CN101599942A - 一种正交频分复用信号的接收方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM信号接收的方法和装置，在进行去CP处理之后，先对OFDM信号进行频移，使得所需取出的信号的频率是以零点为中心的两边分布，然后对频移后的时域信号进行滤波和抽取，使得该时域信号长度为M，最后对长度为M的时域信号进行M点的DFT，根据所需取出的信号的设定频率要求，从DFT得到的M个正交子载波中取出所需长度的频域信号。因为M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，所以与现有技术中N点的DFT相比，M远远小于N，减小了OFDM信号接收过程中的数据传送量和计算量，提高了信号处理速度，减少了运算资源的耗费。

Description

一种正交频分复用信号的接收方法和装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用技术，特别涉及一种正交频分复用信号的接收方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术被认为是实现高速数据传输的一种非常有效的手段。目前，OFDM技术已经成功地应用于数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)以及无线局域网等技术中，并且被认为是下一代移动通信***中最具吸引力的核心技术之一。

OFDM技术是一种多载波传输技术，其主要思想是：将信道总带宽划分成若干个正交的子载波，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子载波上进行传输。与传统的多载波传输相比，OFDM可以使用更多的更窄的彼此正交的子载波进行传输。

在目前的OFDM技术中，接收端的OFDM信号接收方法都是：先将接收到的原始OFDM信号通过离散傅立叶变换(DFT)变换到频域，然后在设定的频域位置取出所需个数的正交子载波，即完成OFDM信号接收过程，得到满足设定频域位置和所需正交子载波个数的频域信号。物理随机接入信道(PRACH)信号是一种特殊的OFDM信号，在接收PRACH信号与常规OFDM信号共同存在的信号时，现有技术的接收方法是将两者分别进行DFT，再在设定的频域位置取出所需的信道。需要获得的PRACH信号的长度为N_RA，需要获得的常规OFDM信号的长度为N。接收端获得PRACH信号的方法是：从接收到的PRACH信号与常规OFDM信号共同存在的信号中取出长度为N_RA的OFDM信号，然后进行N_RA点的DFT，将其变换到频域，并在协议规定的设定频域位置取出所需PRACH信号。接收端获得常规OFDM信号的方法是：从接收到的PRACH信号与共同存在的信号中取出长度为N的OFDM信号，然后进行N点的DFT，将其变换到频域，并在协议规定的设定频域位置取出所需常规OFDM信号。

在标准3GPPTS.36.211中规定了PRACH信号的5种格式，根据标准中的规定，N_RA远远大于N，甚至可以达到N的12倍。因此获得PRACH信号时DFT需要处理的点数是获得常规OFDM信号所需点数的12倍，运算量大，这就造成在接收OFDM信号时信号处理的速度慢，并且耗费大量的运算资源。

在现有技术中，最常用的OFDM信号接收装置是射频拉远模块和基带处理单元(RRU+BBU)设备。RRU+BBU设备由射频拉远模块(RRU)和基带处理单元(BBU)组成。对于包含循环前缀(CP)的OFDM信号，RRU接收OFDM信号后对其进行去CP处理，然后将去CP后的OFDM信号传送给BBU；在BBU中对CP后的OFDM信号进行DFT，然后在设定的频域位置取出所需的信道，即获得所需要的OFDM信号。对于常规OFDM信号，经过去CP处理后，RRU传送到BBU的OFDM信号数据量不大；而对于PRACH信号，因为N_RA为N的12倍，去CP处理后RRU传送到BBU的PRACH信号的数据量非常大，限制了OFDM信号接收过程的处理速度。并且，如前文所述的，BBU中的DFT运算量大，信号处理的速度慢，耗费大量的运算资源。

总之，采用现有的OFDM信号接收方法和装置，信号传输数据量大并且运算量大，造成OFDM信号接收过程的处理速度慢，耗费大量的运算资源。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种OFDM信号的接收方法，采用该方法可以在接收OFDM信号时减小传送数据量和计算量。

