CN101599946A - 用于多载波***的新的帧与信令模式结构 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于多载波***的新的帧与信令模式结构。本发明涉及一种用于根据帧结构在多载波***中发送信号的发送设备(54)，每一帧包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，所述发送设备包括：信令映射装置(57)，适于把信令数据映射到一帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，其中每一个信令模式具有相同的长度；数据映射装置(58，58’，58”)，适于把数据映射到一帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上；变换装置(60)，适于把所述信令模式和所述数据模式从频域变换到时域中，以便生成时域发送信号；以及发送装置(61)，适于发送所述发送信号。本发明还涉及相应的发送方法以及用于多载波***的帧模式。

Description

用于多载波***的新的帧与信令模式结构
技术领域
本发明针对一种用于多载波***的新的帧与信令模式结构。
背景技术
本发明在这里主要针对(但不限于)广播***，比如基于电缆的***或者地面数字广播***，其中把内容数据、信令数据、导频信号等等映射到多个频率载波上，随后在给定的总或完整的发送带宽内被发送。接收器通常调谐到所述完整的发送带宽当中的一个部分信道(所述总发送带宽的一部分)，以便仅仅接收相应的接收器所必需或想要的内容数据，这有时被称作分段接收。例如在ISDB-T标准中，所述总信道带宽由此被划分成具有相等长度(相等数目的频率载波)的13个固定段。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种发送设备和方法以及一种用于多载波***的信号结构，其允许把接收器灵活地调谐到所述总发送带宽的任何所需部分。
上述目的是通过一种根据权利要求1的发送设备实现的。根据本发明的发送设备适于根据帧结构在多载波***中发送信号，每一帧包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，所述发送设备包括：
信令映射装置，其适于把信令数据映射到一帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，每一个信令模式具有相同的长度；
数据映射装置，其适于把数据映射到一帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上；
变换装置，其适于把所述信令模式和所述数据模式从频域变换到时域中，以便生成时域发送信号；以及
发送装置，其适于发送所述时域发送信号。
上述目的还通过一种根据权利要求13的发送方法来实现。根据本发明的发送方法适于根据帧结构在多载波***中发送信号，每一帧包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，其中所述方法包括以下步骤：
把信令数据映射到一帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，每一个信令模式具有相同的长度；
把数据映射到一帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上；
把所述信令模式和所述数据模式从频域变换到时域中，以便生成时域发送信号；以及
发送所述时域发送信号。
上述目的还通过一种根据权利要求25的帧模式来实现。本发明的帧模式适用于多载波***，并且包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，其中把信令数据映射到帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，每一个信令模式具有相同的长度，并且其中把数据映射到所述帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上。
因此，本发明提出一种多载波***，其在频域以及时域内使用一种帧结构或帧模式。在频域内，每一帧包括至少两个信令模式，其分别在频率载波上载送信令数据或信息，并且分别具有相同的长度(或带宽)。在转换到时域内之后，在所得到的时域信号中，每一帧于是包括相应的信令符号以及数据符号。每一个帧模式覆盖频率方向上的整个或总发送带宽，因此所述总发送带宽被具有相同的相应长度的所述信令模式等分。每一帧的数据模式于是在时间上跟随在所述信令模式之后。接收设备可以被自由地并且灵活地调谐到所述发送带宽的任何想要的部分，前提条件是所述接收设备能被调谐到的所述发送带宽的该部分至少具有所述信令模式之一的长度。因此，所述接收设备总是能够接收整个信令模式的信令数据，以便基于并且利用包括对于接收后继的数据模式来说所必需的物理层信息的所述信令数据，可以在所述接收设备中接收所述数据模式。
有利地，每一帧包括在时间维度上继所述至少两个信令模式之后的至少两个附加信令模式，所述附加信令模式中的每一个与所述至少两个在前信令模式中的相应的一个具有相应的相同长度。因此，即使每一个信令模式的长度(或带宽)不足够长以包括所有必要的信令数据，也可以在附加的信令数据中发送必要的剩余信令数据。即使接收设备具有相当小的(有效)接收带宽，也因此可以发送及接收所有必要的信令数据。
此外有利地，每一帧包括至少两个训练模式，其中导频信号被映射到一帧中的每一个训练模式的频率载波上，并且其中在频率方向上把所述信令模式与所述训练模式对准。因此，借助于在时间方向上先于所述信令模式的所述训练模式，首先接收到所述训练模式的接收设备能够执行时间同步、频偏计算和/或信道估计，之后可以接收所接收到的信令模式中的信令数据，并且使用所述信令数据以独立于所述接收设备的调谐位置来接收后继的数据模式。举例来说，每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度与所述训练模式中的每一个的长度相同。替代地，每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度小于所述训练模式中的每一个的长度。因此，每一个信令模式的长度可以是所述训练模式中的每一个的长度的一半。所述信令模式与所述训练模式不对准的实现方式是可能的。
有利地，每一个信令模式包括至少一个防护带。因此确保，即使在有效接收带宽例如由于滤波器特性等原因而小于调谐带宽的情况下接收设备也能够接收一个信令模式中的所有信令数据。因此，每一个信令模式可以包括位于其开头处的防护带和位于其末尾处的防护带。
有利地，每一帧的每一个信令模式包括该信令模式在该帧内的位置，该位置在接收侧被提取并且被评估。在这种情况下，此外有利地，除了相应的信令模式在该帧内的位置之外，每一帧中的每一个信令模式可以包括完全相同的信令数据，所述位置至少在一帧内的某些信令模式中是不同的。因此，接收设备能够例如在初始化周期期间确定其(在每一帧内)在总发送带宽内的位置，在所述初始化周期内，所述接收设备被调谐到一帧内的任意位置，并且随后基于所接收到的信令模式中的信令数据被调谐到允许接收所想要的数据的带宽。
此外有利地，每一帧的信令模式包含指示被包括在该帧内的数据模式的数目的信令数据。此外有利地，所述信令数据在所述信令模式中的结构支持在每一帧的频率方向上有限最大数目的数据模式。此外，每一帧的信令模式可以包括被包括在该帧内的每一个数据模式的单独的信令数据。
此外有利地，所述信令模式的信令数据包括错误检测和/或校正编码。因此，即使接收设备无法接收整个信令模式，所述接收设备也仍然能够获得包含在所述信令模式中的完整信令信息。此外有利地，每一帧包括在时间维度上继所述至少两个数据模式之后的附加数据模式，所述附加数据模式中的每一个与所述在前的至少两个数据模式中的相应的一个具有相应的相同长度。换句话说，每一帧内的所述数据模式的结构以如下方式被有利地建立，即至少两个数据模式被设置成在频率维度上彼此相邻，以便覆盖整个发送带宽。附加数据模式随后被设置在同一帧内但是在时间方向上跟随在所述至少两个数据模式之后，其中每一个附加或在后数据模式具有与在相同频率位置中的前一个数据模式相同的(在频率维度或方向上的)长度。因此，如果接收设备被调谐到发送带宽的特定部分，则接收每个帧的至少两个数据模式，所述数据模式中的每一个具有相同的长度但是在时间维度上彼此跟随。因此可以在发送设备中动态地调节所述数据模式中的每一个的长度。替代地或附加地，可以动态地调节时间维度上的附加数据模式的数目。随后将在所述信令模式中用信号通知关于所述数据模式的任何动态改变。因此，如本发明所提出的利用帧结构的多载波***允许非常灵活的数据内容发送，其中例如可以在各帧之间或者以任何其他所需方式动态地改变数据模式的长度以及因此改变每个数据模式的数据量)。替代地，所述数据模式的长度和/或数目可以是固定的或永久性的。
应当理解的是，本发明可以被应用于任何种类的多载波***，在该多载波***中发送设备适于在整个发送带宽内发送数据并且接收设备适于选择性地接收所述整个发送带宽的仅仅一部分。这种***的非限制性实例可以是现有的或将来的单向或双向广播***，比如有线或无线(例如基于电缆的、地面等等)数字视频广播***。多载波***的非限制性实例将是正交频分复用(OFDM)***，但是可以使用信令数据、导频信号以及其他种类的数据被映射在多个频率载波上的任何其他适当的***。所述频率载波在此可以是等距的，并且分别具有相同的长度(带宽)。但是本发明也可以被用在所述频率载波不等距并且/或者不具有分别相同的长度的多载波***中。此外，应当理解的是，本发明在应用于发送侧的总发送带宽以及接收侧所调谐到的所述发送带宽的所选部分方面都不限于任何种类的特定频率范围。但是在某些应用中可能有利的是在接收侧使用接收带宽，即接收器能被调谐到的所述发送带宽的所述部分的带宽，该带宽对应于现有的(数字视频广播或其他)***的接收设备的带宽。接收器带宽的非限制性实例可以是8MHz，也就是说，接收侧可以被调谐到总发送带宽中的任何所想要的8MHz带宽。在这里，总发送带宽可以是8MHz的倍数，比如8MHz、16MHz、24MHz、32MHz等等，因此总发送带宽的分段(即每一个训练模式的长度)可以是8MHz。但是其他分段也是可能的，例如(但不限于)6MHz的每一个训练模式的长度。
一般来说，在接收器带宽的8MHz的非限制性实例的情况下，用在本发明的帧结构中的每一个信令模式的长度可以是8MHz、4MHz(或更小)。
附图说明
在下面关于附图进行的优选实施例描述中更加详细地解释本发明，其中：
图1示出可以由接收器从中选择性地并且灵活地接收所选部分的整个发送带宽的示意图；
图2示出总发送带宽的分段的一个实例；
图3示出根据本发明的帧结构的示意性时域表示；
图4A示出训练模式的一个频域实例；
图4B示出图4A的训练模式的时域表示；
图5A示出训练模式的另一个实例的频域表示；
图5B示出图5A的训练模式的时域表示；
图6示出具有根据本发明的重复训练模式的总发送带宽的示意性频域表示；
图7示出发送带宽等于接收带宽的多载波***的自相关的仿真结果；
图8示出接收带宽与根据本发明的训练模式重合的自相关的仿真结果；
图9示出在接收带宽与根据本发明的训练模式不重合的情况下自相关的仿真结果；
图10示出根据本发明的帧结构或模式的一个示意性实例；
图11示出图10的帧结构的一部分和信令模式的重建的解释；
图12示出接收器滤波器特性的一个示意性实例；
图13示出根据本发明的帧结构或模式的另一个实例；
图14示出根据本发明的帧结构或模式的另一个实例的一部分；
图15示出具有防护带的信令模式的示意性表示；
图16在时间维度上示意性地示出本发明的帧结构的一个实例；
图17示出根据本发明的发送设备的一个实例的示意性方框图；
图18示出根据本发明的接收设备的一个实例的示意性方框图；
图19示出具有相关防护带的不同信道带宽实例，其中示出所提出的DVB-C2 OFDM信道的实例带宽；
图20示出对较宽OFDM发送信号的部分接收；
图21示出所提出的C2***的顶层方框图；
图22示出总信道带宽内的数据切分(32MHz信道实例)；
图23示出DVB-S(2)转码，其中接口为TS层，包括PSI/SI处理；
图24示出SMATV头端的方框图，其中DVB-S2服务的基带分组被用作输入数据；
图25示出针对DVB-C2的模式适配，其支持单和多输入流(TS或GS)；
图26示出比特交织方案；
图27示出所述时间交织器的操作；
图28示出4k模式的频率交织器地址生成方案；
图29示出C2帧结构；
图30示出导频模式实例(GI长度＝1/64)；
图31示出所提出的DVB-C2***的时域帧结构；
图32示出前同步码与数据部分的帧结构和对准(32MHz实例)；
图33示出每一个接收段的具有重复序列的训练符号的结构；
图34示出L1信令符号的可用频率范围；
图35示出总的OFDM符号的建立；
图36示出共享相同频率范围的经过陷波的C2 OFDM频谱(红色曲线)和地面服务(例如飞行安全服务，蓝色曲线)的实例；
图37示出作为用于DOCSIS数据的下行信道的C2；
图38示出所提出的C2***中的DOCSIS通信；
图39示出相邻信道之间的OFDM频谱重叠；
图40示出在时域内对OFDM符号的加窗；
图41示出n＝1(8MHz)并且GI＝1/64的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)；
图42示出n＝1(8MHz)并且GI＝1/128的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)；
图43示出n＝4(32MHz)并且GI＝1/64的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)；
图44示出n＝4(32MHz)并且GI＝1/128的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)；以及
图45示出***性能(AWGN信道)。
具体实施方式
图1示出整个发送带宽1的示意性表示，其中根据本发明的发送设备(例如图17中示意性地示出的发送设备54)在依照本发明的多载波***中发送信号。图1还示意性地示出本发明的接收设备3的方框图，该接收设备适于被调谐到并且选择性地接收所述发送带宽1的所选部分2。在这里，所述接收设备3包括调谐器4和另外的处理装置5，其中所述调谐器4适于被调谐到并且选择性地接收所述发送带宽1的所想要的部分2，所述另外的处理装置5依照相应的通信***对所接收到的信号执行进一步的必要处理，比如解调、信道解码等等。在图18的示意性方框图中示出了根据本发明的接收设备的一个更加详细的实例，该图示出包括接收接口64的接收设备63，所述接收接口64例如可以是天线、天线模式、有线的或基于电缆的接收接口或者适于在相应的传输***或通信***中接收信号的任何其他适当接口。所述接收设备63的接收接口64连接到接收装置65，该接收装置包括调谐装置(比如图1中示出的调谐装置4)并且取决于相应的传输或通信***还包括其他必要的处理元件，比如适于把所接收到的信号下变换到中频或基带的下变换装置。
