无异。运用算出来的波长m、n、p，所有BS、RS与方格点坐标到电台S1、S2、S3的距离差可以在场地预备处理程序中，按照相同方式预先计算出来，其公式如下：
d12＝(m-n)λ+δ12    所有方格点
d13＝(m-p)λ+δ13    所有方格点
d 12＝(m-n)λ+δ 12    所有BS和RS
d 13＝(m-p)λ+δ 13    所有BS和RS
因为BS与MU相近，所以基本上BS的(m-n)λ与MU的(m-n)λ二值相等。同样地，d13与d 13也一般的算法。如果其位于波长边界(即MU与BS距离电台的距离接近整数波长)，则可将(m-n)λ与(m-n)λ操作为相同值，而余数保存在MU的相位差-δ12与BS的相位差δ 12。
室内定位或园区定位的双重差分法
本发明引进一双重差分法，应用在室内与园区定位中特别有效。首先，方格点相对于BS和RS的双重差分的定义为：
Δd12＝d12-d 12＝δ12-δ 12。同理，
Δd13＝d13-d 13＝δ13-δ 13    (6)
Δd12、Δd13的值被定义为方格点相对于BS或RS的双重相位差。在关系式(6)中，周期数模糊项(m-n)λ、(m-n)λ、(m-p)λ、(m-p)λ以及原始相位差χ12、χ13被消去而变得无关紧要，所以使用双重差分法将大幅改善位置精准度。另外，通常Δd12、Δd13数值很小，并会随着MU与BS(0，0)之间距离增加而增加。在算出每一方格点相对于BS或RS的双重相位差Δd12，Δd13之后，将该值储存于内存内，以供后来室内或园区定位之用。为了定出MU的位置，首先以公式(6)依据(δm12-δ m12)、(δm13-δ m13)算出Δdm12、Δdm13，再依本说明所述方法获得MU的(x，y)坐标。
就室内寻位***而言，MU不须具备地图或知道其自身位置。但是有些应用之中，MU可能需要地图或知道其自身位置。此时，前述的数字地图可以从BS下载至MU，或者BS也可以算出MU位置，并于每一次位置定位后，下载至MU。MU包括共享接口，以便从附近的BS或RS取得信息/服务。图7B是本发明的另一园区地图75。此外，如图7C中的园区地图77所示，当所在的区域内有强化水泥建筑物或配备金属架构的建筑物时，发自广播电台S1、S2、S3的FM信号可使用中继器(repeater)78，使信号穿墙至室内的BS与MU。此时，导航中继器78的附加相位差为δ12＝d1-d2，δ13＝d1-d3。新χ’12与χ’13修正为χ’12＝χ12+δ12与χ’13＝χ13+δ13。经修正后，根据三个中继器78所在的方格点上进行双曲线三角测量。
其它在强化水泥建筑物内部的实施例也能够用图7C所示的地图加以说明。该实施例使用三个以上位于中继器78的低功率FM收发器来取代FM信号。典型低功率FM收发器的运作频带属无需执照(亦即，不需政府的使用执照)的FM功率频带，这些FM功率频带是符合美国联邦通讯委员会(U.S.Federal Communication Commission，FCC)第1 5号规则的规定(例如，距离收发器三公尺的功率测量值必须低于250μV/m)。FCC许可下，接收器能够使用任一频率的频带。此外，从该三个接收器发出的导引频率可以为19KHz以外的正弦波或其它波型的周期波。
从图7A到图7C，多出的参考台的功能如同基地台，更能准确定出MU的位置。由于无线电波的相似性，MU越靠近BS或RS所提供的信息能够更准确地定出MU位置，亦使BS、RS与MU的收发器的传输耗电量更低。BS、RS与MU可以使用类似的FM硬件与天线以避免不同硬件所造成的相位测量的差异。因此，RS可使用低成本FM接收器。当使用RS时，BS能够监看该RS所测得的原始相位差χ12、χ13的差距，而该差距可以在BS计算中得到校正。RS与MU在FM接收器的硬件上并无差别。BS知道RS的固定位置，以便进行电台距离的计算。如果园区过大而超出BS的电讯可及范围，则可以设立更多座BS。因此，可以有下列数种可能的***架构，例如：单一BS以及多个MU；单一BS、一座或多座RS，以及多个MU；多座BS、多座RS，以及一个或多个MU等等。
已知FM电台位置实施的场地预备工作
以下将以一实施例说明场地预备处理步骤以进行室内或园区的定位。场地预备是用来简化MU位置的计算。如果同时有多个MU，在BS进行双曲线定位计算可能需要高速运算处理。场地预备工作先行计算一方格坐标的相关数值，并将该数值储存于一查询表，以供后来的存取。查表比运算更快，但需占用内存。图8是例示说明用电台S1、S2、S3实施场地预备工作80的方法，并结合图7A的地图说明如下：
步骤81：取得实施对象的室内或园区的数字化地图(或展点图)。在园区或室内地图上找出一个以上经GPS测定的参考点73。
步骤82：将以实际尺度绘制成的展点图70划分成方格坐标，并使用园区内经GPS测定的参考点73的经纬度为基准，将所有方格坐标(x，y)插补入经纬度坐标，用来计算该方格点至电台S1、S2、S3的距离(S1、S2、S3亦以经纬度坐标标示)。较佳地，参考点73的选定后应将其设定为位于多角落，以便使用内插法决定其它方格点的经纬度。
步骤83：计算每个方格坐标(x，y)至三座已知电台S1、S2、S3的距离d1、d2、d3。使d1与d2，d1与d3相减，分别算出每个方格坐标点至电台的距离差(d12，d13)以及S1、S2、S3至BS的距离差(d 12，d 13)。将各坐标距离差(d12，d13)减去BS距离差(d 12，d 13)，可得出每一坐标点(x，y)的双重相位差(Δd12，Δd13)＝(d12-d 12，d13-d 13)。
步骤84：因此每一方格点(x，y)都有一相应值(Δd12，Δd13)，记录于BS的内存中用来读表，以供定位MU之用。
以下段落将说明如何于场地预备工作，根据BS与MU的计算与查表所得的数据，按照上述步骤进行MU定位作业。
未知FM电台位置实施场地预备工作
一般而言，双曲线定位法会得出一个非线性方程式。每坐标的双重相位差值(Δd12，Δd13)并非依线性方式增加。然而，比起无线电电台数英哩或数十英哩的距离，园区相对上是比较小的区域，而小区域的双重相位差值会以比较接近线性的方式增加。依据上述推论，当电台的位置没有被精确掌握时，就必须找寻另一种替代的场地预先处理法。然而，信号与强度的近似方向(direction)对三角测量法有帮助。图9以图标说明本发明于未知电台位置的条件下，如何进行简化场地预备工作90。以适当的分辨率(公尺)将园区展点图70划分成方格坐标点。