本发明的另一目的在于提供一种OFDM信号的接收装置，采用该装置可以在接收OFDM信号时减小传送数据量和计算量。

为达到上述目的，本发明的技术方案具体是这样实现的：

本发明公开了一种正交频分复用OFDM信号的接收方法，包括以下步骤：

A、对长度为N的OFDM信号进行频移，使得其中所需取出的信号的频率在滤波器的滤波范围内，其中N为接收到的原始OFDM信号长度；

B、对频移后的长度为N的OFDM信号进行滤波；

C、对滤波后的长度为N的OFDM信号进行抽取，抽取率为L＝N/M，得到长度为M的时域信号，其中M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，n为正整数，N_P为需要取出的频域信号的正交子载波个数，N＞M＞N_P；

D、对长度为M的时域信号进行M点的离散傅立叶变换DFT，得到包含M个正交子载波的频域信号，根据所需取出的信号的设定频域位置，从包含M个正交子载波的频域信号中取出N_P个正交子载波的频域信号。

所述步骤A之前进一步包括：

对接收到的OFDM信号进行去循环前缀CP处理，得到长度为N的OFDM信号。

步骤A所述频移的频移量为k＝N₀/2-k₀-N_p/2，其中N₀为有效子载波个数，k₀为所需取出的OFDM信号的正交子载波的频域起始位置。

步骤B所述滤波为低通滤波，采用数字低通滤波器，所述数字低通滤波器的频率响应为 $H\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{L}& 0\≤\left|\mathrm{\ω}\right|\≤\frac{N^{\′}}{N}\mathrm{\π}\\ 0& \end{array}\right.,$ 其中N′为N_p与M之间的一个整数。

步骤C所述抽取的方法为在长度为N的OFDM信号中抽取位于抽取率L的整数倍位置上的点，共抽取M个点。

本发明还公开了一种正交频分复用OFDM信号的接收装置，该装置包括：

频移单元，对长度为N的OFDM信号进行频移，使得其中所需取出的信号的频率在滤波器的滤波范围内，将频移后的信号输出到滤波单元，其中N为接收到的原始OFDM信号长度；

滤波单元，接收频移单元输出的频移后的信号，对其进行滤波并将滤波后的信号输出到抽取单元；

抽取单元，接收滤波单元输出的滤波后的信号并对其进行抽取，抽取率为L＝N/M，得到长度为M的时域信号并将其输出到离散傅立叶变换DFT单元，其中M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，n为正整数，N_P为需要取出的频域信号的正交子载波个数，N＞M＞N_P；

DFT单元，接收抽取单元输出的长度为M的时域信号并对其进行M点的DFT，得到包含M个正交子载波的频域信号，根据所需取出的信号的设定频域位置，从包含M个正交子载波的频域信号中取出N_P个正交子载波的频域信号。

所述装置中进一步包括：

去循环前缀CP单元，接收OFDM信号并去掉其起始位置的CP，得到长度为N的OFDM信号。

所述频移单元的频移量为k＝N₀/2-k₀-N_p/2，其中N₀为有效子载波个数，k₀为所需取出的OFDM信号的正交子载波的频域起始位置；

或，

所述滤波单元进行低通滤波，采用数字低通滤波器，所述数字低通滤波器的频率响应为 $H\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{L}& 0\≤\left|\mathrm{\ω}\right|\≤\frac{N^{\′}}{N}\mathrm{\π}\\ 0& \end{array}\right.,$ 其中N′为N_p与M之间的一个整数；

或，

所述抽取单元在长度为N的OFDM信号中抽取位于抽取率L的整数倍位置上的点，共抽取M个点。

所述频移单元、滤波单元、抽取单元和DFT单元位于基带处理单元BBU中。

所述去循环前缀CP单元位于射频拉远模块RRU中。

由上述的技术方案可见，本发明的OFDM信号接收的方法和装置，在进行去CP处理之后，先对OFDM信号进行频移，使得所需取出的信号的频率是以零点为中心的两边分布，然后对频移后的时域信号进行滤波和抽取，使得该时域信号长度为M，最后对长度为M的时域信号进行M点的DFT，根据所需取出的信号的设定频率要求，从DFT得到的M个正交子载波中取出所需长度的频域信号。因为M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，2ⁿ的指数n为正整数，所以与现有技术中N点的DFT相比，M远远小于N，因而本发明减小了OFDM信号接收过程中的数据传送量和计算量，提高了处理速度，减少了运算资源的耗费。