如上所述，本发明允许在接收器中通过为多载波***提供特定的并且新的帧结构来对所述发送带宽1的所想要的部分2进行灵活的并且不断改变的接收。图2示出总发送带宽1的示意性表示，在该发送带宽中，本发明的发送设备54适于在不同的段或部分6、7、8、9和10中发送数据内容，比如视频数据、音频数据或者任何其他种类的数据。例如，所述部分6、7、8、9和10可以被所述发送设备54用来发送不同种类的数据、来自不同源的数据、预定给不同接收方的数据等等。部分6和9例如具有最大带宽，即可以由相应的接收设备63接收的最大带宽。部分7、8和10具有较小带宽。本发明现在提出对所述整个发送带宽1应用一种帧结构或模式，其中每一帧包括至少两个在频率方向上彼此相邻的训练模式以及多个数据模式。一帧的每一个训练模式将具有相同的长度和完全相同的导频信号。换句话说，所述总发送带宽1被划分成针对所述训练模式的相等部分，其中接收器能被调谐到的最大带宽(例如图2中针对部分6和9示出的带宽)必须等于或大于每一个训练模式的长度。因此，通过适当地接收整个训练模式，根据本发明的接收设备63可以正确地同步到发送设备54，并且以灵活的非限制性方式调谐到并接收所想要的数据。此外，在所述接收设备63中可以基于这种所接收到的训练模式来进行频偏计算和/或信道估计。此外清楚的是，所述发送带宽中的各数据部分的长度不能超出相应帧内的训练模式的长度(频率载波的数目)，如下面将更加详细地解释的。
图3示出根据本发明的时域帧结构11、11’、11”的示意性表示。每一帧11、11’、11”包括前同步码(preamble)符号(或训练符号)12、12’、12”、一个或多个信令符号13、13’以及几个数据符号14、14’。在这里，在时域内，所述前同步码符号或训练符号先于所述信令符号，所述信令符号先于所述数据符号。每一帧11、11’、11”可以具有多个数据符号，其中每一帧11、11’、11”内的数据符号数目不同的***是可能的。所述前同步码符号被用在接收设备63中来执行时间同步以及最终执行诸如信道估计和/或频偏计算之类的附加任务。所述信令符号13、13’包含信令信息(例如由接收设备63解码所接收到的信号所需要的所有物理层信息)，比如(但不限于)L1信令数据。所述信令数据例如可以包括数据内容到各数据模式的分配(即例如哪些服务、数据流、调制、错误校正设置等等位于哪些频率载波上)，以便接收设备63能够获得关于其应当被调谐到整个发送带宽的哪一部分的信息。此外，所述信令符号可以包含指示相应的数据模式与所述前同步码或训练模式和/或所述信令模式的偏移量的信令数据，以便接收设备63可以以优化对所述训练模式和/或信令模式的接收的方式来优化到发送频率的所想要的部分的调谐。使用根据本发明的帧结构的另外的优点在于，通过把所述数据流划分成逻辑块，可以在各帧之间用信号通知所述帧结构的改变，其中在前帧用信号向后继帧或后继帧之一通知改变了的帧结构。例如，所述帧结构允许在不产生错误的情况下调制参数的无缝改变。
图4A、4B、5A和5B示出可以用在本发明中的前同步码结构的非限制性实例。但是必须理解的是，也可以使用其他可能的前同步码结构。图4A示出前同步码或训练模式15的频域表示，其中多个频率载波16(在所示出的实例中是2048个载波)分别载送导频信号。换句话说，所述训练模式15的所有频率载波都载送导频信号。图4B示出在时域内的变换之后图4A的训练模式。时域训练符号包括单次重复的多个时域样本17(在所示出的实例中是2048个样本)。换句话说，所述时域训练符号不具有时域样本的任何重复。图5A示出频域前同步码模式18的另一个非限制性实例，其包括多个频率载波(在所示出的实例中是512个载波)。在所示出的实例中，仅每4个子载波载送一个导频信号19，所有其他子载波20都不载送导频信号。在变换到时域内之后，图5B中所示的时域前同步码或训练符号21示出4次重复22，每一次重复具有完全相同的样本23(相同的值和数目)。在所示出的实例中，所述时域训练符号的长度为2048个时间样本，并且每一次重复22包括512个样本。一般的规则是时域内的重复次数对应于所述导频信号在频域内的重复速率。如果所述导频信号在频域内的距离更大，则时域内的重复次数增加。所述时域前同步码或训练符号的重复有时被称作“缩短的”训练符号。在图5B的实例中，所述时域符号因此包括4个缩短的训练符号。在某些应用中可以有利地使用伪噪声导频信号序列以便在时域内获得伪噪声状信号模式。此外，对于所述导频信号来说还可以使用所谓的CAZAC(恒定幅度零自相关)序列，或者还可以使用导致伪噪声状信号模式并且在频域以及时域内都具有良好相关特性的任何其他适当序列。这种序列允许在本发明的接收设备63中进行时间同步。除此之外，如果在频率维度上满足Nyquist标准，则这种序列还允许在所述接收设备63中进行可靠的信道估计。此外，这种序列允许在所述接收设备63中进行频偏计算和/或信道估计。
如上所述，本发明提出一种用于所述发送设备54的整个发送带宽的频域帧结构或帧模式，其中在所述整个发送带宽上重复完全相同的训练模式，即所述训练模式在频率方向上彼此直接相邻。图6示意性地显现整个发送带宽24中的完全相同且相邻的训练模式25、26、27、28的这种序列。换句话说，相同的导频信号序列被映射到每一个训练模式25、26、27、28的频率载波上，以便每一个训练模式具有相同的长度(或带宽)和相同的频率载波数目(假设频率子载波是等距的并且分别具有相同的长度或带宽)。有利地，如图6中所示，所述总发送带宽24被等分成分别具有相同长度的训练模式25、26、27、28。所述训练模式25、26、27、28的长度还对应于本发明的接收设备63为了接收信号而能被调谐到的最小调谐带宽，以便确保所述接收设备63总是能够接收整个训练模式以便进行同步(以及信道估计和/或频偏计算)。
因此，本发明允许接收设备63以非常灵活的方式被调谐到所述总信道带宽24内的任何位置，同时仍然能够通过例如在如图18中所示的接收设备63的相关装置67中对所接收到的导频信号进行相关来执行可靠的同步。此外，本发明提出把整个发送频率带宽24划分成各自具有训练模式的相邻的子块或段，其中所述训练模式包含完全相同的导频信号序列的重复，并且因此具有相同的长度。因此，每一个所述训练模式的长度有利地对应于所述接收设备63能被调谐到的带宽。例如，如图18中所示，所述接收设备63包括接收接口64(比如天线、有线接收接口等)，在包括调谐器的接收装置65中信号被接收到所述接收接口。如果所述接收设备63被调谐到与所述训练模式之一相匹配或重合的所述发送带宽的一部分，则按照原始顺序接收所述导频信号序列。如果所述接收设备63被调谐到所述发送带宽的任意部分或者例如被调谐到两个训练模式之间，则仍然接收到所述训练模式的所有导频信号，但是并不是按照原始序列。但是由于所述导频信号序列的循环特性，特别是如果针对每一个训练模式中的导频信号使用伪噪声序列，则仍然存在非常良好的相关特性，并且本发明的接收设备63的相关装置67在执行自相关(即所接收到的导频信号与其自身的相关)时仍然给出良好的结果。特别地，在诸如电缆***之类的有线***中，由于高信噪比而预期自相关给出良好的结果。此外，这种序列还允许在所述接收设备63中进行频偏计算和/或信道估计。
图7示出在没有对训练模式进行分段(即其中发送带宽与接收带宽完全相同)的情况下用于多载波***的64样本伪噪声序列的仿真结果的实例。相关峰值清楚地可见。图8示出根据本发明的***的仿真结果的另一个实例，其中整个发送带宽包括完全相同的训练模式，并且接收器被调谐到所述发送带宽的一部分。在图8中所示的仿真中，所述接收器被调谐到第一段(即整个发送带宽的第一训练模式)并且与第一段完全相同地匹配。换句话说，所述仿真示出所述接收器按照原始序列接收一个训练模式的导频信号的情况的自相关结果。再次，所述相关峰值清楚地可见。图9现在示出图8的***的仿真结果，其中所述接收器被调谐到两个训练模式之间的位置，因此该接收器未按照原始序列接收导频信号，而是在后继训练模式的第一部分之前接收到在前训练模式的最后一部分。但是，由于所述导频序列和所述训练模式的循环特性，仍然可以获得图9中所示的自相关峰值。
如果所述接收设备63知晓其调谐位置，即知晓与一帧的开头的偏移量或者与每一个训练模式的相应的开头的偏移量，则可选地提供的重新排列装置66可以把所接收到的导频信号重新排列成原始序列，并且在与预期训练模式的所存储版本的比较的基础上执行互相关，以便获得互相关结果。这种互相关结果通常将具有好于自相关结果的质量，这是因为其受噪声的影响较小。因此，对于具有低信噪比的***来说，互相关将是更好的选择。
图10示出根据本发明的帧结构或模式29的频域表示的一个示意性实例。所述帧结构29在频率方向上覆盖整个发送带宽24并且包括至少两个在频率方向上彼此相邻的训练模式30，每一个所述训练模式在各个频率载波上载送完全相同的导频信号序列并且具有相同的长度。在图4中示出的实例中，整个发送带宽24被细分成4个训练模式30，但是任何其他更高或更低的训练模式数目都可能是适当的。在如图17中所示的本发明的发送设备54中，导频映射装置55适于把导频信号映射到每一个训练模式的频率载波上。有利地，针对所述导频信号使用伪噪声序列或CAZAC序列，但是具有良好的伪噪声和/或相关特性的任何其他序列也可能是适当的。此外，所述导频映射装置55可以适于把一个导频信号映射到所述训练模式中的每一个频率载波上，正如关于图4所解释的那样。替代地，所述导频映射装置55可以适于把一个导频信号映射到每m个频率载波上(m是大于1的自然数)，正如例如关于图5所解释的那样。每一个训练模式30的长度或带宽39与所述接收设备63的调谐器能被调谐到的带宽38相同。但是所述接收设备63的调谐器能被调谐到的发送带宽的该部分可以大于训练模式30的长度。除了在所述接收设备63中的相关装置67中执行的所述相关之外，所接收的导频还可以(在变换装置68中变换到频域内之后)被用于在信道估计装置69中针对帧内的频率载波进行信道估计，所述信道估计装置69为解映射装置70提供必要的信道估计信息，从而允许对所接收到的数据信号中的数据进行正确的解映射。此外，所接收到的导频可以被用在所述接收设备63中，以用于在图18中未示出的相应装置中的频偏计算。
所述帧结构或模式29还包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式31，其在时间方向上跟随在所述训练模式30之后。每一个信令模式31具有与分别在前的训练模式30相同的长度和带宽，并且每一个信令模式31在频率方向上的开头和末尾与相应的(时间上)在前的训练模式30的开头和末尾完全相同，因此所述信令模式31的频率结构与所述训练模式30的频率结构完全相同。换句话说，所述信令模式31与所述训练模式30对准。图17中示出的本发明的发送设备54包括信令数据映射装置57，其适于把信令数据映射到每一个信令模式31的频率载波上。在这里，每一个信令模式31例如包括该信令模式31在该帧内的位置。例如，除了相应的信令模式在该帧内的位置之外，每一帧内的每一个信令模式31具有并且载送完全相同的信令数据，所述位置在一帧内的每一个信令模式31中是不同的。所述信令数据例如是L1信令数据，其包含由接收设备63解码所接收到的信号所需要的所有物理层信息。但是在所述信令模式31中可以包括任何其他适当的信令数据。所述信令模式31例如可包括相应的数据段32、33、34、35、36的位置，因此接收设备63知晓所想要的数据段位于哪里，以便所述接收设备63的调谐器可以调谐到相应的位置以便接收所想要的数据段。如图18中所示，接收设备63在具有调谐器的接收装置65之后包括变换装置68，用于把所接收到的时域信号变换到频域中，此后所述信令数据(在重建装置71中经过可选的重建之后)在解映射装置72中被解映射并且随后在评估装置73中被评估。所述评估装置73适于从所接收到的信令数据中提取必要的所需信令信息。如果必要，可以在时间方向上紧接着继所述信令模式31之后提供附加的信令模式。
所述帧结构或模式29还包括在频率方向上在整个频率带宽24上延伸并且在时间方向上跟随在所述信令模式31之后的至少两个数据段。在紧接在所述信令模式31所位于的时隙之后的时隙内，所述帧结构29显示出具有不同长度的几个数据段32、33、34、35、36和37，所述不同长度即数据被映射到其上的不同数目的相应频率载波。所述帧结构29在后继时隙中还包括附加的数据段，其中附加数据模式分别具有与分别在前的数据模式相同的长度和频率载波数目。例如，数据模式32’、32”和32”’具有与第一数据模式32相同的长度。数据模式33’、33”和33”’具有与数据段33相同的长度。换句话说，所述附加数据模式具有与所述信令模式31之后的第一个时隙内的几个数据模式32、33、34、35、36和37相同的频率维度结构。因此，如果所述接收设备63例如调谐到所述发送带宽的一部分38以便接收数据模式35，则具有与该数据模式35相同的长度的所有时间上后继的数据模式35’、35”和35”’都可以被适当地接收。
通过映射各种不同的数据流，例如可以在如图17中所示的本发明的发送设备54中实现本发明所提出的帧结构或模式29的灵活可变的数据模式结构，所述各种不同的数据流例如具有不同种类的数据和/或来自不同源的数据，正如图17中的分支数据1、数据2和数据3所示出的那样。随后通过相应的数据映射装置58、58’和58”把相应的数据映射到相应的数据模式中的频率载波上。如所述的，各种数据模式中的至少一些可以具有不同的长度，在所述频率载波是等距的并且分别具有相同的带宽的情况下，所述不同的长度即不同数目的频率载波。替代地，频率方向上的数据模式的数目可以与训练模式的数目相同，其中每一个数据模式的长度(或带宽)可以与每一个训练模式的长度完全相同，并且它们可以被彼此对准(具有相同的频率方向结构)。替代地，每一个数据模式可以具有相同的长度，并且所述数据模式的数目可以是训练模式的数目的倍数，同时仍然具有相同的频率结构和对准。因此，例如2、3、4个或更多数据模式将与所述训练模式中的每一个对准。一般来说，所述数据模式的长度需要小于或者最大等于所述有效接收器带宽，以便可以在接收设备63中接收所述数据模式。此外，所述发送设备54可以适于动态地改变所述数据模式结构，例如所述数据模式的长度和/或数目。替代地，所述数据模式的结构可以是固定的或永久性的。
此外应当注意到，所述数据模式可以有利地包括被映射到所述频率载波中的一些上的导频信号，以便允许在接收侧进行精细的信道估计。在这里，取决于具体情况，所述导频信号可以以规则或不规则模式分散在具有数据的载波当中。
在所述发送设备54中，根据本发明然后在帧形成装置59中把具有来自导频映射装置55的导频的频率载波、具有来自信令映射装置57的信令数据的频率载波以及具有来自各数据映射装置58、58’、58”的数据的频率载波组合成帧模式或结构29。