方格点的三重差分法
在另一实施例中，本发明提供一种三重差分法，不须查表以供简化定位之用。如图9中放大区块91所示是一传统笛卡尔(Cartesian)坐标系表示的方格化数字地图，从BS或RS为原点开始划分一块N×N方格(例如N＝5)。然后，使用测量双重差分法算出每个方格点的双重相位差(Δd12，Δd13)，其中Δd12＝(δm12-δ m12)，Δd13＝(δm13-δ m13)。接着，再将连续方格点所测量的双重相位差值以水平方向与垂直方向相减(得三重差分)，可得Δh12＝Δdn 12-Δdn-1 12，与Δv12＝Δdn 12-Δdn-1 12(Δdn 12是指现在的方格点，而Δdn-1 12是指前一个方格点，Δh12与Δv12是指水平与垂直方格三重差分值)。同理可获得Δh13与Δv13。在N＝5的例子中，确定出20组水平与垂直差分值，若该方格差分Δh、Δv为均等值(uniform)，则能够用该三重差分(Δh12，Δv12，Δh13，Δv13)解出双重相位差值(Δd12，Δd13)。
如果该三重差分并非定值，则能用渐差内插法(gradual differenceinterpolation)处理的。若该差分值是逐渐增加或逐渐减少，则能使用一非线性插补方程式处理该差分。当已将每一方格坐标(x，y)的双重相位差值(Δd12，Δd13)建立一查询表时，可以将任一RS或BS当作原点(0，0)。或者是，分别把数个RS或BS位置作为原点，将整个地图71划分成多个小区块93，则该查询表可以更小。使用渐差内插法，可以将较小的(Δd12，Δd13)查表插补完成。该查询表的大小取决于RS的个数以及从RS或BS作为原点(0，0)延伸出去的方格坐标的最大范围。当GPS测量无法使用时，此法是一个有效的场地预备处理方法。该查询表划分成复数个由BS或RS所涵盖的区域。然而，若方格三重差分Δh12、Δv12基本上为均等值，则不需内插法，原因是下述的二元线性方程式求解法可以使用该平均差完成简易定位，详见下述。
毋须查表，藉由解二元线性方程式求解的简易定位法
若将MU对BS(或RS)相对距离的测量双重相位差定义为Δd12、Δd13，则该双重相位差Δd12、Δd13必定为平均三重差分Δh 12，Δv 12或Δh 13、Δv 13的组合，以决定MU位置的定位。因此，假设水平与垂直方向的乘数可能为x与y。乘数x，y的线性方程式为：
Δd12＝xΔh 12+yΔv 12，
Δd13＝xΔh 13+yΔv 13.
此是一个二元线性方程式求解二变量(x，y)的问题。因此，基本上方格双重相位差值的增加方式若为均匀(线性)增加，就能够无需查表而解出该线性方程式，进而确定MU的位置。大多数的情况对定位精准度的需求并未到公分程度时，二元线性方程求解法就成为不须查表的简易定位法。
图10是本发明在未知FM电台位置的条件下进行场所测量(场所预备工作)100的方法，该方法包括：
步骤101：取得实施对象的室内区域或园区的地图，再将该地图做成方格化的数位地图。
步骤102：按照想要的坐标分辨率，将该数字地图划分成多个等距方格坐标(x，y)所组成的二维方格地图。
步骤103：从BS或RS作为原点(0，0)，展开N×N(线性水平与垂直)坐标点，以测量δm12、δm13相位差，并且根据图9取得所有坐标的双重相位差(Δd12，Δd13)。
步骤104：将各点的双重相位差(Δd12，Δd13)以水平与垂直方式相减，取得三重差分值Δh12、Δh13、Δv13、Δv12，并根据图9算出平均三重差分值Δh 12、Δh 13、Δv 12、Δv 13。
步骤105：若隔邻差分值并非均等值，则利用非均等值内插法，使用渐差分值Δh12、Δv12与Δh13、Δv13建立计算(Δd12，Δd13)所必要的查询表，再以(Δd12，Δd13)算出相对于BS或RS作为原点(0，0)的MU位置(x，y)。
步骤106：若隔邻差分值基本上为均值(或精准度不需到公分)，则使用相近直线平均法。记录平均三重差分值Δh 12、Δh 13、Δv 12、Δv 13，并以之为参数，解出二元线性方程式相对于原点(0，0)的MU(x，y)位置。
决定MU位置的作业是根据BS与MU所测得的值，以及按上述步骤实施的场地预备工作所得的查表。该作业方法详述如下：
已知FM电台位置的条件下实施场地预备工作的定位作业
接下来说明在已知FM电台的位置的条件下，实施预备工作中(例如园区或室内环境)，如何进行定位作业，以确定MU对BS的相对位置。首先在MU进行相位测量，测得δm12、δm13；在BS或RS进行相位测量，测得δ m12、δ m13。在BS或RS的相位测量值有可能与先前预备工作有些不同，但是差分值(～Δd12，～Δd13)基本上会保持不变。其次，计算出差分值δm12-δ m12与δm13-δ m13，以组成一对双重相位差对(δm12-δ m12，δm13-δ m13)用来查表。此查询表即在场地预备工作中所完成。如此一来，运用由关系式(6)所衍生的近似关系式(7)，找到接近MU位置的方格点(x，y)，即是：
Δd12～(δm12-δ m12)，Δd13～(δm13-δ m13)    (7)
于是，利用(Δd12，Δd13)来查表，找出最接近的(x，y)，以便定位出MU的位置。而即是MU的测量值(δm12-δ m12，δm13-δ m13)最接近该点的(Δd12，Δd13)的储值(x，y)。除此之外，还可以利用最小平方近似法(least square approximation)，藉由寻找邻近4个方格坐标来寻找最接近坐标。此法能够能出在该方格分辨率内所能得到的最精确位置，至于更精确的计算法有待下述。
MU测量值(δm12-δ m12)与(δm13-δ m13)，可找出最接近(Δd12，Δd13)的四个方格点，可以提高位置的精准度。此时，该邻近四个方格点的加权线性内插法可以解出更高的分辨率，而非用逼近出最接近方格点的解。
图11A总结上述各项作业为一作业方法110，包括下列步骤：