附图说明

图1为本发明较佳实施例OFDM信号的接收方法的流程图。

图2为本发明较佳实施例OFDM信号的接收装置的结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

本发明的OFDM信号接收的方法和装置，在进行去CP处理之后，先对OFDM信号进行频移，使得所需取出的信号的频率是以零点为中心的两边分布，然后对频移后的时域信号进行滤波和抽取，使得该时域信号长度为M，最后对长度为M的时域信号进行M点的DFT，根据所需取出的信号的设定频率要求，从DFT得到的M个正交子载波中取出所需长度的频域信号。

图1为本发明的一个较佳实施例的OFDM信号接收方法的流程图。该OFDM信号接收方法的目的是要从长度为N的OFDM信号中取出位于设定的频域位置且包含N_p个正交子载波的频域信号。如图1所示，本发明OFDM信号接收方法的具体步骤如下。

步骤101：此步骤与现有技术中的相同，对接收到的OFDM信号进行去CP处理，得到长度为N的OFDM信号s(t)。因为大多数的OFDM信号都在起始位置***CP用以消除信号间干扰和子载波间干扰，所以在接收到OFDM信号时首先去掉位于其起始位置的CP。如果接收到的是没有***CP的OFDM信号，则不必进行此步骤，直接进入步骤102。

步骤102：对去CP后的OFDM信号s(t)进行频移，得到信号y(t)。

OFDM使用彼此正交的子载波进行传输，因此要求传输信号满足精确的频域位置，这就导致总长度为N的OFDM信号s(t)具有设定的频域位置。而在本发明OFDM信号接收方法的后续步骤中，要求所需取出的信号的频率在滤波器的滤波范围内，因此需要在得到信号s(t)之后先对其进行频移。以采用低通滤波器为例，以k₀表示所需取出的OFDM信号的正交子载波的频域起始位置，以k表示对s(t)进行频移的频移量，则k＝N₀/2-k₀-N_p/2。其中N₀为有效子载波数，有效子载波是标准中规定的长度为N的OFDM信号在总带宽中允许使用的子载波。N_p为所需取出的信号所占据的子载波数。对接收的时域信号s(t)频移k后，得到信号y(t)，即：

y(t)＝s(t)e^(j2πnk)/N

步骤103：采用特别设计的数字滤波器对步骤102得到的时域信号y(t)进行低通滤波，输出时域信号v(t)。

此步骤可以采用带通或低通滤波，以低通滤波为例，设计一个数字低通滤波器，要求其技术指标为：频率响应 $0\≤\left|\mathrm{\ω}\right|\≤\frac{N^{\′}}{N}\mathrm{\π}$ 之间为

在 $\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}<\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\mathrm{\&pi;}$ 之间为0。其中，N′为N_p＜N′＜M之间的一个整数；M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，2ⁿ的指数n为正整数；L＝N/M。因为所需取出的信号具有保护频带，所以要求设计的滤波器的通频带平稳；而只要保证所需取出的信号在滤波器的通频带中，滤波器的过渡带宽和阻带中的其它信号就不会影响所需取出的信号，所以不严格要求滤波器的过渡带宽和阻带。为此，将低通滤波器的频率响应设计为：

$H\left(e^{\mathrm{j\&omega;}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{L}& 0\&le;\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}\\ 0& \end{array}\right.$

满足上述要求的低通滤波器很多，均可以采用。此处仅以一个2阶巴特沃斯滤波器为例，滤波器的传递函数为：

b＝[0.0035 0.0069  0.0035]

a＝[1.0000 -1.8268 0.8407]

$H\left(z\right)=\frac{B\left(z\right)}{A\left(z\right)}=\frac{b\left(1\right)+b\left(2\right)z^{-1}+b\left(3\right)z^{-2}}{1+a\left(2\right)z^{-1}+a\left(3\right)z^{-2}}=\frac{0.0035+0.0069z^{-1}+0.0035z^{-2}}{1-1.8268z^{-1}+{0.8407z}^{-2}}$