一般来说，本发明的帧结构可以是固定的或永久性的，也就是说总带宽以及每一帧在时间方向上的延伸可以是固定的并且总是相同的。替代地，所述帧结构也可以是灵活的，也就是说，总带宽和/或每一帧在时间方向上的延伸可以是灵活的，并且取决于所期望的应用不时发生改变。例如可以灵活地改变具有数据模式的时隙的数目。在这里，可以在所述信令模式的信令数据中用信号向接收设备通知所述改变。
在图10中可以看出，接收设备63被调谐到的该部分38与所述训练模式30和信令模式31的频率结构不匹配。但是如上面所解释的那样，由于所述训练模式30中的导频信号序列的循环特性，所述接收设备63的相关装置67仍然能够执行自相关(或互相关)。此外，在图10中示出的这种情况下，所述接收设备63需要关于所述部分38相对于所述帧模式29的频率结构的偏移量的认识，以便能够把接收信令载波重新排列成所述信令模式31的原始信令序列，这是在重建装置71中完成的。这是由于所述信令模式31具有与所述训练模式30相同的长度和频率结构的事实。
在所述接收设备63的启动阶段或初始化阶段期间，所述接收设备63调谐到总频率带宽的任意频率部分。在电缆广播***的非限制性实例中，所述训练模式30例如可以具有8MHz带宽。因此，在启动阶段期间，所述接收设备63能够以原始序列或经过重新排序的序列接收整个训练模式30，以及以原始序列或经过重新排序的序列从所接收到的该训练模式30接收整个信令模式31。所述接收设备63能够在相关装置67中执行相关以便获得时间同步，以及在信道估计装置69中执行信道估计(通常是粗略信道估计)以及/或者在变换装置68中把所接收到的时域信号变换到频域内之后执行频偏计算。在所述接收设备63的评估装置73中对所接收到的信令数据进行评估，例如获得所接收到的信令模式在该帧内的位置，以便所述接收器可以自由灵活地调谐到分别所想要的频率位置，比如图10中示出的该部分38。在通常将不必与所述训练模式30和信令模式31的频率结构相匹配的新的调谐位置中，所述接收设备63仍然能够基于所述训练模式30的导频信号来执行同步、信道估计以及频偏计算，这是由于所述导频信号的循环特性。但是，为了能够适当地评估所述信令模式31的信令数据，必须对所接收到的信令信号进行重新排序，这是在所述重建装置71中执行的。图11以一个示意性实例示出这种重新排序。在后继信令模式的第一部分31”之前接收在前信令模式的最后一部分31’，此后重建装置71把部分31’置于部分31”之后，以便重建所述信令数据的原始序列，此后在解映射装置72中把所述信令数据从频率载波中相应地解映射，此后在评估装置73中评估所述经过重新排序的信令模式。应当记住的是，每一个信令模式31的内容是相同的，因此这种重新排序是可能的。
接收设备常常并不在所述接收器所调谐到的完整接收带宽上提供平坦的频率响应。此外，传输***通常在所述接收带宽窗口的边界处面临增大的衰减。图12示出一个典型的滤波器形状实例的示意性表示。可以看出，所述滤波器不是矩形的，因此例如取代8MHz带宽，所述接收设备只能够有效地接收7.4MHz带宽。结果是在所述信令模式31具有与所述接收设备63的接收带宽相同的长度和带宽的情况下，所述接收设备63可能不能如关于图11所描述的那样对所述信令数据执行重新排序，因此一些信号被丢失并且无法在所述接收带宽的边界处被接收到。为了克服这一问题和其他问题并且为了确保所述接收设备63总是能够以原始序列接收一个完整信令模式而不必对所接收到的信令信号进行重新排序或重新排列，本发明替代地或附加地提出使用信令模式31a，其与所述训练模式30相比具有减小的长度。在图13中所示出的实例中，提出使用信令模式31a，其恰好具有训练模式30的一半长度，但是仍然具有与所述训练模式30相同的频率结构。换句话说，如图13中所示，相应的两个(即一对)半长度信令模式31a与每一个所述训练模式30相匹配并且对准。因此，每一对信令模式31a将具有完全相同的信令数据，其包括该信令模式31a在相应帧内的位置。但是，关于其他信令模式对，在这些其他对中，由于其在该帧内具有相应的不同位置，因此所述信令数据除了位置信息之外将是完全相同的。在每一个训练模式30具有8MHz的带宽或长度的上述实例中，所述信令模式31a于是将各自具有4MHz的长度或带宽。因此，为了确保可以发送与之前数量相同的信令数据，可能有必要在所述信令模式31a之后并且在数据模式32、34、35、36和37之前的时隙内添加附加的半长度信令模式31b。所述附加的信令模式31b具有与信令模式31a相同的时间和频率设置/对准，但是包括与被包含在信令模式31a中的信令信息不同的附加信令信息。这样，所述接收设备63将能够完整地接收所述信令模式31a和31b，并且所述接收设备的重建装置71适于把所述信令模式31a和31b的信令数据组合成原始序列。在这种情况下，所述接收设备63中的重建装置71可以被省略。如果可以在一半长度内发送所有必要的信令数据，则还可以仅仅为一个时隙提供半长度信令模式31a，并且附加的信令模式31b是不必要的。替代地，在信令模式31b之后的后继时隙中可以使用甚至更多半长度信令模式。
(对于本发明的所有实施例)通常应当注意到，所述训练模式、数据模式和/或信令模式的长度(或带宽)可以适于、例如可以小于或者最大等于所述接收设备63的有效接收带宽，例如如上所述的接收带通滤波器的输出带宽。
此外，通常还应当注意到，本发明所描述的帧结构的训练模式、信令模式和/或数据模式可以包括附加的防护带，即在相应的模式或帧的开头和/或末尾处的未使用的载波。例如，每一个训练模式可以在每一个模式的开头和末尾处包括防护带。替代地，在某些应用中可能有利的是仅有每一帧内的第一训练模式(在图10的实例中是在位置39处的训练模式)可以仅在该模式的开头处包括防护带，并且每一帧内的最后一个训练模式可以仅在该模式的末尾处包括防护带。替代地，在某些应用中仅有每一帧内的第一训练模式(在图10的实例中是在位置39处的训练模式)可以在该模式的开头及末尾处包括防护带，并且每一帧内的最后一个训练模式可以在该模式的开头及末尾处包括防护带。被包括在某些或全部所述训练模式中的防护带的长度例如可以小于或最大等于所述接收设备所能应对的最大频偏。在所提到的、每一个训练模式具有8MHz带宽的实例中，所述防护带例如可以具有250到500kHz的长度，或者可以具有任何其他适当的长度。此外，被包括在所述训练模式中的每一个所述防护带的长度可以至少是由于如关于图12所描述的滤波器特性而未在所述接收设备中接收到的载波的长度。此外，如果所述信令模式具有防护带，则被包括在所述训练模式中的每一个所述防护带的长度可以至少是每一个所述信令模式防护带的长度。
附加地或替代地，每一个信令模式(即所述信令模式30、31a和/或31b)可以在每一个模式的开头和末尾处包括具有未使用的载波的防护带。在图15中示出了这种情况的一个实例，该图示意性地示出在频率维度上彼此相继地排列的几个信令模式31a，这几个信令模式各自在其开头处具有防护带31a’并且在其末尾处具有另一个防护带31a”。例如，在OFDM***中总发送带宽是8MHz的训练模式长度的倍数(4nk模式：k是具有1024个载波/样本的傅立叶窗口尺寸，n＝1，2，3，4...)并且每一个信令模式具有4MHz的长度，在所述OFDM***中，对在每一个信令模式的开头和末尾处的每一个防护带的长度的建议将是343个频率载波(这是在每一4nk模式下处于每一帧的开头和末尾处的数据模式中的未被使用的载波的数目)。对于每一个信令模式中的可用载波所得到的数目将是3584/2-2×343＝1106个载波。但是应当理解的是，这些数目仅仅被用作实例，而绝不意图进行限制。在这里，被包括在所述信令模式中的每一个所述防护带的长度可以至少是由于如关于图12所描述的滤波器特性而未在所述接收设备中接收到的载波的长度，因此每一个信令模式中的信令数据的长度等于(或者可以小于)所述有效接收器带宽。应当注意到，如果存在如关于图13所解释的附加的信令模式31b，其将具有与所述信令模式31a相同的防护带31a’和31a”。此外，如关于图13所描述的信令模式30也可以具有所描述的防护带31a’和31a”。
附加地或替代地，每一个数据模式可以在每一个模式的开头和末尾处包括具有未使用的载波的防护带。替代地，在某些应用中，仅有每一帧内在频率方向上的相应的第一个数据模式(在图10和13的实例中是数据模式32、32’、32”、32”’)可以仅在该数据模式的开头处包括防护带，并且每一帧内在频率方向上的最后一个数据模式(在图10和13的实例中是数据模式37、37’、37”、37”’)可以在该数据模式的末尾处包括防护带。在这里，所述数据模式的防护带的长度例如可以与所述信令模式的防护带(如果所述信令模式包括防护带的话)和/或所述训练模式的防护带(如果所述训练模式包括防护带的话)的长度相同。
如上所述，被包括在所述信令模式31、31a和/或31b(或者根据本发明的其他信令模式)中的信令数据包括所述物理层信息，其允许根据本发明的接收设备63获得关于所述帧结构的认识并且接收及解码所想要的数据模式。作为一个非限制性实例，所述信令数据可以包括诸如以下各项的参数：总或整个发送带宽、训练模式的防护带长度、相应的信令模式在该帧内的位置、信令模式的防护带长度、数据模式的防护带长度、建立一个超帧的帧数目、当前帧在超帧内的编号、总的帧带宽的频率维度上的数据模式数目、一帧的时间维度上的附加数据模式数目和/或每一帧中的每一个数据模式的单独信令数据。在这里，相应的信令模式在一帧内的位置例如可以指示该信令模式相对于所述训练模式或者相对于总带宽的分段的位置。例如，在所述信令模式具有与所述训练模式相同的长度并且与所述训练模式对准的图10的情况下，所述信令数据包括关于所述信令模式位于第一段(例如第一个8MHz段)还是第二段内的指示。如例如关于图13所解释的那样，如果所述信令模式具有所述训练模式的一半长度，则每一对相邻的信令模式具有相同的位置信息。在任何情况下，所述接收设备都将能够利用该位置信息调谐到后继帧内的所想要的频带。所述单独信令数据是为存在于该帧内的每一个数据模式单独提供的单独的数据块，并且可以包括诸如以下各项的参数：该数据模式的第一频率载波、被分配给该数据模式的频率载波数目、被用于该数据模式的调制、被用于该数据模式的错误保护代码、针对该数据模式的时间交织器的使用、该数据模式内的频率陷波(数据模式中的未被用于数据发送的频率载波)数目、频率陷波(notch)的位置以及/或者频率陷波的宽度。所述发送设备54的信令映射装置57适于把相应的信令数据映射到每一个信令模式的频率载波上。所述接收设备63的评估装置67适于评估所接收到的信令数据，并且适于使用或转发被包括在所述信令数据中的信息以供该接收设备63内的进一步处理。
如果所述信令数据包括存在于一帧内的每一个数据模式的所提到的单独信令信息，则所述信令模式的结构在每帧的频率方向上支持有限的最大数目的数据模式，以便将每一个信令模式的尺寸限制于最大尺寸。因此，虽然可以动态地灵活改变每一帧的频率方向上的数据模式的数目，但这只有在特定的最大数据模式数目内才成立。如上面所解释的那样，每一帧的时间方向上的附加数据模式分别与在前数据模式对准。因此，每一个附加的后继数据模式具有与在前数据模式相同的位置、长度、调制等等，因此所述在前数据模式的信令数据对于所述后继数据模式也是有效的。在这里，每一帧的时间方向上的附加数据模式的数目可以是固定的或灵活的，并且这一信息也可以被包括在所述信令数据中。类似地，所述信令模式的结构只能支持每一个数据模式中的有限的最大数目的频率陷波。
替代地或附加地，为了克服可能无法在所述接收设备63中接收所述信令模式31的某些部分的问题，所述发送设备54可以可选地包括错误编码装置56，其适于向通过信令映射装置57被映射到信令模式的频率载波上的信令数据添加某种类型的错误编码、冗余，比如重复编码、循环冗余编码等等。附加的错误编码将允许所述发送设备54使用与所述训练模式30长度相同的信令模式31(如图10中所示)，这是因为所述接收设备63例如能够借助于所述重建装置71来执行某种类型的错误检测和/或校正，以便重建原始信令模式。
对于所述信令模式具有4MHz的长度并且与OFDM***中的8MHz的训练模式(段)对准的所提到的实例，下表示出信令结构的一个具体(非限制性)实例：
  n4k的n   4比特
  n4k的当前n   4比特
  防护间隔长度   2比特
  超帧长度   16比特
  帧号   16比特
  数据模式数目   5比特(或者4或6比特)
  数据模式循环(具有关于每一个数据模式的单独信息){
 n-段号   4比特
 起始载波号   12比特
 数据模式宽度(载波数目)   12比特
 数据模式QAM调制   3比特
  LDPC块尺寸   1比特
  LDPC码率   3比特
  时间交织器使能   1比特
  陷波数目   2比特
  陷波循环{
  起始载波号   12比特
  陷波宽度(载波数目)   12比特
  }结束陷波循环
  PSI/SI再处理   1比特
 }结束数据模式循环
 保留   1比特(或者0或2比特)
 CRC_32 MIP   32比特
表1、信令结构
有利地，所述帧结构在频率维度上可以具有每帧最多32个数据模式，因此在总带宽为32MHz(8MHz的训练模式长度的4倍)的***中，每一个数据模式的最小长度为1MHz。信令模式的所得到的最大尺寸是(48+32+32(36+4*24))＝48+32+4224＝4304比特。可以对所述信令数据应用适当的缩短的Reed Salomon编码。已编码的数据例如可以被映射到两个连续的QPSK符号上，或者可以使用任何其他适当的调制。
替代地，所述帧结构在频率维度上可以具有每帧最多64个数据模式，因此在总带宽为32MHz(8MHz的训练模式长度的4倍)的***中，每一个数据模式的最小长度为0.5MHz。信令模式的所得到的最大尺寸是(48+32+64(36+4*24))＝48+32+8448＝8528比特。可以对所述信令数据应用适当的缩短的Reed Salomon编码。已编码的数据例如可以被映射到两个连续的16-QAM符号上，或者可以使用任何其他适当的调制。
替代地，所述帧结构在频率维度上可以具有每帧最多16个数据模式，因此在总带宽为32MHz(8MHz的训练模式长度的4倍)的***中，每一个数据模式的最小长度为2MHz。信令模式的所得到的最大尺寸是(48+32+16(36+4*24))＝48+32+2112＝2192比特。可以对所述信令数据应用适当的缩短的Reed Salomon编码。已编码的数据例如可以被映射到一个QPSK符号上，或者可以使用任何其他适当的调制。
下面将更加详细地描述在上面的表1中提到的信令数据的参数：
a)n4k的n：      把所提出的4nk***的总发送带宽定义为8MHz
                的倍数。
                n＝1：8MHz
                n＝2：16MHz
                n＝3：24MHz
                n＝4：32MHz
                ......