步骤111：在MU与BS测量δm12、δm13、δ m12、δ m13，并且运算(δm12-δ m12)～Δd12与(δm13-δ m13)～Δd13，做成一对(～Δd12，～Δd13)来查表。
步骤112：利用场地预备工作所取得的查询表，使用最小平方逼近法找到最接近的丨对(Δd12，Δd13)，以决定MU的(x，y)位置。
步骤113：若求更精确，比较四个方格点的(Δd12，Δd13)，找出最接近的四个相邻方格点；然后用线性内插法，以相差值比率增减，确定(x，y)值任该四个相邻方格点之间最可能的MU位置。
MU越接近RS，定位精准度就越高，而相位差(δm12-δ m12)与(δm13-δ m13)的测量精准度也越高。
在未知FM电台位置的条件下，场地预备工作的定位作业(简易场地预备)
接下来说明在未知FM电台的位置的条件下，在前述简易场地预备工作中(例如园区或室内环境)，如何进行定位作业，以确定MU离开BS的相对位置。如图9所示，以RS所在的位置为原点(0，0)。当MU越接近原点，其定位精准度就越高。该定位方法包括MU测量相位差δm12、δm13，以及在BS或RS测量相位差δ m12、δ m13。RS的位置是固定的，而且还会不时将其测量值传输给BS，做为检验MU接近程度的依据。此时，将各个(δm12-δ m12，δm13-δ m13)组成一对来查表。事实上，该查询表在未知FM电台的位置的场地预备工作已完成。此对(δm12-δ m12，δm13-δ m13)即是用做(Δd12，Δd13)来查表，其中(δm12-δ m12)～Δd12，(δm13-δ m13)～Δd13。
利用查表的方式获得(Δd12，Δd13)后，再藉由最小平方逼近法搜寻出最接近MU位置的四个相邻(x，y)方格点。或者用前述的四相邻方格点依据内插法更精准地定出MU的位置。
由于RS测得的值δ m12、δ m13会不时传输到BS，因此BS能够持续比较MU测量值δm12，δm13与RS所得的测量值δ m12、δ m13，检验MU接近RS的程度(以从MU的处接收到最接近值或RSSI最高接收值为依据)。此时RS指定为原点(0，0)。利用测量值(～Δd12，～Δd13)与最符合的RS为根据进行查表作业，以找出MU对RS原点(0，0)的相对位置(x，y)。
均匀线性逼近法(Uniform linear approximate)是将二元线性方程式求解，得出(x，y)坐标。而该二元线性方程式是由MU测量所得的差分值(Δd12，Δd13)，公式如下：
Δd12＝xΔh 12+yΔv 12
Δd13＝xΔh 13+yΔv 13
因此，利用从场地预备工作中取得的三重差分平均值Δh 12、Δh 13，Δv 12、Δv 13，以及所测得的值对Δd12、Δd13，可以不用查表而算出MU坐标唯一解(x，y)。另外，(x，y)可以为非整数解。
图11B是(Δd12，Δd13)的部分查表的范例。在此范例中，水平平均增加量Δh 12、Δh 13均为1.71公尺，而垂直平均增加量Δv 12、Δv 13则分别为0.71公尺与-0.71公尺，只有数字最后一位因舍入法造成0.01公尺的误差。因此，以测得的距离差Δd12、Δd13，以及二元方程式Δd12＝xΔh12+yΔv12、Δd13＝xΔh13+yΔv13，可以算出唯一解(x，y)，即是MU相对于BS的位置。由于双曲线的局部直线性，所以不需要查表得解。
图12总结上述各项作业为一作业方法120，包括下列步骤：
步骤121：于MU、RS与BS测量δm12、δm13、δ m12、δ m13。并且算出(δm12-δ m12)～Δd12与(δm13-δ m13)～Δd13，制作成(Δd12，Δd13)以查表。
步骤122：比较MU的测量值与RS的测量值(以RS所接收的RSSI最高接收值为依据)，BS用来确定最接近该MU的RS；并以该最近的RS为原点(0，0)决定MU的相对位置。
步骤123：使用线性近似解法决定MU的坐标(x，y)。以场地预备工作所得的Δh 12、Δh 13、Δv 12、Δv 13及MU测得的测量差(Δd12，Δd13)来解线性方程式Δd12＝xΔh 12+yΔv 12与Δd13＝xΔh 13+yΔv 13，算出相对于RS或BS的原点(0，0)的方格点(x，y)坐标。
步骤124：使用非线性内插的查表法的情形。使用简易场地预处程序所建立的查表找出最符合的值对(Δd12，Δd13)，用最小平方逼近法决定(x，y)坐标。
步骤125：若求更精确的位置判断，则在四个方格坐标之间比较其(～Δd12，～Δd13)，找出最符合的四相邻方格点；然后用线性内插法，以相对比率增减来决定MU的最佳位置(x，y)。
GPS航位推算(Dead reckoning)的應用
本发明还能够进一步扩大GPS航位推算的范围。当处在都市高楼之间或室内，使得GPS可涵盖卫星小于4颗时，GPS就可能要使用航位推算。以下将讨论汽车或手持GPS接收器的GPS二维航位推算的范例，并以该范例说明图13中的计算方法130。图13中每一大/小星标代表航位推算的位置点。如图14B所示，FM立体接收器172与处理器173和GPS接收器173内建于GPS装置170之中，GPS装置170可以是MU。当需要航位推算功能时(亦即GPS可涵盖卫星降至4颗时)，FM立体接收器172会开启，并与GPS同时平行运作。MU内的FM立体接收器172在每一GPS位置点上进行相位测量，并且进行追踪航位推算精准性的测试。该测试结果与GPS的实际位置点相互比较，并利用卡曼滤波法预测矩阵(prediction matrix of a Kalman Filter)实施校准，该方法将讨论于后。而处理器173决定每一位置点的χ12与χ13：
χ12＝((m-n)λ+δ m12)-(d1-d2)，
χ13＝((m-p)λ+δ m13)-(d1-d3)
其中d1、d2、d3是依据已知GPS位置与三座FM电台S1、S2、S3所算出的距离，δ m12、δ m13是测量相位差，而m、n、p如前述，是由d1、d2、d3所决定。GPS失去追踪前的最后位置点称做离去点，可以用在该离去点所测得的δm12、δm13计算出二条双曲线的距离差d12、d13，其中：
d12＝d1-d2＝(m-n)λ+(δm12-χ12)
d13＝d1-d3＝(m-p)λ+(δm13-χ13)
假定从离去点消失之后，(m-n)λ并未改变。若离去点位置是位于整数倍波长的边界上，可以将(m-n)λ强制为一常数，而使测量值δm12保留余数。该GPS最后位置点被定义为离去点，也就是航位推算的参考点。如果GPS信号位置点重新出现，又会重启正常GPS接收信号程序。航位推算位置点之间隔频率可以与GPS相同(正常为一秒一次)，然而其频率通常为更高。以该GPS离去点做为航位推算的参考点可以避免错误传播(error propagation)的问题。一般而言，直接将离去点做为参考点会比较精准，因为每一次逐步定位作业可能在每一步骤中都可能累积错误量。然而，利用卡曼滤波法除了原始相位差χ12、χ13以外，不需记忆离去点测量值。在图13中，Δx、Δy分别代表x方向与y方向的移动量差，而该三角形代表投射在x，y坐标上的移动位移。
航位推算的精准度取决于相位测量的精准度与距离离去点的接近程度。一旦拥有双曲线的距离差d12、d13，则有几种定位方法可以使用，其中有二个常见的方法，一种是卡曼滤波法，另丨种是在每一预估位置上使用直接最小平方逼近法。校准过的测量值(d12，d13)是卡曼滤波法的输入。将目前测量位置Xk＝(xk，yk)定义为一位置向量以及一测量向量Zk＝(d12，d13)，因此卡曼预测方程式(从k-1至k)可以表示成：
Xk＝AXk-1+wk-1
而该测量向量可以表示成：
Zk＝HXk+vk
其中w表示预测错误噪声向量(prediction error noise vector)，v表示测量噪声向量(measurement noise vector)，而A与H表示卡曼滤波矩阵。卡曼方程式的求解步骤在文献上有详尽记载。航位推算作业的主要精神是使用GPS离去点以计算相位差χ12、χ13，，以及结合使用该相位差与新测量差值δm12、δm13，以算出卡曼方程式的差分测量值对(differences measurement pair)Zk＝(d12，d13)。
请注意，为了简化低动态航位推算，位置向量方程式可不考虑速度向量，因为测量向量Zk在10Hz或更高频率下仍然适用。举例来说，若MU以每小时移动36公里，而测量程序以10Hz的频率每1公尺之间隔下进行，则该速度向量可以由1/10秒的位置差推算而出。一但遇到较慢的取样频率，仍可以使用较复杂的卡曼滤波矩阵，需将位置-速度向量定义为Xk＝(xk，yk，x’k，y‘k)，其中x’、y’是分别指x、y方向的速度，以及将该测量向量定义为Zk＝(d12，d13，d’12，d’13)。
未知电台位置的条件下的简易航位推算
对卡曼滤波测量向量Zk＝(d12，d13)而言，关系式(6)所定义的双重相位差可以当做测量向量Zk＝(Δd12，Δd13)，其中Δd12＝dn 12-d(n-1) 12。Δd12的定义是距离差的连续测量值的差分或测量相位差δm12，δ m12。该定义的好处在于可以略除(m-n)λ与原始相位差χ12、χ13，理由见前述关系式(6)的说明。使用双重相位差向量的隐含意义为：如果GPS航位推算设备无法得知该电台位置的确切位置，而已知该三电台S1、S2、S3提供适当的HDOP(良好的三角测量)，则仍然可以用测量相位差δm12、δ m12以逐步双重差分法进行航位推算作业。该作业程序称的为盲目航位推算法(blind dead reckoning)，该法的使用条件为已知三电台的测量相位差，但是不知该三电台的确切位置。
图14A是配备航位推算设备的GPS接收器的一般航位推算方法140的流程图，其包含步骤如下：
步骤141：以GPS位置得出卡曼滤波矩阵序列所需的数组A、H。
步骤142：GPS定位。
步骤143：判断GPS可涵盖卫星是否超过3个。如果GPS可涵盖卫星为4个以上，则GPS接收器运作如常，执行步骤141；如果GPS可涵盖卫星为3个以下，则进行步骤144。
步骤144：使用卡曼滤波矩阵进行航位推算。
每一位置点上都会检查GPS可涵盖卫星的数量，藉以决定应使用GPS或航位推算定位作业。每当GPS可涵盖卫星数处于边界条件(即可涵盖卫星数为4颗)的时，GPS接收器可以利用已知位置，推导出卡曼滤波矩阵A与H。
室内/外GPS-FM综合定位
应注意，当FM立体接收器与GPS合并使用于航位推算作业时，其是一个在室内外位置都能有效使用的GPS-FM综合接收器。GPS接收器的优点在于其在开放空间仍能拥有高准度的定位能力。而FM导引频率接收器依据GPS位置点作为参考位置点，更能在室内以及都市高楼之间发挥其效用。先前所述的室内定位查表法或二元线性方程式求解法均能在FM导引频率接收器上加以使用。
根据本发明的一实施例，将FM导引频率用作一种GPS航位推算方法，其需要GPS与FM接收器共同合作，始能得到室内解(位置)。GPS接收器可以与FM立体接收器整合成一单芯片，同时作为可供室外与室内定位之用。此外，藉由GPS位置点的信息，还可以决定哪三座FM电台的地理位置最适合用于FM导航TDOA三角定位法。
图14B是GPS-FM立体声综合接收器170的示意图，其中GPS接收器171与FM立体接收器172共享一处理器173以取得一GPS-FM共同解。FM接收器可参考GPS定位点，在未知三电台位置的条件下，求得室内与城市高楼之间的位置解。该上述运算范例180图标于图14C中，其中标示出三个连续GPS位置点(X，Y)，(X’，Y’)与(X”，Y”)(未用到z轴)。该三连续位置点对FM电台距离的双重相位差分Δd’12、Δd’13与Δd”12、Δd”13可以经由FM接收器在每一位置点上进行测量以及差分法取得。接着，不用卡曼滤波法，而改用前述的二元线性方程式求解法定出位置点。该二元方程式包括利用相位双重差分值与双重位置点投射值的项，以解开未知的h12、v12。式子如下：
Δd’12＝ΔX’h12+ΔY’v12
Δd”12＝ΔX”h12+ΔY”v12
其中ΔX’＝X’-X，ΔY’＝Y’-Y，ΔX”＝X”-X’，ΔY”＝Y”-Y’。
双重相位差Δd’12、Δd”12以及位置点差值ΔX’、ΔX”、ΔY’、ΔY”分别为测量值以及GPS位置定位值。因此，该二未知数h12、v12(方格点三重差分值)可以得解。同理，
Δd’13＝ΔX’h13+ΔY’v13
Δd”13＝ΔX”h13+ΔY”v13
该二未知数h13、v13也可以被解出。凭借初始阶段时所知的三个以上GPS位置点，解出h12、h13、v12、v13之后，加上在后续移动的位置上所取得的测量双重相位差Δd12、Δd13，可列出计算新位置的方程式如下：