b)n4k的当前n：  指示已解码的信令模式在整个n4k信道(帧)
                内的位置。
                0000 保留
                0001 0...8MHz(n＝1)
                0010 8...16MHz(n＝2)
                0011 16...24MHz(n＝3)
                0100 24...32MHz(n＝4)
c)防护间隔长度：定义所有数据模式以及信令模式的防护间隔(或
                防护带)的长度。
                00 GI＝1/64
                01 GI＝1/128
                10 GI＝1/256
                11 保留
d)超帧长度：    此参数描述建立一个超帧的帧数目。
e)帧号：        允许在一个超帧内进行帧计数。在每一个超帧
                的开头处，此计数器被重置。
f)数据模式数目：定义所述总信道带宽内的频率模式数目。
g)n-段号：      此参数用信号通知该数据模式的第一个载波的
                位置(即哪一个8MHz段)。
h)起始载波号：  定义该数据模式的第一个载波。编号是相对于
                相关的8MHz段的该帧。
i)数据模式宽度：  定义为该数据模式分配的载波数目。
j)数据模式QAM：   此参数表明该数据模式的QAM调制。
                  000  16-QAM
                  001  64-QAM
                  010  256-QAM
                  011  1024-QAM
                  100  4096-QAM
                  101  16384-QAM
                  110  65536-QAM
                  111  保留
k)LDPC块尺寸：    定义所述LDPC块尺寸：
                  0  16k块尺寸
                  1  64k块尺寸
l)LDPC码率：      定义为该数据模式选择的LDPC(低密度奇偶
                  校验)码率。
                  0000  2/3
                  0001  3/4
                  0010  4/5
                  0011  5/6
                  0100  8/9
                  0101  9/10
                  0110-1111  保留
m)时间交织器使能：用信号通知针对该数据模式的时间交织器的
                  使用。
n)陷波数目：      定义该数据模式中的陷波的存在或数目。
                  00  该数据模式中没有陷波
                  01  该数据模式中有1个陷波
                  10  该数据模式中有2个陷波
                  11  该数据模式中有3个陷波
o)陷波起始：      定义该数据模式的第一个载波。
p)载波号：        编号是相对于相关的8MHz段的帧。
q)陷波宽度：      定义为该陷波分配的载波数目。
r)PSI/SI再处理：  用信号通知在头端中是否执行PSI/SI再处理。
                    0  PSI/SI再处理被禁用
                    1  PSI/SI再处理被启用
s)CRC_32 MIP：      L1 信令块的32比特CRC编码
为了确保在所述接收设备63中更好地接收所述信令模式，本发明进一步提出优化所述接收设备63的调谐位置。在图10和13中示出的实例中，接收器被调谐到所述发送带宽的一部分38，这是通过使该部分3以要被接收的数据模式的频率带宽为中心而实现的。替代地，所述接收设备63可以被调谐，以便优化对所述信令模式31的接收，这是通过放置所述部分38以便在仍然完全接收所想要的数据模式的同时接收信令模式31的最大部分而实现的。替代地，本发明提出各数据模式的长度与各前同步码模式30和信令模式31的长度之差不应当超过特定百分比(例如10％)。在图14中可以找到这种解决方案的一个实例。数据模式42、43、44和45之间的边界(在频率方向上)与前同步码模式30和信令模式31之间的边界的偏差不超过特定百分比，比如(但不限于)10％。随后可以通过上面提到的所述信令模式31中的附加错误编码来校正这一小百分比。
图16示出根据本发明的帧47的一个实例的时域表示。在所述发送设备54中，在帧形成装置59中生成所述帧模式或结构之后，通过变换装置60将所述频域帧模式变换到时域内。现在图16中示出了所得到的时域帧的一个实例。所述帧47包括由通过导频映射装置55把导频信号仅仅映射到每m个频率载波上(m是大于或等于2的自然数)而得到的多个缩短的训练符号48、其后是防护间隔49、信令符号50、另一个防护间隔51以及分别由防护间隔53分开的多个数据符号52。在时域内只存在单个信令符号的情况对应于图10中示出的实例，其中在频域帧结构中只存在单个具有信令模式的时隙，而有分别具有信令模式31a和31b的两个时隙的图13的实例将导致在时域内存在最终由防护间隔分开的两个信令模式。所述防护间隔例如可以是各符号的有用部分的循环扩展。通常可以通过反转最后一个训练符号、即相对于(全都具有相同相位的)在前训练符号反转最后一个训练符号的相位来提高同步可靠性。在OFDM***的实例中，所述信令符号和数据符号(包括其最终提供的防护带)可以分别具有一个OFDM符号的长度。所述时域帧随后被转发到发送装置61，该发送装置根据所使用的多载波***来处理所述时域信号，例如把所述信号上变换到所想要的发送频率。随后通过发送接口62来发送所述发送信号，该发送接口可以是有线接口或无线接口，比如天线等。
帧47中的缩短的训练符号的数目取决于所想要的实现方式和所使用的传输***。作为一个非限制性实例，缩短的训练符号48的数目可以是8，这是相关复杂度与同步可靠性之间的一个良好折衷。
图16还示出可以被组合成超帧的相应数目的帧。每个超帧的帧数目(即每一个超帧在时间方向上的长度)可以是固定的或者可以改变。在这里，可存在所述超帧可以被动态地设置到的最大长度。此外还可能有利的是，一个超帧内的每一帧的信令模式中的信令数据是相同的，并且所述信令数据的改变仅仅在超帧之间发生。换句话说，数据模式的调制、编码、数目等等在一个超帧的每一帧内将是相同的，但是随后在后继超帧中可能是不同的。例如，广播***中的超帧的长度可以较长，这是因为所述信令数据可能不经常改变，而在交互式***中超帧长度则可以较短，这是因为可以基于从接收器到发送器的反馈来优化发送和接收参数。
前面已经解释了所述发送设备54的元件和功能，在图17中示出了该发送设备的方框图。应当理解的是，发送设备54的实际实现方式将包含对于该发送设备在相应***中的实际操作来说所必需的附加元件和功能。在图17中仅仅示出了对于解释及理解本发明来说所必需的元件和装置。对于所述接收设备63同样成立，在图18中示出了该接收设备的方框图。图18仅仅示出对于理解本发明来说所必需的元件和功能。附加的元件对于所述接收设备63的实际操作来说将是必需的。还应当理解的是，所述发送设备54以及接收设备63的元件和功能可以被实现在适于执行本发明所描述并要求保护的功能的任何种类的器件、设备、***等等中。
本发明还针对一种帧结构(以及如上所述的相应地适配的发送及接收设备和方法)，其作为上面描述的实施例的替代方案具有多个(两个或更多)数据模式，其中至少一个数据模式的长度不同于其他(多个)数据模式的长度。具有可变长度的数据模式的这种结构可以与如上所述的具有完全相同的长度和内容的训练模式序列相组合，或者可以与至少一个训练模式的长度和/或内容不同于其他训练模式的训练模式序列(即可变训练模式长度)相组合。在这两种情况下，所述接收设备63都将需要关于变化的数据模式长度的一些信息，所述信息可以借助于单独的信令数据信道来发送，或者可以借助于被包括在如上所述的帧结构中的信令数据模式内所包括的信令数据来发送。在后一种情况下，一种可能的实现方式可以是每一帧中的第一个训练模式和第一个信令模式总是具有相同的长度，以便所述接收设备总是可以通过接收每一帧或必要帧中的第一个训练模式和信令模式来获得关于所述变化的数据模式的信息。当然，其他实现方式也是可能的。在其他方面，上面关于所述训练模式、数据模式和信令模式以及所述发送设备54和接收设备63中的可能实现方式的描述的剩余部分仍然适用。
1、执行概要
下面的描述是针对本发明在未来的基于电缆的数字视频广播***中的有利实现方式的建议，其中所述基于电缆的数字视频广播***比如是(但不限于)DVB-C2。针对卫星(DVB-S2)和地面(DVB-T2)传输的第二代物理层标准的最新发展已经需要电缆运营商为数字广播和交互式服务提供比利用当前的第一代DVB-C标准所能实现的技术性能和灵活性有所改进并且富有竞争力的技术性能和灵活性。
本建议的目的是为电缆网络的当前需求和预期的未来需求提供一种完整***解决方案，但是本建议也可以被应用于地面网络。
本建议通过多个新的改进特征而允许吞吐量和***灵活性的显著改进：
·灵活的并且极为高效的OFDM调制方案：
ο不仅利用现有的8MHz频率栅格而且还利用具有8MHz的指定倍数的更大带宽，允许实现极为高效的传输***。
ο基于频率切片进行接收，以便允许成本有效的接收器实现方式和提高的***灵活性。
ο对OFDM子载波进行陷波，以便支持对(安全性相关的)地面服务的有效保护(电缆网络的累积辐射干扰地面服务)。
·OFDM子载波的高阶调制提供相对于当前的DVB-C***的显著的吞吐量增加：
ο利用1024QAM子载波调制高达69.8Mbit/s(在8MHz接收带宽内)。
ο利用4096QAM子载波调制高达83.7Mbit/s(在8MHz接收带宽内)。
·具有针对电缆***优化的码率的从DVB-S2和DVB-T2再利用的LDPC编解码器提供比当前编码高3dB的增益，并且还促进与第二代DVB***的兼容性。
·支持把卫星和地面服务转码到电缆***。
·支持几种输入流格式(单和/或多传输流(TS)以及通用流封装(GSE))。
·在返回信道可用的情况下优化吞吐量：
ο用于支持交互式服务的低***等待时间。
ο对OFDM子载波进行适配，以便根据位置和频率切片特定的SNR条件来优化吞吐量。
本建议是一种完整***提议，并且解决需求的所有方面。在第5段中连同技术描述一起给出与C2相关的需求的详细比较。
使用下面的缩写：
ACM-自适应编码及调制
AWGN-加性高斯白噪声
BCH-Bose-Chaudhuri-Hocquenghem多错误校正二进制块码
CAZAC-恒定幅度零自相关波形
CCM-恒定编码和调制
CRC-循环冗余校验
FEC-前向错误校正
GI-防护间隔
GS-通用流
GSE-通用流封装
GSM-全球移动通信***
LDPC-低密度奇偶校验码
OFDM-正交频分复用
PAPR-峰值平均功率减小
PSI/SI-节目特定信息/服务信息
QAM-正交幅度调制
QoS-服务质量
RF-射频
SMATV-卫星共用天线电视
SNR-信噪比
TS-传输流
VCM-可变编码及调制
VoD-视频点播
应当理解的是，下面描述的所有功能和要求都可以在图17中示出并关于图17所描述的发射设备54和/或在图18中示出并关于图18所描述的接收设备63的分别适当的装置和元件中实现。此外还应当理解的是，下面对一种有利实现方式的详细描述并不意图限制如在权利要求书中所限定的本发明的范围。
2、***总览
2.1.灵活的n4k***
所提出的***在把不同的输入格式(单/多TS和GSE)映射到OFDM子载波上方面具有高度灵活性。
基本构思是把尽可能多的输入流集束并且多路复用到相关的多个OFDM子载波上，所述子载波总体上不超出接收器侧的最大调谐器带宽(例如8MHz，包括相关的防护带)。这被定义为频率数据切片。
一个子信道表示现有的电缆信道栅格的一个8MHz带宽块。当前的DVB-C带宽(即8MHz)可以被用作单个信道。但是为了提高频谱效率，可以把另外的n个8MHz宽的OFDM子信道组合或“集束”在一起，以便产生一个更大的信道。几个频率数据切片可以被组合在一个信道内。没有针对频率切片的固定频率带宽分配，不必将频率切片与8MHz子信道对准。
由于OFDM频谱的防护带仅仅在总信道带宽的每一侧被使用一次，因此频谱效率得到提高。所述防护带的频谱成形(shaping)并不随着不同的信道带宽而改变。图19示出具有相关防护带的不同信道带宽实例。
明显的是，总信道带宽越高，防护带的频谱开销就越低。总信道带宽的上限取决于在头端侧的可用技术(D/A转换器)。表2示出在应用相同的防护带成形的情况下不同OFDM频谱带宽的开销百分比：
  OFDM信道带宽   防护带开销
  8MHz   5.1％
  16MHz   2.5％
  24MHz   1.7％
  32MHz   1.2％
  ...   ...