Δd12＝xh12+yv12
Δd13＝xh13+yv13
于是，相对于GPS最后位置点的未知新位置(x，y)能够用测得双重相位差(Δd12，Δd13)加以确定。本例之中，FM位置点可以帮助确认GPS位置点的精准与否，而当失去GPS信号时，FM定位***亦可以提供室内与城市高楼之间区域的位置解。另需指明，为了定出大部分的目前位置点，需要超过三个以前位置点用来算出h12、h13、v12、v13，以便决定目前位置点。唯有透过取得邻近区域中更多位置点的信息，使用大数平均法则，方能提升定位精准度。总而言的，GPS-FM综合定位的优点如下：
1.使GPS接收器成为一个全功能、室内外及都市高楼之间均可进行简易定位的定位***。
2.校平GPS位置点，提升定位精准度。由于商业GPS定位的频率一般为1Hz，每秒间之间隔空档可以由FM接收器所取得的更多位置点加以填补，原因是FM定位作业的执行频率可以更密集，能在更多位置点上进行测量与运算，得出更多位置点的解。从三座当地电台发出的强力信号，比起GPS卫星在高速动态的轨道运行中，在两万公里的遥所发出信号的微弱，FM导航具有高度稳定性，使其「差分」位置的确定更加稳定与精准。因此，FM位置定位可以用做使GPS位置轨迹平滑化以及修正GPS位置的异常状况。
3.当GPS信号无法传输或传输被干扰时，FM***提供位置定位。易言的，它可提升GPS定位***的完整性。比起当地FM信号的信号强度，商用GPS信号相当微弱也易干扰。GPS可能有时失效，而FM导引频率可以补足上述情况发生时GPS信号的不足。
4.FM接收器172(图14B)可以接收GPS差分修正的数字RDS广播，以及不同参考点(RS)的电台相位差。差分修正的RDS广播将成为高精准度位置定位的方法，可以用在测量、建筑等高精准度GPS-FM综合接收器的应用上。
三维定位
于其它实施例中，本发明另提供三维定位方法。FM电台基本上是立基于地面的高塔，可以提供有限垂直位置分量(Vertical Dilution of Position，VDOP)。本发明可以从关系式(4)(5)扩张至三个关系式，以解出位置变量(x，y，z)。可以用四座以上FM电台取得解开下列三元联立方程式所需的双重相位差值Δd12、Δd13、Δd14以及高度增加量(additional elevation increment)e12、e13、e14。
Δd12＝xh12+yv12+ze12
Δd13＝xh13+yv13+ze13
Δd14＝xh14+yv14+ze14
该高度增加量e12、e13、e14是根据GPS接收器所取得的位置定位的高度差，该高度差在地面导航的情形时缓慢变化。除此之外，由于地面FM无线电电台的VDOP很小，因此高度定位可能不如地面水平定位一般精确。然而，Z维度的位置定位十分合适于GPS航空辅助功能。对多楼层建筑物中的室内定位而言，每一楼层上的RS是用来供参考台的接收器的RSSI值来辨识垂直位置。如果无法在每一楼层都设一参考站，则能使用微型气压高度计，用来确定二维定位设施的高度。而目前所说的FM电台可以包括广播电台、地区FM发送机(transmitter)、低功率FM发送机等。
实施范例
本发明有许多可能的实施途径。导引频率相位差的测量精准度以及基地台(或参考台)距离移动单元的接近程度是影响定位精准度的两个重要因素。FM导引频率是通用19KHz基频正弦信号，该信号从FM立体声合成信号中抽取出来。导引频率的每一周期的直线距离是15789.5公尺。要精准地测量该导引频率的相位，需要使用高频定时器以测量波形零点(waveform zero)交越的时间。举例而言，100MHz定时器可以测量10纳秒(nano-second)或3公尺之间隔。超过30dB信号强度与19KHz调频导引频率可以让多途径信号的影响降到最低。导引频率的多途径问题有二层面：(1)行经各种地形的19KHz导引频率的巨观多途径反射，(2)接收器的前级端(front end)的解调VHF载波，加上建筑物障蔽与反射所形成的微观多途径反射。本发明的实施例可以大幅减少该二种多途径的影响。
本发明所提出的串行处理实施例不仅用来获得较高位置精准度，并可节省实施成本、尺寸大小、功率与重量。例如图15中所示的***150，微控制器64接收导引频率，并且在MU 60(图6)将三FM信号间进行分时分工处理并以串行处理(serial processing)。微控制器64亦配置时间给每一电台分时运算与传送。
因为导引频率每秒有19,000周期数，每一FM电台每秒会配置约5,000周期数进行相位侦测。剩余时间与定时器取样间隔期间则用来计算与传送。举例来说，每秒5次定位的情形中，MU将200微秒(200msec)分三段用来相位侦测。在200微秒中，导引频率有3800周期数用于相位侦测。如果每一电台利用1000周期数进行重复相位侦测，则每一电台只有使用约52.6微秒。剩下42微秒用来电台调谐(tuning)与其它计算。在相位侦测时，正弦波上升边缘间隔时间，可用来其它处理作业。换句话说，微控制器64有充足时间进行其它功能，例如平均功能、平滑功能与沟通功能。
因为定位决定作业对于每一处理频道间的非均等延迟非常敏感，所以就每一电台而言，串行处理对每一电台具有等量延迟的明显优点。这些延迟量都会因为差分计算而被消去。在200微秒极短的期间，热噪声与其它噪声的延迟几乎可视为定值而被减去。
在图15中，每一电台S1、S2、S3所发出的正弦波在透过一运算放大器转换成方波151。运算放大器、上升边缘中断计数器与微控制器内建于该微控制器64。每一方波的上升边缘是导引频率的相位。当微控制器64侦测到上升边缘时，会读取高速定时器的内容。如上述，若每一FM电台取讯频率为5Hz，则计数器有1000个中断采样数。到达时间(TOA)可以将1000个采样数平均之后，算出导引频率平均相位。此重复的相位侦测可改善TOA的精准度。1000个采样数的平均程序在统计学中被称为平滑大数定律(law of largenumbers of smoothing)。设τi为导引频率上升边缘的TOA，经过1000个采样数的平均到达时间为：
τave＝∑τi/1000，其中i＝1，2，......1000.
运用平滑法(smoothing)，TOA的尺度将会缩减到其千分之一。举例来说，如果为微控制器64用来计数TOA的定时器是64MHz，或4.5公尺间隔，藉由1000个采样数的平滑计算后，有效的时间测量值可以增加至64GHz，或0.45公分间隔。位置精准度的变异数(variance)σ藉由σ/Sqrt(n)而提升。5Hz的取讯频率，每电台1000个相位采样数，误差减少到Sqrt(1000)＝31.62。将TOA平均之后，可以推算出S1、S2，或S1、S3之间计数器计数(即TDOA)。若转换成距离的尺度，便得到δm12与δm13。同理，以相同方式在基地台运作则可得到δ m12与δ m13。
在平滑程序中，VHF波形多途径反射的效果也被平均化。另外，藉由使用一串行处理，三电台之间微观多途径反射的效果被差分所消除。就19KHz导引频率通过各种地形所造成的巨观相位差异(phase variation)而言，其是藉由遍布全城市的数个参考站而解决。由于MU与其附近RS的环境相似，亦能产生较精准的差分值。
如图16的架构160所示，本发明的一应用例包括寻位(locating)与定位(positioning)。该图亦标示出寻位与定位的作业程序，以及相位差(δ12，δ13)或原始相位差(χ12，χ13)的传送方向。
寻位***的MU可能使用简易硬件，不用计算MU自己的位置。而定位***的MU则必须使用从BS接收的电台原始相位差，用来计算双曲线方程式。另一种可能的设计是采用综合模式，该模式藉由将测量值由MU传送至BS，以便计算位置；然后BS将位置解回传给MU。该模式使得MU处理器更简化，而成本降低。
在E-911应用或行动定位服务(LBS)中，寻位或定位法都可以使用。优点在于具有双向沟通能力，可以传送电台原始相位差χ12、χ13。若使用定位法，则MU(例如手机)就像一GPS手机；此外，其可在室内与市区高楼之间使用，此点胜过GPS手机。定位的精准性取决于分布城市的手机塔台(作为RS)的数量与接近程度。
应用于被偷窃汽车搜寻而言，则需要一双向收发器，例如一双向呼叫器。当服务中心的无线电电台收到搜寻要求后，隐藏于车内的MU会回送最强电台号码，然后依照信号强度或电台号码，将相对于最强电台的相位差传送到服务中心。凡是电台信号强度超过一临界值，就会将该电台的信息回传。接着，基地台根据三个最强的信号找出符合的三座电台，再运用关系式(4)(5)计算距离差d12、d13。由该组三座电台，运用双曲线交点法可以找出被窃汽车的位置。若有多数参考站分布在该大都会区，由于增加地区性参考，精准度会更高。然而，若只用服务中心的电台做为参考台，或许会牺牲精准度，但是仍足以寻找出被偷汽车的大略位置。
在广大城市间的定位***中，因为发自三电台的FM信号将经过各种地形、自然与人造障碍、多途径反射与分散的环境，造成不同地点有不同的相位变异。尽管如此，若RS接近MU，相同的多途径条件将会呈现在MU与RS上。因此，当MU使用邻近的RS，相对差分法的运算将会消除该误差。因此，为了取得准确的城市间地区定位，多个分布于各地的RS便十分重要。为了更有效地在城市各地分布的RS测得电台相位差χ12，χ13，使用FM副载波的57 KHz广域RDS(wide area RDS digital modulation)数字信号是比较理想的选择(见图1)。RDS信号承载数据率为1187.5bps。此资料率足以约每3秒广播高达100个FM电台相位差。不管是相对于FM主电台的相位差或是相对GPS时间相位差(亦即GPS秒计时单位的相位差)可能从RDS频道广播出来，此方式亦可用来当做一般大众没有GPS接收器的GPS时间同步化的方法。此种偏差信息在城市里多数个参考站中，可以精准的GPS测量方法测得。100座FM电台仅是一假设值。实际上，每一大都会区的FM电台不会超过50座，而且不是每一座FM电台总是承载立体声信号，而只有少数FM电台会被选作最佳几何位置(Geographical dilution of precision，GDOP)来进行双曲线定位法。如果将所有FM电台的导引频率与GPS时间同步化，则不需要BS或RS用来定位的辅助。一般而言，高功率大都会区FM电台(大部分聚集于山丘上)可用来RDS广播，而散布在不同城市的地区LPFM(低功率FM)电台则用来进行双曲线三角定位。
其它可用于本发明的应用包括：
1.用于走路、慢跑、骑自行车或汽车的低成本测速器-使用超过10Hz的测量方法以及数个位置定位，可以藉由每1/10秒的位置变动推算出移动单元的速度与向量。举例来说，世界上最快的跑者10秒跑100公尺，每秒10Hz的定位频率，足以测得该跑者的位置间隔为1公尺。
2.低成本加速度计-运用连续时间间隔的速度差分，移动单元的加速度可以藉由进一步除以1/10秒的差分值算出来。
3.低成本数字罗盘或偏航角回转仪-将二个分离接收器单元装在一汽车上，该二单元与该汽车本身的方向成一直线(一前一后，或左右两侧)，而该直线与第一接收器取得的速度向量的夹角角度能够确定该汽车的方向。在许多航位推算应用产品中该方位是以数字形式呈现。然而，就大多数应用而言，当速度向量与该移动单元的速度轴成一直线时，接收器就能当做数字罗盘使用。
4.自我移动侦测-移动单元可以定期开关FM接收器(以节省电池电力)，该FM接收器是用来测量三电台间的相位差d12、d13并且记忆为现时段的相位差。接着将储存于内存之前一时段相位差与后一时段的相位差相减，得到双重相位差值Δd12，Δd13。如果该双重相位差(Δd12，Δd13)为0(或者细微的测量误差所造成该值几近于0)，则该移动单元侦测不出二连续时段之间有移动。然而，若该双重相位差不为0，且远高于预定临界值，则可侦测出该移动单元的移动。因此该移动单元可以如卷标一般附属于某物体上，而该移动单元卷标可以用来做为该物体的移动侦测器。
本发明的优点
1.本发明利用析取出来的FM导引频率用于导航作业，不同于先前技术运用FM的信号强度或AM信号相位。
2.FM广播信号的定值包络信号能够穿透建筑物以供室内用途。依据FCC的分类，FM广播信号强度的范围从大都会区FM电台的25,000瓦特(Watts，W)到100,000W，到低功率调频(Low Power FM，LPFM)小区电台的功率则在3000W到6000W。相较于LAN-WiFi室内***的功率为100mW的信号，与手机的功率为0.3W到1W的信号，FM信号功率甚强。定位的精准性直接与信号噪声比(signal to noise ratio，SNR)相关。
3.本发明利用唯一的19KHz导引频率与立体声广播同相位的FM频带用于定位作业上。该信号不仅受到FM立体声频谱与8KHz防护频带(guardband)的保护，并且是稳定的正弦波形，约占分配FM频带总功率的百分的十。该信号最适合于多数个立体声FM电台进行TDOA定位作业。
4.根据本发明的一实施例，使用地区参考台进行定位是最适合于室内与园区定位***的定位方法。
5.相较于E-911的定位法，E-911大量投资于基地台设施，以便定位手机的位置。本发明在手机单元上加上极低成本而小型FM接收器，无需高额的基地台投资。
6.基频为19KHz导引频率具有15789.5公尺的波长，而调变的每一电台FM频带频率由88至108MHz。按照本发明，周期模糊与多途径(multi-path)反射信号的问题容易解决。此外，FM信号强度为30dB，大于其它室内RF信号，此大幅减少多途径反射信号的干扰。
7.本发明能够使用低成本商用单芯片FM收发器实施，有些还与蓝芽机结合。本产品包装件体积小、低成本相较于GPS接收器更易于让消费者负担。
8.本发明能够将GPS接收器配上小型硬件配件后，扩充功能成为航位推算器，或者只是成为GPS-FM综合收发器定位装置。本发明大幅扩张GPS使用范围，只增加少量成本，即能将使用范围扩张至室内与都市高楼间的区域。