表2、不同OFDM频谱带宽的防护带开销
所述频率数据切片带宽不与任何固定频率栅格相关，并且可以根据输入流的带宽需求直接地被调节。唯一的要求是所分配的子载波的数目不超出接收器侧的调谐器带宽。统计多路复用在所述数据切片上被应用，并且受益于尽可能大的带宽。
总信道带宽应当是子信道栅格(8MHz)的n倍。这允许简单的网络规划以及所述接收器调谐器中的足够高的调谐步长。
所述OFDM调制是从用在DVB-H/T2中的4k操作模式导出的，其被扩展到所述子信道栅格的倍数。因此该***被称作n4k***(n表示集束的4k调制块的数目)。
2.2.部分OFDM接收
为了允许成本有效的实现方式，提出一种基于频率切片的OFDM接收。
当前在ISDB-T中已经成功地利用了具有固定段尺寸的分段OFDM接收。在这些***中，对各个段或组合段的接收是可能的。在ISDB-T中的主要应用是在一个RF信道内提供移动接收以及固定地面接收。
如图20中所示，所提出的C2***包含子载波块的任意可调节分配。所提出的C2头端能够针对每一个超帧计算所有OFDM子载波的输入流特定的分布和频率切片集合。在理想情况下，每一个输入流或者每一组输入流被映射到OFDM子载波的相关子组上。所分配的子载波的数目可以从输入数据速率直接导出。这包括模式适配、流适配和FEC编码的组合开销以及由于所述QAM调制而得到的增益。
通过所述L1信令(第3.7.2节)来定义总的OFDM信道到不同频率切片(也被称作频率模式或段)的划分。所述接收器调谐到包含所想要的频率数据切片的频率。对所选择的8MHz接收频谱应用部分OFDM解调。图20示出对较宽OFDM发送信号的部分接收。
注意：所述频率数据切片的带宽可能小于所述接收器接收带宽。在这种情况下，所述接收器在所述OFDM解调之后仅仅选择相关子载波的信息并且将其转发到后面的解码部分。
2.3.C2***总览
图21示出所提出的C2***的顶层方框图。
在所提出的传输***中的第一步中，类似于DVB-S2，把不同的输入流(单或多TS或GS)合并并且打包成基带分组。这种模式适配允许具有所期望的鲁棒级别的流特定的(即TS或GS)调节。可以把单个TS或GS馈送到数目相当小的OFDM子载波上。但是，为了提高所述子信道的分集(即通过在较大数目的子载波上应用频率交织器)，有利的是集束尽可能多的输入流，以便逼近最大可能带宽(即接收器侧的调谐器带宽)。
下一级是流适配级，该级(在需要的情况下)执行填充，并且在应用FEC编码之前应用基带加扰。
所述FEC编码级包括类似于用在DVB-T2中的编码器的BCH编码器、LDPC编码器以及比特交织器单元。所述LDPC编码器的正常输出块尺寸是64800比特。但是，为了支持(例如如交互式服务所需要的)低等待时间，也支持较短的LDPC块尺寸(即如从DVB-T2中已知的16200比特)。
为了去除高QAM星座图(1024-QAM及以上)的错误基底(errorfloor)，使用具有12比特的t错误校正的经过调节的BCH。
接下来，经过LDPC编码的FEC帧进入BICM(比特交织编码调制)级。在这里，与在DVB-T2中一样对所述LDPC编码器的输出进行比特交织，其中有奇偶校验交织以及其后的列扭转(column twist)交织和解复用器的串联。新的更高QAM星座图(constellation)的比特交织器扩展被包括在本文献中。
此后，所述QAM编码器把到来的比特映射为复QAM符号。QAM映射是基于Gray编码，并且提出了针对1024-QAM和4096-QAM的T2映射的扩展。
为了提供灵活的设置来应对不同的需求和环境，可以修改所述调制和FEC参数。所提出的***提供两种不同的操作模式：
·对于广播流，仅仅在发送器侧调节每一个数据切片(即相关数目的OFDM子载波)的调制和编码的设置。所述设置被选择成保证整个网络内的所期望的服务质量水平。可以在超帧之间改变每一个数据切片的调制和编码。一个数据切片(也被称作数据模式或段)内的每一个子载波具有相同的调制和编码。
·如果所述电缆网络提供返回信道，则接收器可以向发送器通知其SNR条件，以便优化所选择的调制和编码。这对于优化点对点交互式服务(基于IP的例如DOCSIS因特网通信或视频点播VoD)的吞吐量是特别重要的。如果发送器根据在相关数据切片上具有总的最差的SNR的接收器来选择调制和编码，则较小的多点传送连接也可以受益于SNR信息。
下一级是时间交织器，其可以减小脉冲噪声和其他噪声突发的影响。所述时间交织器与总的帧长度对准，并且对于对时间要求高的服务(比如需要低等待时间的交互式服务)可以被关断。
频率交织被用来在频率切片宽度上平均SNR波纹。虽然基本体系结构是基于来自DVB-T和DVB-T2的频率交织器，但是所述频率交织器的宽度是可变的，并且与由特定数据切片分配的子载波数目相匹配。在操作期间可以容易地执行在发送器侧以及在接收器侧的、频率交织器特定的存储器映射和解映射。
每一个符号交织器的输出信号随后被映射到一个数据切片(也被称作数据模式)上：
OFDM符号建立器组合所有不同的到来流，这是通过将所有不同的到来流都映射到相关的必要数目的子载波上而实现的，其中包括***适当的导频模式。
一个OFDM符号的子载波总数随着所集束的8MHz信道(n4k***)的数目增大而增大。如图22中所示，这些数据切片的对准没有任何分段限制。唯一的要求是一个数据切片的宽度(即所分配的子载波的数目)必须不超出接收器带宽(即接收器前端的分别为8MHz的通带带宽)。
所提出的频率切分提供所有不同输入流的带宽需求的累积到大的总带宽上的非常高效的映射而不需要可观的填充开销。
此后为每一个OFDM符号前置(prepend)防护间隔。本文提出三种不同的防护间隔长度，以便提供针对网络特定的环境(即最大回波长度)优化防护间隔的可能性。在最终的成帧部分中，每320个数据OFDM符号被一个前同步码分隔开，其包括训练序列阶段(允许进行所有重要的同步以及初始信道估计功能)和两个16QAM调制的L1信令符号(包含即将到来的帧的所有重要的物理层信息)。
2.4.DVB-S/DVB-S2服务转码
为了把卫星流转码到C2电缆网络中，图21中的方框图通常是有效的：TS层被用作卫星解码与C2特定的编码之间的接口。因此根据上方信号链对所述DVB-S***的基于TS的输出流进行编码。
为了对所有传输流内的所有PSI/SI信息条目执行正确的适配，在所提出的C2编码的开头处包括附加的PSI/SI再处理块。
应当注意：相同的基于TS的处理可适于把DVB-T或DVB-T2传输流转码到电缆网络中。
对于把DVB-S2服务转码到较小的电缆网络中的SMATV头端来说，PSI/SI处理可能不适用(类似于DVB-C SMATV***)。在这种情况下不需要反转所有编码步骤来把信号***到所述电缆网络中。此外，DVB-S2信号仅仅被解码到基带分组级别。这些基带分组随后被直接***到所提出的C2***中。图24示出相关的方框图。
3、***描述
3.1.模式适配
尽可能地从DVB-S2再利用模式适配。所述***对传输流输入或者通用流输入起作用(用以把IP流适配成通用流的DVB GSE协议)。如图25中所示，两种格式都支持单和多输入流模式。
这种模式适配允许进行具有所期望的鲁棒级别(robustness level)的特定于流(即TS或GS)的调节。SNR越高，所使用的“ModCod”模式(即调制方案与所选FEC模式的组合)就越高。
在电缆信道中，SNR波纹水平与地面***相比受到限制。因此，本提议中的重点在于信令开销的简化和降低。
与DVB-S2类似，支持各种流配置以便提供所需的***灵活性：
·单传输流输入(CCM)：所述***以相同的FEC层保护输入流的所有服务。VCM在单传输流层不直接可用。
·多传输流输入(CCM和VCM)：
ο可以利用单个FEC层单独地保护每一个传输流。
ο保护在不同传输流中可以有差别(VCM)。
3.2.FEC编码
3.2.1.BCH
BCH编码是根据DVB-S2执行的。提出对于所***率都使用12错误校正BCH，以便避免对于针对DVB-C2提出的高阶调制(1024QAM、4096QAM)所看到的高错误基底。
  LDPC码   BCH未编码块Kbch   BCH编码块NbchLDPC未编码块kldpc   BCHt错误校正   Nbch-Kbch
  2/3   43008   43200   12   192
  3/4   48408   48600   12   192
  4/5   51648   51840   12   192
  5/6   53808   54000   12   192
  8/9   57408   57600   12   192
  9/10   58128   58320   12   192
表3、编码参数(对于正常的FEC帧，nldpc＝64800)
  LDPC码标识符   BCH未编码块Kbch   BCH编码块NbchLDPC未编码块kldpc   BCHt错误校正   Nbch-Kbch
  2/3   10632   10800   12   168
  3/4   11712   11880   12   168
  4/5   12432   12600   12   168
  5/6   13152   13320   12   168
  8/9   14232   14400   12   168
表4、编码参数(对于短FEC帧，nldpc＝16200)
3.2.2.LDPC
LDPC编码是根据DVB-S2执行的。LDPC编解码器的块尺寸是Nldpc＝16200或64800。
3.2.3.交织器
3.2.3.1比特交织器
应当采用比特交织器来优化LDPC码比特与经过Gray映射的QAM符号比特之间的分配。如在DVB-T2中，所述比特交织器应当包括决交织器和解复用器。
如图26中所示，在所述块交织器部分中，应当首先对LDPC编码器的输出进行奇偶交织，并且随后将其存储到包括Nc列和Nr行的存储器中。利用列扭转偏移量tc逐列写入所述数据，并且逐行读取所述数据。
在解复用器部分中把关于第r行的输出Nc元组{b0，r，b1，r，b2，r，...，bNc-1，r}置换(permute)成{y0，r，y1，r，y2，r，...，yNc-1，r}，其中每m个比特属于一个2m-QAM符号。
除了DVB-T2星座图之外，针对广播服务提出1024QAM和4096QAM。在表5、6和7中示出了必要的参数。
Figure A20091020315100381
表5、比特交织结构(1024QAM、4096QAM)
Figure A20091020315100382
表6、列扭转参数tc(1024QAM、4096QAM)
Figure A20091020315100383
表7、用于针对速率2/3、8/9和9/10把比特解复用到单元的参数
Figure A20091020315100391
表8、用于针对速率3/4、4/5和5/6把比特解复用到单元的参数
3.2.3.2.时间交织器
为了减轻来自脉冲或突发噪声的影响，针对广播服务提出一种时间交织器。所述时间交织器的交织长度与DVB-T2相比被保持得较短。
图27示出所述时间交织器的操作。所述时间交织器取得来自QAM编码器的输出并且把数据写入到列中。通过按行读出交织器单元把输出传递到频率交织器。
·行数R为固定值40。该值假设2.5％的擦除率，即由于干扰，近似每40个符号中就有一个丢失。
·为了简单起见，时间交织器长度与帧长度对准(第7.5节)。
·所述时间交织器内的列数NL与所需服务中的子载波数目相匹配。
·在所述L1分组中用信号通知对分段OFDM***的每一块使用时间交织。
·发送器存储器要求：4096*12*40＝1966080＝1.97Mbit。
一种典型的干扰源(interferer)可以被视为接收自GSM移动电话的577μs突发。该持续时间对应于近似一个n4k符号周期。取决于擦除的严重性，对于所述LDPC编码器来说可以使用9/10码率或者更为鲁棒的码率。
时间交织对于交互式服务来说应当是可选的(利用自适应OFDM)：
·具有高QoS和低等待时间要求的服务(例如VoD)应当使用时间交织。
·要求低等待时间的服务(例如基于TCP/IP的游戏)不应当使用时间交织。
3.2.3.3.频率交织器
一般来说，应当类似于DVB-T2那样使用所述频率交织器。由于对于OFDM接收允许可变频率切片，因此必须由所述发送器以及接收器动态地计算交织器尺寸(也就是说，所述交织器尺寸根据所分配的子载波的数目而改变)。
对一个OFDM符号的数据单元进行操作的频率交织器的目的是把所述数据单元映射到每一个符号中的Ndata个可用数据载波上。所述频率交织器应当处理C2帧m的OFDM符号l的数据单元 X m , l = ( x m , l , 0 , x m , l , 1 , . . . , x m , l , N data - 1 ) .
随后根据表8定义参数Mmax。
  FFT尺寸   Mmax
  4k   4096
表8、频率交织器的Mmax值
如下定义交织后的矢量 A m , l = ( a m , l , 0 , a m , l , 1 , a m , l , 2 · · · a m , l , N data - 1 ) :
对于q＝0，...，Ndata-1并且对于所述帧的偶数符号(l mod 2＝0)，有am，l，H(q)＝xm，l，q
对于q＝0，...，Ndata-1并且对于所述帧的奇数符号(l mod 2＝1)，有am，l，q＝xm，l，H(q)
H(q)是基于如下定义的序列R′i的置换函数。
定义(Nr-1)比特的二进制字R′i，其中Nr＝log2Mmax，其中R′i取以下值：
i＝0，1：    R′i[Nr-2，Nr-3，...，1，0]＝0，0，...，0，0
i＝2：       R′i[Nr-2，Nr-3，...，1，0]＝0，0，...，0，1
2＜i＜Mmax： {R′i[Nr-3，Nr-4，...，1，0]＝R′i-1[Nr-2，Nr-3，...，2，1]；
在4k模式下： R ′ i [ 10 ] = R ′ i - 1 [ 0 ] ⊕ R ′ i - 1 [ 2 ]
通过表9中给出的比特置换从所述矢量R′i导出矢量Ri。
  R′i比特位置   10   9   8   7   6   5   4   3   2   1   0
  Ri比特位置(H)   7   10   5   8   1   2   4   9   0   3   6
表9、比特置换
通过下面的算法来定义所述置换函数H(q)：
q＝0；
for(i＝0；i＜Mmax；i＝i+1)
{ H ( q ) = ( i mod 2 ) . 2 N r - 1 + Σ j = 0 N r - 2 R i ( j ) . 2 j ; ;
if(H(q)＜Ndata)q＝q+1；}
在图28中示出了被用来生成所述置换函数的算法的示意性方框图，该图示出了4k模式的频率交织器地址生成方案。
对于帧m的符号l，所述频率交织器的输出是经过交织的数据单元矢量 A m , l = ( a m , l , 0 , a m , l , 1 , a m , l , 2 · · · a m , l , N data - 1 ) .
在L1符号中用信号通知Ndata。
3.3.QAM子载波调制
对所述OFDM子载波的调制应当是规则的正交幅度调制。
(QAM)：基于DVB-T2的定义提出下面的星座图的使用。
·16-QAM
·64-QAM
·256-QAM
为了提高所提出的C2***的吞吐量速率，针对广播服务提出下面的更高星座图。
·1024-QAM(利用Gray映射)
·4096-QAM(利用Gray映射)
此外，对于可以利用ACM(自适应编码及调制)的优点的交互式服务可以应用甚至更高的QAM星座图，也就是说，发送器和接收器交换OFDM音调映射图(tonemap)，所述音调映射图用信号通知针对每一个数据切片所选择的QAM星座图。可以根据SNR对所选星座图和编码进行调节。
3.4.OFDM参数
本章提出用于每一种传输模式的OFDM结构。如第3.5.节中所描述的那样把所发送的信号组织成帧。每一帧的持续时间为TF，并且包括LF个OFDM符号。每一个符号由一组K个载波构成，所述载波以持续时间Ts发送。该持续时间TS由两部分构成：持续时间为TU的有用部分和持续时间为Δ的防护间隔。所述防护间隔包括所述有用部分TU的循环延续并且在其之前被***。
一个OFDM帧中的符号从1到LF被编号。所有符号都包含数据和/或参考信息。
由于所述OFDM信号包括许多单独调制的载波，因此每一个符号又可以被视为分成单元，每一个单元对应于在一个符号期间在一个载波上所载送的调制。
所述OFDM符号包含导频，所述导频可以被用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计，并且还可以被用来跟踪相位噪声。
所述载波通过k∈[Kmin；Kmax]来索引，并且由Kmin和Kmax决定。相邻载波之间的间距是1/TU，而载波Kmin与Kmax之间的间距则由(K-1)/TU决定。
在表10中概括了所述OFDM参数。各时间相关参数的值以基本周期T的倍数的形式并且以微秒为单位给出。
提出一种n4k操作模式作为符号长度、相位噪声敏感度以及频谱旁瓣陡度之间的良好折衷。这是基于8MHz信道内的DVB-H/T2 4k模式。所述***带宽可以被扩展到8MHz的n倍。
下表示出n从1到4变化的几种信道带宽的设置。
  8MHz信道带宽   16MHz信道带宽   24MHz信道带宽   32MHz信道带宽   ...
  基本周期T   7/64μs   7/128μs   7/192μs   7/256μs
  载波间距(kHz)   2.232   2.232   2.232   2.232   2.232
  持续时间Tu   4096T(448μs)   8192T(448μs)   12288T(448μs)   16384T(448μs)
  有效载波数目   3409   6993   10577   14161   ...