本发明虽然以如上的实施例来作说明，但是其技术内容并不以此为限，亦可以依实际设计需求而有不同的变化设计。例如，于实际的运用上，实施例中用于实施运作的组件，可选用如配置程序指令的处理器、逻辑电路、应用特殊集成电路(Application specific integrate circuit，ASIC)或是韧体(firmware)程序代码等等，于实际运用上，依设计需求而变化这些组件的实施态样。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，但所述较佳实施例并非用以限制本发明，该领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。

Claims (45)

1.一种定位方法，其包含：
利用至少一接收器接收自三个调频(Frequency modulation，FM)无线电电台的FM立体声信号，所述FM立体声信号包含一FM调频19KHz导引频率(pilot tone)；其特征在于，所述定位方法包含：
根据所接收的所述若干个FM立体声信号解调后的若干个导引频率的相位差，决定每一接收器所在的地理位置。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法另包含：
利用每一接收器对解调后的所述若干个导引频率进行相位偏差校正以获得相位校正后导引频率；以及
根据所接收的所述相位校正后导引频率执行到达时间差双曲线三角定位(Time Difference of Arrival(TDOA)hyperbolic triangulation)，决定每一接收器所在的地理位置。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
提供至少一基地台(base station，BS)或至少一参考台(reference station，RS)，每一基地台或每一参考台包含一FM立体声收接器、一收发器以及一处理器，每一基地台或每一参考台根据同步导引频率计算导引频率的到达相位差；以及
每一基地台或每一参考台测量接收的异步导引频率的相位差，并连同计算出的同步导引频率的所述到达相位差来决定若干个电台间异步导引频率的原始电台相位差。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于：一接收器包含一移动单元，所述方法另包含：
所述移动单元接收自至少一基地台或是至少一参考台传来的相位校正后导引频率，并测量所述若干个电台导引频率的相位差；
所述移动单元根据所述若干个测得导引频率的相位差以及所述接收相位校正后导引频率，决定所述移动单元的地理位置。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于：所述移动单元包含一FM立体声收接器、一收发器以及一处理器，用来双向通讯传输所述若干个测得导引频率的相位差至所述基地台或是所述参考台，以决定所述移动单元的地理位置。
6.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
提供一区域地图，所述区域地图分割有数个方格数组，每一方格点对应至一已知地理位置，且每一方格点对应至一导引频率的计算相位差对。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于决定所述移动单元的地理位置的步骤另包含：
决定每一方格点的所述导引频率的计算相位差对以及对所述基地台或是所述参考台计算的导引频率相位差之间的差异值，以产生一对计算双重相位差，所述对计算双重相位差对应到一方格点坐标，所述方格点坐标是以最靠近基地台或是一参考台作为原点的平面笛卡尔坐标(x，y)；
将所述方格点坐标储存对应的双重差分对值，用来决定所述移动单元的地理位置。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
接收自移动单元发出的测量相位差对；
根据所述测量相位差对以及所述基地台或是所述参考台的测量相位差对，形成测量双重相位差对；以及
比较所述测量双重相位差对与纪录于所述查询表的双重相位差对，决定离最接近基地台或所述参考台作为原点的方格点坐标(x，y)。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
当所述无线电电台的位置未知时，在以坐标平面原点的基地台或所述参考台周围的水平与垂直方向有限个方格点进行一预备工作；
得到每一方格点相对于所述基地台或是所述参考台的测量导引频率的相位差的双重相位差对，并将连续方格点的双重相位差对相减以得到三重方格差分对；以及
对所述三重方格差分对进行非均等值内插法以产生一位置查询表。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
不论电台的位置未知或已知时，在所述基地台或是所述参考台周围的每一方格点进行预备工作，得到测量双重相位差对或计算双重相位差对，然后取得所述三重方格差分对；
将垂直和水平方向的所述三重方格差分对平均，以形成一2×2预处理三重差分对的矩阵；
将所述移动单元的测量双重相位差对作为输入，配合移动单元的未知笛卡尔坐标(x，y)乘上所述2×2矩阵以形成二元方程式，并解出所述二元方程式以决定移动单元的(x，y)坐标。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
自所述基地台或是所述参考台传送所述2×2矩阵的参数至一移动单元，让所述移动单元执行定位功能。
12.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
串行处理并重复地执行所述三FM无线电电台的导引频率的相位测量以決定所述若干个导引频率的相位差，以用来执行所述到达时间差(TDOA)双曲线三角定位法。
13.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
当全球卫星定位(Global Positioning Satellites，GPS)信号不足时，协助一GPS接收器执行一航位推算程序；
使用所述GPS接收器侦测到的最后GPS定位点作为一参考点，并持续利用所述若干个导引频率使用到达时间差双曲线三角定位法逐步进行定位。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于所述航位推算程序另包含：
逐步依据所述导引频率的测量相位差，得到一对TDOA(测量相位差)以及所述导引频率的测量相位差的变动速率，以分别作为卡曼矩阵计算法的输入位置和速度向量。
15.如权利要求13所述的方法，其特征在于所述航位推算程序另包含：
逐步依据所述导引频率的测量相位差，得到一对TDOA的双重相位差以及所述导引频率的双重相位差的变动速率，合成作为卡曼矩阵计算法的输入位置和速度向量。
16.如权利要求1所述的方法，其特征在于：一FM接收器是与一GPS接收器整合，用来分别执行室内与室外定位。
17.如权利要求1所述的方法，其特征在于：决定所述地理位置的步骤另包含：利用所述若干个19KHz导引频率所衍生的57KHz导引频率或是其它FM副载波(sub-carrier)的导引频率，决定每一接收器所在的地理位置。
18.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
接收发自所述三个以上FM电台的FM立体声信号，来做移动单元的定位。
19.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
将得到所述地理位置的技术应用于E-911紧急援救项目中，以用来寻找位于室内或室外的行动电话的位置。
20. 权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
将得到所述地理定位的技术应用于行动定位服务中，以用来寻找行动电话或是其它通讯装置的位置。
21.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
将得到所述地理位置的技术应用于追踪资产或是追踪个人之用。
22.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述FM电台为若干个低功率FM传输器，用来提供正弦波导引频率或是其它周期性调变导引频率。
23.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述定位方法另包含：
接收发自至少四个调频FM电台立体声信号，并根据所接收的所述若干个FM立体声信号决定三维空间的地理位置。
24.一种定位***，其特征在于，所述定位***包含：
一基地台包含一通讯模块，用来接收发自三个以上FM无线电电台的FM立体声信号，所述FM立体声信号包含一FM调频19KHz导引频率；以及
一定位模块，用来根据所接收若干个FM立体声信号解调后的若干个导引频率的相位差，决定每一接收器所在的地理位置。
25.如权利要求24所述的定位***，其特征在于：所述定位模块用来对解调后的所述若干个导引频率进行相位偏差校正以获得相位校正导引频率，以及用来根据所接收的所述相位校正导引频率执行到达时间差双曲线三角定位(Time Difference of Arrival(TDOA)hyperbolic triangulation)，来决定所述接收器所在的地理位置。
26.如权利要求25所述的定位***，其特征在于：所述定位模块用来根据同步导引频率计算出的到达相位差，以及根据测量出异步导引频率的所述到达相位差决定若干个电台间异步导引频率的原始相位差对
27.如权利要求26所述的定位***，其特征在于：所述定位***另包含提供一区域地图，所述区域地图分割有若干个方格点，每一方格点对应至一已知地理位置，且每一方格点对应至一导引频率的计算相位差对。
28.如权利要求27所述的定位***，其特征在于：所述定位单元用来每一方格点的所述导引频率的计算相位差对以及离所述基地台或是所述参考台计算出的导引频率相位差之间的差异值，以产生一对计算双重相位差，所述对计算双重相位差对应到一方格点坐标(x，y)，所述方格点坐标是以一基地台或是一参考台作为笛卡尔平面坐标的原点，所述定位单元
将所述方格点坐标储存至一双重相位差对查询表中，用来决定所述移动单元的地理位置。
29.如权利要求28所述的定位***，其特征在于：所述定位单元用接收自所述移动单元发出的测量相位差对，以及所述基地台或是所述参考台的测量相位差对，形成测量双重相位差对，用来比较所述测量双重相位差对与纪录于查询表的计算双重相位差对，决定最接近基地台或是所述参考台的方格点坐标(x，y)。
30.如权利要求29所述的定位***，其特征在于：所述定位单元当电台的位置不详时，在以笛卡尔平面坐标作原点的所述基地台或是所述参考台周围的有限方格点进行一预备工作，并用来得到每一方格点相对于所述基地台或是所述参考台的测量导引频率的相位双重相位差对，并将连续方格点的双重相位差对相减以得到三重方格差分对，然后用所述三重方格差分对进行非均等值内插法以产生一位置查询表。
31.如权利要求30所述的定位***，其特征在于：所述定位单元不论电台的位置未知或已知时，在所述基地台或是所述参考台周围的每一方格点进行预备工作，得以计算或测得的双重相位差对来计算连续方格的三重方格差分对，并用来将垂直和水平方向的所述三重方格差分值平均，形成一2×2矩阵的三重差分参数，以及将移动单元测得的测量双重相位差对作为输入，配合移动单元的未知笛卡尔坐标(x，y)乘上所述2×2预处理三重差分矩阵以形成二元方程式，并解出所述二元方程式以决定所述移动单元离开基地台或参考台为原点的(x，y)坐标。
32.如权利要求31所述的定位***，其特征在于：所述通讯模块另用来自所述基地台或是所述参考台传送的2×2预处理三重差分矩阵的参数至移动单元，让移动单元自行定位功能。
33.如权利要求25所述的定位***，其特征在于：所述定位模块另串行处理并重复地执行所述三FM无线电电台的导引频率的相位测量以決定所述若干个导引频率的相位差，以用来执行所述到达时间差(TDOA)双曲线三角定位法。
34.如权利要求24所述的定位***，其特征在于：所述基地台是参考台。
35.如权利要求24所述的定位***，其特征在于：一参考台包含一固定行动电话塔台，与行动电话的基地台通联，且所述定位***另包含行动电话，且定位功能可在所述基地台或是所述行动电话上。
36.如权利要求24所述的定位***，其特征在于：所述基地台包含一个以上低功率FM立体声传输器电台，用来提供正弦波导引频率或是其它周期性调变导引频率。
37.一种移动单元，其特征在于，所述移动单元包含：
一通讯模块，用来接收发自三个以上FM电台的FM立体声信号，所述FM立体声信号包含一FM调频19KHz导引频率，并用来接收自基地台或是参考台传来的电台原始相位校正值；以及
一定位模块，用来测量出来若干个导引频率的相位差，并用传来的原始相位差校正后，决定所述移动单元的地理位置。
38.如权利要求37所述的移动单元，其特征在于：所述通讯模块包含一收发器，用来双向通讯传送导引频率的相位差至基地台或是参考台，以决定所述移动单元的地理位置。
39.如权利要求37所述的移动单元，其特征在于：所述定位模块用来串行处理且重复地执行所述至少三个以上FM电台的导引频率的相位测量以决定到达时间差(TDOA)双曲线三角定位。
40.如权利要求37所述的移动单元，其特征在于：所述定位模块另用来于全球卫星定位(Global Positioning Satellites，GPS)信号不足时，协助-GPS接收器执行航位推算程序，以及使用所述GPS接收器侦测到的最后GPS定位点作为参考点，并逐步利用所述至少三个以上FM电台的导引频率使用到达时间差(TDOA)双曲线三角定位法逐步进行定位。
41.如权利要求40所述的移动单元，其特征在于：所述定位模块另用来逐步地依据所述导引频率的测量相位差，得到一对TDOA(导引频率相位差)以及一对导引频率相位差的变动速率，以作为卡曼矩阵计算法的输入位置和速度向量来作为航位推算。
42.如权利要求40所述的移动单元，其特征在于：所述定位模块另用来逐步地依据所述导引频率的测量相位差，得到一对TDOA双重相位差以及所述TDOA双重相位差的变动速率，以作为卡曼矩阵计算法的双重差分和速度向量来作为航位推算。
43.如权利要求40所述的移动单元，其特征在于：所述通讯模块包含一FM接收器与一GPS接收器整合，用来执行室内与室外的互补定位。
44.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述至少三个FM导引频率发生于二时段之间的相位变化用来作所述移动单元以及其附属对象的移动侦测。
45.如权利要求44所述的移动单元，其特征在于：一FM立体接收器用来接收至少三个解调的FM导引频率，以用来测量二时段之间FM导引频率的相位差变化以侦测述移动单元以及其附属对象的位置移动。
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