  防护间隔长度   1/256(1.75微秒)1/128(3.5微秒)1/64(7微秒)   1/256(1.75微秒)1/128(3.5微秒)1/64(7微秒)   1/256(1.75微秒)1/128(3.5微秒)1/64(7微秒)   1/256(1.75微秒)1/128(3.5微秒)1/64(7微秒)   1/256(1.75微秒)1/128(3.5微秒)1/64(7微秒)
表10、不同信道带宽的4nk OFDM调制
利用信道集束的附加优点，所提出的OFDM值非常类似于所述DVB-H/T2 4k模式的主要参数，其中包括载波间距以及符号持续时间。
应当注意：
可以通过调节所述基本周期T来获得其他信道带宽。例如，可以通过把所述基本周期从7/64μs改变到7/48μs而从8MHz信道导出6MHz信道带宽。
3.5.成帧
在类似于上面描述的图16的图29中示出了成帧结构。超帧被划分成C2帧，所述C2帧被进一步划分成OFDM符号。C2帧总是以一个前同步码符号开始，随后是两个第1层信令符号，最后是LF-3个数据符号。
除了所述前同步码符号的持续时间为Tu(没有防护间隔)之外，所述帧内的每一个符号的持续时间都具有相同的周期Ts。所述符号周期Ts包括防护间隔持续时间TGI与有用符号持续时间Tu的和。
数据符号的数目被固定于8*时间交织器(见第3.2.3.2节)符号长度＝8*40＝320个符号。一个C2帧具有总共LF＝323个符号，其中包括320个数据符号、一个前同步码符号(没有防护间隔)以及两个L1信令符号。因此，用于信令的开销对于所述前同步码和L1信令符号来说是3/323(近似为0.9％)。
所提出的C2帧周期为：TF＝Tu+322*(TGI+Tu)。
  防护间隔长度   帧周期
  1/64   147.0毫秒
  1/128   145.8毫秒
  1/256   145.3毫秒
表11、针对不同防护间隔长度的所述4nk***的帧周期
C2超帧的周期在下面的范围内：1*TF＜＝TSF＜＝(216-1)*TF。
只有在超帧边界处才能改变L1信令数据。对于仅广播的服务来说，超帧周期可以被设置为其最大值(216-1)*TF，这近似为2小时37分钟，这是因为设想L1信令参数不会频繁改变。对于仅交互式的服务或者混合的广播/交互式服务来说，可以按照需要缩短超帧长度。作为一个L1信令参数提供所述超帧周期。
取决于信道改变的开始与C2帧的开始的相对定时，在不知道频率数据切片位置的情况下的信道切换(zapping)时间预期需要长达两个完整的C2帧周期(288ms)。
3.6.数据符号中的导频载波
分散导频密度从以下各项导出：
·用以确定频率方向上的重复速率的多径信道的最大延迟长度。
·用以确定时间方向上的重复速率的电缆信道的最大多普勒频率。
由于所述电缆信道在时间方向上被视为是准静态的，因此所述重复速率可以被保持为低。
为了优化导频模式开销，分散导频模式密度取决于防护间隔尺寸。
提出了下面的导频模式。
OFDM模式 防护间隔长度 承载载波的导频的间隔(x)   形成一个分散导频序列的符号的数目(y)
  n4k   1/64   4   12
  n4k   1/128   4   24
  n4k   1/256   4   48
表12、所提出的C2***的分散导频模式
表12示出，在一个符号之后的导频位置的频移是4个载波。在频率方向上的重复速率是x.y(例如对于GI＝1/64是48个载波的距离)。
图30示出针对1/64的防护间隔长度的导频模式(黑点)。
每一个OFDM符号的第一个以及最后一个载波将总是包含导频载波。
根据Nyquist标准，独立频率内插对于每一个OFDM符号本身是可能的。但是通过应用附加的时间内插来提高信道估计质量也是可能的。
由于一般来说不需要时间内插，因此也不需要连续导频(CP)。为了计算公共相位误差(CPE)，仅考虑经过频率内插的信道估计就足够了。
3.7.前同步码
前同步码定义新的C2帧的开始。所述前同步码必须允许以下功能：
·帧及初始OFDM符号同步
·初始偏移校正(频率及采样率偏移)
·初始信道估计
·关于下一帧的基本物理层参数的信息
ο防护间隔
οOFDM子载波分配
·不同子载波段的基本结构
ο开始/停止载波、块宽度...
·段特定的子载波调制方案
·段特定的子载波FEC设置
ο频率陷波指示
所述前同步码被划分成训练序列阶段和L1信令阶段。所述训练阶段包括8个缩短的训练符号；总长度是一个OFDM符号(4096个样本)。后继的两个OFDM符号包含L1信令(包括相关的防护间隔)。
图31示出一个C2帧(在时域内)的基本结构，而与上面解释的图13类似的图32示出一个C2帧在频域内的基本结构。
所提出的前同步码独立于调谐位置提供所有典型的重要功能。
·时间/帧同步
·粗略/精细频偏估计
·初始信道估计
·L1信令
独立于调谐位置执行所有前同步码功能的能力允许在频域内使用任意数据切分。特别地，所述数据切片的宽度(带宽)不必与任何固定的段尺寸对准。下面将描述不同块的功能：
3.7.1.缩短的训练符号
所述前同步码序列的带宽被限制于分段接收器的接收带宽(即8MHz)。发送信号的总信道带宽等于该接收器带宽(即调谐器带宽)的倍数。调节训练符号中的导频载波的密度，以便至少满足Nyquist标准。针对所述n4k模式提出下面的前同步码：
·8个缩短的训练符号(导频载波间距＝8)
·所述缩短的训练符号的重复速率：512个样本
每一个训练序列子块等于初始接收器带宽，并且包含具有优化的相关特性的基本伪噪声序列的重复，这允许有几个优点：
·如果所述接收器调谐器选择与较宽的发送信道带宽的等距段之一
相匹配的窗口，则完全地并且以优化的方式使用所述训练序列。
·如果所述调谐器选择所述发送信道带宽内的任意调谐频率，由于自相关序列的循环特性，所述优化的相关特性仍然保持：在所述接收器处，所获取的前同步码序列将对应于频域内的原始前同步码序列的经过循环移位的版本。因此，只要仍然满足导频密度条件，基本自相关特性就仍然适用。因此，伪噪声特性、低PAPR特性以及最优自相关特性对于任何调谐位置都成立。此外，(典型地在频域内进行的)粗略频偏计算仍然是可能的。
类似于上面解释的图6的图33示出基本伪噪声序列的所提出的重复。
如上所述，提出一种包括8个训练序列的重复作为相关复杂度与同步可靠性之间的合理折衷。pn序列具有良好的总的自相关(即良好的相关峰值特性)以及适当的滑动相关特性(即提供相关稳定期(plateau)，例如用在WLAN前同步码中的CAZAC序列)。此外，通过反转所述8个训练序列中的最后一个来进一步提高同步可靠性。
所述训练序列在其与8MHz栅格对准方面不允许分配完整带宽：在每一次重复内省略多个载波，以便满足频谱特性并且允许进行适当的频偏补偿。例如，为了允许250kHz的捕捉范围，在训练序列频谱的两侧有相同的带宽保持不被使用。
3.7.2.L1信令
L1信令提供关于所有相关的物理层特定的参数的信息。
如图32中所示，L1信令在每一帧中跟随在所述训练序列阶段之后。所述L1信令的持续时间是两个OFDM符号。L1信号的带宽是4MHz，每两个L1块(也被称作信令模式)与初始的8MHz栅格对准。
所述L1信令的频率特性必须反映接收器的典型滤波器特性以及总的频谱掩模：
为了允许在每一个任意调谐位置处进行适当的L1解码，所述L1块不使用其4MHz块中的所有子载波。此外，重新使用来自总信道带宽的防护带特性。在任何n4k模式下，每一个边界上的343个子载波都不被用于数据发送(防护带)。相同数目的未被使用的载波被用于所述L1信号，因此每个L1块的可用载波数目为：
3584/2-2*343＝1106个载波
类似于上面解释的图15的图34示出所述L1符号(信令模式)的载波分配。
提出所述L1信令(信令模式)的以下结构：
  n4k的n   4比特
  n4k的当前n   4比特
  防护间隔长度   2比特
  超帧长度   16比特
  帧号   16比特
  数据切片的数目   5比特
  数据切片循环{
 n-段号   4比特
 起始载波号   12比特
 数据切片宽度(载波数目)   12比特
 数据切片QAM调制   3比特
 LDPC块尺寸   1比特
 LDPC码率   3比特
 时间交织器使能   1比特
 陷波数目   2比特
 陷波循环{
  起始载波号   12比特
  陷波宽度(载波数目)   12比特
  }结束陷波循环
  PSI/SI再处理   1比特
  }结束数据切片循环
  保留   1比特
  CRC_32 MIP   32比特
表13、L1信令结构
表13表明支持在一个n4k信道中多达32个不同的频率切片。
计算所得到的L1信令比特的最大数目导致适合两个(在时间方向上)连续的具有4MHz带宽的经过QAM调制的L1符号的总数目，其中包括适当的FEC方案的开销。
参数描述：
n4k的n        把所提出的4nk***的总信道带宽定义为8MHz
              的倍数。
              0000  保留
              0001  8MHz(n＝1)
              0010  16MHz(n＝2)
              0011  24MHz(n＝3)
              0100  32MHz(n＝4)
              ......
n4k的当前n    指示已解码的L1信令块在整个n4k信道内的
              位置。
              0000  保留
              0001  0...8MHz(n＝1)
              0010  8...16MHz(n＝2)
              0011  16...24MHz(n＝3)
              0100  24...32MHz(n＝4)
防护间隔长度  定义所有数据符号以及所述L1符号的防护间
              隔的长度。
                 00  GI＝1/64
                 01  GI＝1/128
                 10  GI＝1/256
                 11  保留
超帧长度         此参数描述建立一个超帧的帧的数目。
帧号             允许在一个超帧内进行帧计数。在每一个超
                 帧的开头处，此计数器被重置。
数据切片数目     定义所述总信道带宽内的频率切片数目。
n-段号           此参数用信号通知数据切片的第一个子载波的
                 位置(即哪一个8MHz段)。
起始载波号       定义该数据切片的第一个载波。编号是相对于
                 相关的8MHz段的该帧。
数据切片宽度     定义为该数据切片分配的子载波的数目。
数据切片QAM调制  此参数表明该数据段的QAM调制。
                 000  16-QAM
                 001  64-QAM
                 010  256-QAM
                 011  1024-QAM
                 100  4096-QAM
                 101  16384-QAM
                 110  65536-QAM
                 111  保留
LDPC块尺寸       定义所述LDPC块尺寸：
                 0  16k块尺寸
                 1  64k块尺寸
LDPC码率         定义为该数据切片选择的LDPC码率。
                 000  2/3
                 001  3/4
                 010  4/5
                 011  5/6
                 100  8/9
                 101  9/10
                  110-111  保留
时间交织器使能    用信号通知针对该数据切片使用时间交织器。
陷波数目          定义该数据切片中的陷波的存在或数目。
                  00  该数据切片中没有陷波
                  01  该数据段中有1个陷波
                  10  该数据段中有2个陷波
                  11  该数据段中有3个陷波
陷波起始          定义该数据切片的第一个载波。
载波号            编号是相对于相关的8MHz段的该帧。
陷波宽度          定义为该陷波分配的子载波的数目。
PSI/SI再处理      用信号通知在头端中是否执行PSI/SI再处理。
                  0  PSI/SI处理被禁用
                  1  PSI/SI处理被启用
CRC_32 MIP        所述L1信令块的32比特CRC编码。
3.7.3.启动程序
这一短章意图说明在接收器侧的前同步码处理。
所述接收器调谐器(例如在图18中示出并关于该图所解释的接收设备63的接收调谐器)最初调谐到与电缆网络中的所述8MHz栅格对准或不对准的任意频带。在该位置中，所述调谐窗口覆盖一个完整的前同步码序列和两个完整的L1信令块。因此，所述接收器能够进行同步，以便执行初始信道估计以及提取L1信令。根据所述L1信令(例如n4k的当前n这一信息)，所述接收器知晓所接收并解码的(多个)信令模式相对于当前帧的位置，并且可以随后调谐到所想要的数据切片(该数据切片通常不与所述8MHz栅格对准)的频率，并且能够在该调谐位置中接收并解码该超帧的所有后继帧中的所有想要的数据切片。
3.8.数据切分
如在先前各章中所解释的那样，所述前同步码被设计成允许在任何调谐位置中执行所有重要的帧相关功能(即接收器同步、信道估计以及L1解码)。
因此，所述数据切片(即如关于图10所解释的数据模式)不需要遵循任何固定的段分配。可以分配适当数目的OFDM子载波。关于一个数据切片的宽度的唯一条件是其不超出接收带宽(即8MHz减去2*防护带(例如7.6MHz))。
每一个数据切片针对每个超帧的每个频率切片具有恒定数目的数据比特(即数据载波)。每个数据切片的该数据比特数目可以在超帧之间改变。
图35示出把总的OFDM符号建立为几个OFDM子块(数据切片)的组合。每一条信号编码链被映射到匹配数目的子载波上。
所述数据段的带宽越小，来自所述频率交织器的交织增益就越低。在所述模式适配中几个具有相同QoS要求的流的集束是一种以最佳的可能方式利用频率分集的方法。
3.9.陷波
地面服务和DVB电缆***常常共享相同的频率范围。这两种服务之间的干扰降低受到影响的服务的SNR。来自电缆网络的辐射干扰地面服务的操作。类似地，电缆服务的传输质量由于在电缆介质上引起附加的噪声而遭受地面服务入侵。在图36中示出了一个实例。使用OFDM载波的陷波来保护不同的通信***免受彼此影响：从数据通信中省略被分配给(多个)相同的频率范围的OFDM载波。
上面描述的***在地面侧的一个实例是飞行安全服务以及许多其他服务。
为了最大化吞吐量，陷波宽度应当尽可能地窄，也就是说只有与那些地面服务直接重叠的那些OFDM子载波才应当被省略(参见图36)。
所述陷波的位置是所述L1信令的一部分：例如，第一陷波载波以及陷波宽度是所述L1信令的一部分。
3.10.交互式服务的OFDM自适应性
如果所述电缆网络能够有返回信道，则所提出的C2***应当可以被用作交互式数据服务的下行介质，正如图37中所示出的那样。
与现有的DVB-C***类似，所述C2***应当能够集成DOCSIS下行数据通信量。上行信道是以兼容DOCSIS的方式提供的，并且不在本文献的范围内。
这些种类的交互式服务的实例都是基于DOCSIS的数据通信，包括所有基于IP的服务或者视频点播(VoD)。
在这种情况下，所提出的***能够利用自适应OFDM(ACM-自适应编码及调制)的优点：对于交互式点对点通信服务来说，调制解调器和发送器可以在其所分配的频率切片内交换其SNR条件，以便优化其数据吞吐量。这种技术提供对数据切片的精确保护以及对传播条件的动态链路适配，这是通过以每一个单独的终端(C2调制解调器/接收器)为目标而实现的。
在图38中描绘了具有所述C2头端和多个所连接的C2接收器/调制解调器的示例电缆网络。取决于衰减或多径波纹之类的信道影响，每一个位置中的可用SNR发生改变。例如，C2调制解调器/接收器1非常靠近所述头端，因此下行链路频谱中的任何衰减都是低的。所述调制解调器将向所述头端通知其良好的信道条件，所述头端选择具有非常高的吞吐量速率的调制与编码的适当组合。与此相反，假设所述C2头端与C2调制解调器/接收器2之间的距离非常长，从而导致接收频谱中的更高衰减。因此可用SNR范围明显较低，该C2调制解调器/接收器2通知所述C2头端使用调制与编码的更加鲁棒的组合。
在理论上将可以把每一个单独的OFDM子载波的SNR条件用信号通知回所述C2头端。在诸如PLC(电力线通信***)之类的其他通信***中广泛使用的另一种替换方案是针对每个相干带宽槽(slot)发送一个SNR值。
但是本文献提出对于被用于交互式服务的每一个数据切片使用仅仅一种调制与编码的总组合。主要原因如下：
·L1信令/OFDM音调映射图复杂度：如果每一个子载波或相干带宽槽将被单独对待，则L1信令数据以及OFDM音调映射图数据(即包含关于载波特定的SNR条件的信息的反馈数据)的总数量将显著增加。
·有限的SNR波纹：由于回波信号的相当低的幅度电平，所以所得到的、接收频谱的相关频率切片内的SNR变化不太大(例如总的频率槽波纹低于3dB)。典型地通过对不同的OFDM子载波使用不同的调制方案来以载波特定的SNR处理为目标，同时利用相同的FEC设置(即LDPC编码)对整个数据切片进行编码。无法以高效的方式通过不同星座图之间的相当高的SNR步长(例如在相邻的方形星座图之间大致是6dB)来覆盖总体小的幅度波纹电平。
·如果交互式服务数据切片选择仅仅一种总的调制及编码设置，则其非常好地适合所提出的总的C2体系结构，在该体系结构中，每一个不同的广播流也被允许使用一种特定的“modcod”设置。尽管在发送器与接收器之间有附加的SNR条件交换，但是所述***仍然使用完全相同的数据切分和L1信令机制。
应当注意：用来交换SNR条件或者用信号通知调制与编码的适当组合的消息格式是更高层的问题，并且不在本提议的范围内。
3.11.频谱成形
为了最小化相邻信道干扰的影响，DVB-C2发送频谱必须满足适当的频谱掩模标准。由于所提出的C2***使用具有非常高子载波QAM星座图的n4k OFDM调制，因此在信道边界处的旁瓣电平必须低于针对物理层模式定值的所需SNR，所述物理层模式对于AWGN环境中的QEF(准无错)接收要求最高的SNR值。
图39示出关系。
为了改进带外OFDM频谱特性以及在两个信道的边界频率处实现信道之间的所需隔离，需要进行滤波。基本上有两种方法适用。
·加窗：使幅度在符号边界处平滑地变为零(时域)。在时域内加窗意味着所得到的频谱是加窗函数的频谱与子载波频率处的一组脉冲的卷积。
·传统的滤波技术(数字的和/或模拟的)。
加窗和滤波是用来减少带外频谱的双重技术。传统滤波的截止特性对高子载波调制模式的性能具有潜在的影响。与此相反，在时域内加窗不会导致***恶化。加窗的缺点在于连续符号之间的部分重叠以及可用防护间隔部分的相关恶化。图40示出加窗的基本原理。
连续的OFDM符号之间的重叠的持续时间为TTR。该TTR值越高，带外频谱被减少的程度就越高。
必须在相邻信道***仿真中研究最终的信道隔离以及相关的旁瓣衰减。
3.12.PAPR
应当研究针对发送器侧的PAPR减小的低复杂度解决方案。通过信道集束得到的更大的总FFT尺寸预期会略微增大所述OFDM***的概率波峰因数。例如，与基于8K FFT的发送器相比，在发送器侧使用32KIFFT预期会把所述OFDM***的概率波峰因数增大少于0.5dB。
此外，已知提高所述QAM调制的阶数对具有1K或更高FFT尺寸的OFDM***的概率波峰因数没有负面影响。因此，针对所提出的OFDM***的波峰因数减小的优化问题类似于针对DVB-T2的优化问题。
应当注意到，由于针对电缆传输通常使用非常高阶的QAM星座图，因此有效星座图扩展方法将没有在DVB-T2中那么高效。
4.***性能/吞吐量
4.1.吞吐量速率
下面的表列出了所提出的n4k C2***对于8MHz和32MHz信道带宽的不同吞吐量速率。此外还给出了与当前的最大DVB-C吞吐量的比较(DVB-C 256-QAM)。
所述计算考虑到下面的***开销：
·防护间隔(1/64、128、1/256)
·LDPC编解码器
·BCH编解码器
·导频模式开销
·成帧开销(323个符号当中的3个前同步码/信令符号)
应当注意：(还)没有考虑到用以提高OFDM频谱成形的潜在的加窗开销。
4.1.1 8MHz信道(n＝1)
4.1.1.1防护间隔长度＝1/64
  QAM   LDPC   GI长度   (关于8MHz带宽的)吞吐量(MBit/s)   频谱效率(Bit/Hz)  与DVB-C256-QAM相比的吞吐量增益(以％计)
  16-QAM   2/3   1/64   19,37   2,42   -62,2
  3/4   1/64   21,78   2,72   -57,5
  4/5   1/64   23,24   2,91   -54,7
  5/6   1/64   24,23   3,03   -52,8
  8/9   1/64   25,83   3,23   -49,6
  9/10   1/64   26,16   3,27   -49,0
  64-QAM   2/3   1/64   29,05   3,63   -43,4
  3/4   1/64   32,68   4,08   -36,3
  4/5   1/64   34,86   4,36   -32,0
  5/6   1/64   36,34   4,54   -29,1
  8/9   1/64   38,75   4,84   -24,4
  9/10   1/64   39,24   4,90   -23,5
  256-QAM   2/3   1/64   38,74   4,84   -24,5
  3/4   1/64   43,57   5,45   -15,0
  4/5   1/64   46,49   5,81   -9,4
  5/6   1/64   48,46   6,06   -5,5
  8/9   1/64   51,67   6,46   0,7
  9/10   1/64   52,32   6,54   2,0
  1024-QAM   2/3   1/64   48,42   6,05   -5,6
  3/4   1/64   54,46   6,81   6,2
  4/5   1/64   58,11   7,26   13,3
  5/6   1/64   60,57   7,57   18,1
  8/9   1/64   64,59   8,07   25,9
  9/10   1/64   65,40   8,17   27,5
  4096-QAM   2/3   1/64   58,11   7,26   13,3
  3/4   1/64   65,35   8,17   27,4
  4/5   1/64   69,73   8,72   36,0
  5/6   1/64   72,69   9,09   41,7
  8/9   1/64   77,50   9,69   51,1
  9/10   1/64   78,48   9,81   53,0
表14、针对n＝1(8MHz)并且GI＝1/64的吞吐量速率
图41示出n＝1(8MHz)并且GI＝1/64的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)。
4.1.1.2防护间隔长度＝1/128
  QAM   LDPC   GI长度   (关于8MHz带宽的)吞吐量(MBit/s)   频谱效率(Bit/Hz)  与DVB-C256-QAM相比的吞吐量增益(以％计)
  16-QAM   2/3   1/128   19,73   2,47   -61,5
  3/4   1/128   22,19   2,77   -56,7
  4/5   1/128   23,67   2,96   -53,8
  5/6   1/128   24,68   3,08   -51,9
  8/9   1/128   26,31   3,29   -48,7
  9/10   1/128   26,64   3,33   -48,1
  64-QAM   2/3   1/128   29,59   3,70   -42,3
  3/4   1/128   33,28   4,16   -35,1
  4/5   1/128   35,51   4,44   -30,8
  5/6   1/128   37,02   4,63   -27,8
  8/9   1/128   39,47   4,93   -23,0
  9/10   1/128   39,96   5,00   -22,1
  256-QAM   2/3   1/128   39,45   4,93   -23,1
  3/4   1/128   44,37   5,55   -13,5
  4/5   1/128   47,34   5,92   -7,7
  5/6   1/128   49,35   6,17   -3,8
  8/9   1/128   52,62   6,58   2,6
  9/10   1/128   53,28   6,66   3,9
  1024-QAM   2/3   1/128   49,32   6,16   -3,8
  3/4   1/128   55,47   6,93   8,1
  4/5   1/128   59,18   7,40   15,4
  5/6   1/128   61,69   7,71   20,3
  8/9   1/128   65,78   8,22   28,3
  9/10   1/128   66,61   8,33   29,9
  4096-QAM   2/3   1/128   59,18   7,40   15,4
  3/4   1/128   66,56   8,32   29,8
  4/5   1/128   71,02   8,88   38,5
  5/6   1/128   74,03   9,25   44,3
  8/9   1/128   78,94   9,87   53,9
  9/10   1/128   79,93   9,99   55,8
表15、针对n＝1(8MHz)并且GI＝1/128的吞吐量速率
图42示出n＝1(8MHz)并且GI＝1/128的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)。
4.1.1.3防护间隔长度＝1/256
  QAM   LDPC   GI长度   (关于8MHz带宽的)吞吐量(MBit/s)   频谱效率(Bit/Hz)  与DVB-C256-QAM相比的吞吐量增益(以％计)
  16-QAM   2/3   1/256   19,91   2,49   -61,2
  3/4   1/256   22,39   2,80   -56,3
  4/5   1/256   23,89   2,99   -53,4
  5/6   1/256   24,90   3,11   -51,4
  8/9   1/256   26,55   3,32   -48,2
  9/10   1/256   26,89   3,36   -47,6
  64-QAM   2/3   1/256   29,86   3,73   -41,8
  3/4   1/256   33,59   4,20   -34,5
  4/5   1/256   35,83   4,48   -30,1
  5/6   1/256   37,35   4,67   -27,2
  8/9   1/256   39,83   4,98   -22,3
  9/10   1/256   40,33   5,04   -21,4
  256-QAM   2/3   1/256   39,82   4,98   -22,4
  3/4   1/256   44,78   5,60   -12,7
  4/5   1/256   47,78   5,97   -6,8
  5/6   1/256   49,81   6,23   -2,9
  8/9   1/256   53,11   6,64   3,5
  9/10   1/256   53,77   6,72   4,8
  1024-QAM   2/3   1/256   49,77   6,22   -3,0
  3/4   1/256   55,98   7,00   9,1
  4/5   1/256   59,72   7,47   16,4
  5/6   1/256   62,26   7,78   21,4
  8/9   1/256   66,38   8,30   29,4
  9/10   1/256   67,22   8,40   31,1
  4096-QAM   2/3   1/256   59,72   7,47   16,4
  3/4   1/256   67,17   8,40   31,0
  4/5   1/256   71,67   8,96   39,7
  5/6   1/256   74,71   9,34   45,7
  8/9   1/256   79,66   9,96   55,3
  9/10   1/256   80,66   10,08   57,3
表16、针对n＝1(8MHz)并且GI＝1/256的吞吐量速率
4.1.2 32MHz信道(n＝4)
4.1.2.1防护间隔长度＝1/64
  QAM   LDPC   GI长度   (关于8MHz带宽的)吞吐量(MBit/s)   频谱效率(Bit/Hz)  与DVB-C256-QAM相比的吞吐量增益(以％计)
  16-QAM   2/3   1/64   20,11   2,51   -60,8
  3/4   1/64   22,62   2,83   -55,9
  4/5   1/64   24,14   3,02   -52,9
  5/6   1/64   25,16   3,15   -50,9
  8/9   1/64   26,83   3,35   -47,7
  9/10   1/64   27,17   3,40   -47,0
  64-QAM   2/3   1/64   30,17   3,77   -41,2
  3/4   1/64   33,94   4,24   -33,8
  4/5   1/64   36,21   4,53   -29,4
  5/6   1/64   37,74   4,72   -26,4
  8/9   1/64   40,24   5,03   -21,5
  9/10   1/64   40,75   5,09   -20,5
  256-QAM   2/3   1/64   40,23   5,03   -21,6
  3/4   1/64   45,25   5,66   -11,8
  4/5   1/64   48,28   6,03   -5,9
  5/6   1/64   50,32   6,29   -1,9
  8/9   1/64   53,66   6,71   4,6
  9/10   1/64   54,33   6,79   5,9
  1024-QAM   2/3   1/64   50,29   6,29   -2,0
  3/4   1/64   56,56   7,07   10,3
  4/5   1/64   60,34   7,54   17,7
  5/6   1/64   62,91   7,86   22,7
  8/9   1/64   67,07   8,38   30,8
  9/10   1/64   67,92   8,49   32,4
  4096-QAM   2/3   1/64   60,34   7,54   17,7
  3/4   1/64   67,87   8,48   32,3
  4/5   1/64   72,41   9,05   41,2
  5/6   1/64   75,49   9,44   47,2
  8/9   1/64   80,49   10,06   56,9
  9/10   1/64   81,50   10,19   58,9
表17、针对n＝4(32MHz)并且GI＝1/64的吞吐量速率
图43示出n＝4(32MHz)并且GI＝1/64的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)。
4.1.2.2防护间隔长度＝1/128
  QAM   LDPC   GI长度   (关于8MHz带宽的)吞吐量(MBit/s)   频谱效率(Bit/Hz)  与DVB-C256-QAM相比的吞吐量增益(以％计)
  16-QAM   2/3   1/128   20,49   2,56   -60,1
  3/4   1/128   23,04   2,88   -55,1
  4/5   1/128   24,58   3,07   -52,1
  5/6   1/128   25,63   3,20   -50,0
  8/9   1/128   27,33   3,42   -46,7
  9/10   1/128   27,67   3,46   -46,1
  64-QAM   2/3   1/128   30,73   3,84   -40,1
  3/4   1/128   34,56   4,32   -32,6
  4/5   1/128   36,88   4,61   -28,1
  5/6   1/128   38,44   4,81   -25,1
  8/9   1/128   40,99   5,12   -20,1
  9/10   1/128   41,50   5,19   -19,1
  256-QAM   2/3   1/128   40,97   5,12   -20,1
  3/4   1/128   46,08   5,76   -10,1
  4/5   1/128   49,17   6,15   -4,1
  5/6   1/128   51,25   6,41   -0,1
  8/9   1/128   54,65   6,83   6,6
  9/10   1/128   55,34   6,92   7,9
  1024-QAM   2/3   1/128   51,22   6,40   -0,1
  3/4   1/128   57,60   7,20   12,3
  4/5   1/128   61,46   7,68   19,8
  5/6   1/128   64,07   8,01   24,9
  8/9   1/128   68,31   8,54   33,2
  9/10   1/128   69,17   8,65   34,9
  4096-QAM   2/3   1/128   61,46   7,68   19,8
  3/4   1/128   69,12   8,64   34,8
  4/5   1/128   73,75   9,22   43,8
  5/6   1/128   76,88   9,61   49,9
  8/9   1/128   81,98   10,25   59,8
  9/10   1/128   83,00   10,38   61,8
表18、针对n＝4(32MHz)并且GI＝1/128的吞吐量速率
图44示出n＝4(32MHz)并且GI＝1/128的吞吐量增益(以与DVB-C256QAM相比的百分比计)。
4.1.2.3防护间隔长度＝1/256
  QAM   LDPC   GI长度   (关于8MHz带宽的)吞吐量(MBit/s)   频谱效率(Bit/Hz)   与DVB-C256-QAM相比的吞吐量增益(以％计)
  16-QAM   2/3   1/256   20,67   2,58   -59,7
  3/4   1/256   23,25   2,91   -54,7
  4/5   1/256   24,81   3,10   -51,6
  5/6   1/256   25,86   3,23   -49,6
  8/9   1/256   27,58   3,45   -46,2
  9/10   1/256   27,92   3,49   -45,6
  64-QAM   2/3   1/256   31,01   3,88   -39,5
  3/4   1/256   34,88   4,36   -32,0
  4/5   1/256   37,21   4,65   -27,4
  5/6   1/256   38,79   4,85   -24,4
  8/9   1/256   41,36   5,17   -19,3
  9/10   1/256   41,88   5,24   -18,3
  256-QAM   2/3   1/256   41,35   5,17   -19,4
  3/4   1/256   46,51   5,81   -9,3
  4/5   1/256   49,62   6,20   -3,3
  5/6   1/256   51,72   6,47   0,9
  8/9   1/256   55,15   6,89   7,5
  9/10   1/256   55,84   6,98   8,9
  1024-QAM   2/3   1/256   51,69   6,46   0,8
  3/4   1/256   58,13   7,27   13,3
  4/5   1/256   62,02   7,75   20,9
  5/6   1/256   64,65   8,08   26,1
  8/9   1/256   68,94   8,62   34,4
  9/10   1/256   69,80   8,73   36,1
  4096-QAM   2/3   1/256   62,02   7,75   20,9
  3/4   1/256   69,76   8,72   36,0
  4/5   1/256   74,43   9,30   45,1
  5/6   1/256   77,59   9,70   51,3
  8/9   1/256   82,73   10,34   61,3
  9/10   1/256   83,77   10,47   63,3
表19、针对n＝4(32MHz)并且GI＝1/256的吞吐量速率
4.2.AWGN信道内的***性能
图45示出AWGN信道(目标BER＝1E-6)内的不同的调制和编码设置的基本性能。
当前没有包括OFDM特定的开销(GI、导频、防护带、成帧)，总体上预期所述开销对于1/64的最长防护间隔长度和32MHz的总信道带宽来说低于5.5％(对于GI＝1/128来说是3.7％)。
在理论上，DVB-C 256 QAM对于QEF操作需要29.5dB的SNR。根据图45，具有9/10码率的1024-QAM需要大致相同的信噪比。
该模式的频谱效率是9比特/赫兹。如果将其与DVB-C 256-QAM的频谱效率(6.875*188/204＝6.34比特/赫兹)进行比较，所提出的***的总吞吐量增益在42％的范围内(如果包括最坏情况32MHz OFDM特定的开销，则分别是34.1％)。
5.本提议与(来自CM-903的)要求的比较
 No   一般要求   所建议的***
  1   所述技术的目的应当是在现有技术电缆网络中优化对电缆信道的使用。这包括增强的灵活性和鲁棒性以及最大有效载荷数据容量。   在子载波上的高达4KQAM的OFDM调制、32MHz信道、LDPC编解码器以及许多其他特征
  2   DVB-C2的主要目的不应当是匹配DVB-S2和/或DVB-T2，而是应当完全利用其区别特征来在内容递送市场上竞争。因此，应当评估最大地受益于返回信道的可用性的下行传输技术。但是DCB-C2的规范不应当依赖于返回信道的可用性。   针对交互式服务的自适应编码
  3   ***参数工具箱应当可用，以便在考虑到CATV网络的不同性能级别的情况下解决消费者应用以及商务应用。   针对网络性能优化提供多种***参数
  4   所述规范应当允许电缆网络上的服务提供商具有单独的服务质量目标，即使对于相同多路复用内的服务也是如此。   部分满足-为了限制信令复杂度，不支持在一个多路复用内的服务特定的保护
  5   应当在任何可能的情况下采用已经存在的适当技术。   重新使用来自DVB-S2和DVB-T2的许多功能块
  6   应当适当考虑所预期的电缆网络特性(例如在适用的情况下考虑光纤到路边、大楼和家庭)。   对于更高质量的HFC网络中的更高数据速率使用4k QAM调制
  7   新技术规范应当仅仅解决发送端功能，但是应当考虑到不同设备(比如接收器或头端设备)的成本问题。   在本提议中考虑到设计复杂度、存储器需求等等
  8   不应当修改所述DVB-C标准，也不需要改变其他规范(例如SI)或者使任何现有特征变为无效，   不需要修改现有标准/规范
  9   所述规范在典型的电缆频带内应当是发送频率中性的。   没有约束
  10   DVB系列方法：在适当情况下DVB-C2应当针对接口连接、编码和调制重新使用现有的解决方案。   在可能的情况下重新使用DVB-T2/S2解决方案
  性能和效率要求   所建议的***
  11   DVB-C2应当能够高效地支持从混合的模拟/数字网络迁移到全数字网络，并且能够在两种网络中都提供最大性能/吞吐量。   采用峰值平均功率减小来最小化对其他信道的干扰
  12   与256-QAM(DVB-C)相比，DVB-C2在现有的电缆线路设备(cable plant)和内部(in-house)网络中应当给出至少多30％的吞吐量。   使用1024QAM和更高的调制方案
  13   DVB-C2应当允许实现来自统计多路复用方法的最大益处。例如当前固定的信道栅格可能被解除管制。   从8MHz到32MHz，信道带宽是8MHz的灵活倍数
  14   应当在全球(例如美国、亚洲和欧洲)层面上来表征电缆网络并且对其进行建模(包括内部网络)，并且应当在考虑到现实的电缆信道模型的情况下选择最佳的调制/FEC方案，其中包括：·模拟PAL/SECAM/NTSC电视信道的利用·不同的数字信号(比如DVB、DOCSIS、Davic)的利用以及相关联的与模拟信号的信号回退比·存在于当前和未来网络中的不同噪声(白噪声、突发噪声、脉冲噪声)、非线性以及其他干扰   ***体系结构提供用以克服电缆特定的损害的措施。可以支持8MHz和6MHz的世界范围频率。可以基于不同的信道要求选择适当的调制和编码速率。
  15   所述***的错误性能必须适用于可以被载送的所有类型的服务。   在TS级别或GS级别上的不同保护级别
  16   所述DVB-C2传输***应当能够支持低功率模式，以便根据欧洲关于能耗的行为规范最大程度地降低接收器中的功率消耗。   分段接收降低复杂度
  17   应当完全支持无缝重传(例如从DVB-S2到DVB-C2或者DVB-T2到DVB-C2)。   支持从DVB-S2/T2到C2的转码。
  18   所述DVB-C2标准应当对调制器的输入端与解调器的输出端之间的传输流、IP分组以及其他相关协议提供完全透明的链路。   支持不同输入格式的灵活映射
  19   信道切换时间(把接收器从一种服务调谐到另一种服务的时间)不应当由于引入了DVB-C2而显著增加(相对于当今对具有DVB-C的数字电视服务的用户体验)。对于RF信道的任何改变，所述DVB-C2前端应当在300ms内给出准无错信号。   通过对C2 OFDM帧长度进行优化而得到满足
  后向兼容性要求   所建议的***
  20   DVB-C2不应当与DVB-C后向兼容(在DVB-C接收器能够处理DVB-C2信号的意义上)。应当作为技术规范中的一项可选要求来解决DVB-C2接收器包括DVB-C功能的能力，以便：·如果这是来自业者的把DVB-C功能包括到DVB-C2设备中的要求，则芯片组制造商可以提供兼容解决方案。·如果长期来看网络将完全迁移到DVB-C2，则也可以生产这些芯片组。   如用在当前的DVB-C***中一样，接收器中的调谐器带宽保持在8MHz。这允许DVB-C和DVB-C2解调器在同一接收器中共存。
  21   对于DVB-C2传输来说，不应当有关于对现有DVB-C接收器的任何改变的要求。这假设继续使用相同的电缆网络体系结构和相同的电缆信道特性。   要求满足
  22   为了允许自行安装，所述DVB-C2标准对使用同轴电缆***的内部网络的典型特性应当尽可能地不敏感。   本提议支持多种编码和交织选项，以便缓解内部电缆***的不理想性
  交互式***要求
  23   所述规范应当可用于被视为针对当前对DOCSIS***的欧洲技术选项(EuroDOCSIS)使用DVB-C的DOCSIS***的一种替换的下行编码及调制方案。   要求满足
  24   DVB-C2应当包括用于提高IP数据载送效率的技术。   要求满足
  25   DVB-C2应当允许以成本有效的方式把DVB-C2集成到调制设备的边缘(Edge)QAM解决方案中。   要求满足
  26   所述规范应当提供一种低等待时间模式，其满足需要这种模式的那些交互式服务的要求。   对于要求低等待时间的服务可以关断时间交织器

Claims (36)

1、用于根据帧结构在多载波***中发送信号的发送设备(54)，其中每一帧包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，所述发送设备包括：
信令映射装置(57)，其适于把信令数据映射到一帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，其中每一个信令模式具有相同的长度；
数据映射装置(58，58’，58”)，其适于把数据映射到一帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上；
变换装置(60)，其适于把所述信令模式和所述数据模式从频域变换到时域中，以便生成时域发送信号；以及
发送装置(61)，其适于发送所述时域发送信号。
2、根据权利要求1的发送设备(54)，其中每一帧包括在时间维度上继所述至少两个信令模式之后的至少两个附加信令模式，所述附加信令模式中的每一个与所述至少两个在前信令模式中的相应的一个具有相应的相同长度。
3、根据权利要求1的发送设备(54)，其中每一帧包括至少两个训练模式，所述发送设备包括导频映射装置(55)，其适于把导频信号映射到一帧中的每一个训练模式的频率载波上，并且其中在频率方向上把所述信令模式与所述训练模式对准。
4、根据权利要求3的发送设备(54)，其中每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度与所述训练模式中的每一个的长度相同。
5、根据权利要求3的发送设备(54)，其中每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度小于所述训练模式中的每一个的长度。
6、根据权利要求5的发送设备(54)，其中每一个信令模式的长度是所述训练模式中的每一个的长度的一半。
7、根据权利要求1的发送设备(54)，其中每一个信令模式包括至少一个防护带。
8、根据权利要求1的发送设备(54)，其中每一帧的每一个信令模式包括该相应的信令模式在该帧内的位置。
9、根据权利要求1的发送设备(54)，其中每一帧的所述信令模式包含指示被包括在该帧内的数据模式的数目的信令数据。
10、根据权利要求1的发送设备(54)，其中所述信令模式中的所述信令数据的结构支持每一帧的频率方向上的有限最大数目的数据模式。
11、根据权利要求1的发送设备(54)，其中每一帧的所述信令模式包括被包括在该帧内的每一个数据模式的单独的信令数据。
12、根据权利要求1的发送设备(54)，其中所述信令模式的所述信令数据包括错误校正编码。
13、用于根据帧结构在多载波***中发送信号的发送方法，其中每一帧包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，所述方法包括以下步骤：
把信令数据映射到一帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，其中每一个信令模式具有相同的长度；
把数据映射到一帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上；
把所述信令模式和所述数据模式从频域变换到时域中，以便生成时域发送信号；以及
发送所述时域发送信号。
14、根据权利要求13的发送方法，其中每一帧包括在时间维度上继所述至少两个信令模式之后的至少两个附加信令模式，所述附加信令模式中的每一个与所述至少两个在前信令模式中的相应的一个具有相应的相同长度。
15、根据权利要求13的发送方法，其中每一帧包括至少两个训练模式，其中导频信号被映射到一帧中的每一个训练模式的频率载波上，并且其中在频率方向上把所述信令模式与所述训练模式对准。
16、根据权利要求15的发送方法，其中每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度与所述训练模式中的每一个的长度相同。
17、根据权利要求15的发送方法，其中每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度小于所述训练模式中的每一个的长度。
18、根据权利要求17的发送方法，其中，
每一个信令模式的长度是所述训练模式中的每一个的长度的一半。
19、根据权利要求13的发送方法，其中每一个信令模式包括至少一个防护带。
20、根据权利要求19的发送方法，其中每一帧的每一个信令模式包括该相应的信令模式在该帧内的位置。
21、根据权利要求13的发送方法，其中每一帧的所述信令模式包含指示被包括在该帧内的数据模式的数目的信令数据。
22、根据权利要求13的发送方法，其中所述信令模式中的所述信令数据的结构支持每一帧的频率方向上的有限最大数目的数据模式。
23、根据权利要求13的发送方法，其中每一帧的所述信令模式包括被包括在该帧内的每一个数据模式的单独的信令数据。
24、根据权利要求13的发送方法，其中所述信令模式的所述信令数据包括错误校正编码。
25、用于多载波***的帧模式，其包括至少两个在频率方向上彼此相邻的信令模式以及至少两个数据模式，其中把信令数据映射到帧中的所述至少两个信令模式中的每一个的频率载波上，每一个信令模式具有相同的长度，并且其中把数据映射到所述帧中的所述至少两个数据模式的频率载波上。
26、根据权利要求25的帧模式，其中每一帧包括在时间维度上继所述至少两个信令模式之后的至少两个附加信令模式，所述附加信令模式中的每一个与所述至少两个在前信令模式中的相应的一个具有相应的相同长度。
27、根据权利要求25的帧模式，其中每一帧包括至少两个训练模式，其中导频信号被映射到一帧中的每一个训练模式的频率载波上，并且其中在频率方向上把所述信令模式与所述训练模式对准。
28、根据权利要求27的帧模式，其中每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度与所述训练模式中的每一个的长度相同。
29、根据权利要求27的帧模式，其中每一个训练模式具有相同的长度，并且每一个信令模式的长度小于所述训练模式中的每一个的长度。
30、根据权利要求29的帧模式，其中每一个信令模式的长度是所述训练模式中的每一个的长度的一半。
31、根据权利要求25的帧模式，其中每一个信令模式包括至少一个防护带。
32、根据权利要求31的帧模式，其中每一帧的每一个信令模式包括该相应的信令模式在该帧内的位置。
33、根据权利要求25的帧模式，其中每一帧的所述信令模式包含指示被包括在该帧内的数据模式的数目的信令数据。
34、根据权利要求25的帧模式，其中所述信令模式中的所述信令数据的结构支持每一帧的频率方向上的有限最大数目的数据模式。
35、根据权利要求25的帧模式，其中每一帧的所述信令模式包括被包括在该帧内的每一个数据模式的单独的信令数据。
36、根据权利要求25的帧模式，其中所述信令模式的所述信令数据包括错误校正编码。
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