则采用上述2阶巴特沃斯低通滤波器，其输出v(t)与输入y(t)的关系为：

v(t)-1.8268v(t-1)+0.8407v(t-2)＝0.0035y(t)+0.0069y(t-1)+0.0035y(t-2)

步骤104：对步骤103得到的时域信号v(t)进行抽取，得到长度为M的时域信号z(t)。

对低通滤波后得到的时域信号v(t)进行抽取，其抽取率为L，L＝N/M。可以采用多种方法完成抽取，其中一个最简单的方法是在长度为N的OFDM信号中抽取位于抽取率L的整数倍位置上的点，共抽取M个点，即：

此处仅以此方法为例，其它能够完成抽取的方法均可采用，只需满足抽取率L＝N/M即可。

步骤105：对步骤104输出的时域信号z(t)进行M点的DFT，得到包含M个正交子载波的频域信号zc(n)，并根据所需取出的信号的频域位置，从信号zc(n)中取出N_P个正交子载波的频域信号。

频域信号zc(n)为：

zc(n)＝DFT(z(n)，M)

其中，IDFT的点数M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数。

采用图1所示实施例的本发明的OFDM信号接收方法，需要相应的OFDM信号接收装置，该装置的组成结构如图2所示。

参见图2，本发明的OFDM信号接收装置包括频移单元202、滤波单元203、抽取单元204和DFT单元205，并且在频移单元202之前还可以包括去CP单元201。

去CP单元201对接收到的OFDM信号进行去CP处理，得到总长度为N的OFDM信号s(t)，并将其输出到频移单元202。频移单元202接收去CP单元201输出的信号s(t)，对其进行频移量为k的频移，得到时域信号y(t)，并将其输出到滤波单元203。频移量k＝N₀/2-k₀-N_p/2，其中N₀为有效子载波数，有效子载波是标准中规定的长度为N的OFDM信号在总带宽中允许使用的子载波。N_p为所需取出的信号所占据的子载波数。k₀为所需取出的OFDM信号的正交子载波的频域起始位置。滤波单元203可以采用带通或低通滤波器，以低通滤波为例，采用特别设计的数字低通滤波器，接收频移单元202输出的信号y(t)，对其进行低通滤波，得到时域信号v(t)，并将其输出到抽取单元204。抽取单元204接收滤波单元203输出的时域信号v(t)，并对其进行抽取率为L＝N/M的抽取，得到长度为M的信号z(t)并将其输出到DFT单元205。其中M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，2ⁿ的指数n为正整数。抽取单元204可以采用多种方法完成抽取，其中一个最简单的方法是在长度为N的OFDM信号中抽取位于抽取率L的整数倍位置上的点，共抽取M个点，即：

DFT单元205接收抽取单元204输出的时域信号z(t)，对其进行M点的DFT，得到包含M个正交子载波的频域信号zc(n)。根据所需取出的信号的频域位置，即可从信号zc(n)中取出N_P个正交子载波的频域信号。

在滤波单元203中，将采用的数字低通滤波器的技术指标设计为：频率响应在 $0\&le;\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}$ 之间为

在 $\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}<\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\mathrm{\&pi;}$ 之间为0。其中，N′为N_p＜N′＜M之间的一个整数。要求数字低通滤波器的通频带平稳，对过渡带宽和阻带要求不严格。将数字低通滤波器的频率响应设计为： $H\left(e^{\mathrm{j\&omega;}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{L}& 0\&le;\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}\\ 0& \end{array}\right..$ 满足上述要求的数字低通滤波器很多，均可以采用。以一个2阶巴特沃斯滤波器为例，其传递函数为：

b＝[0.0035 0.0069  0.0035]

a＝[1.0000 -1.8268 0.8407]

$H\left(z\right)=\frac{B\left(z\right)}{A\left(z\right)}=\frac{b\left(1\right)+b\left(2\right)z^{-1}+b\left(3\right)z^{-2}}{1+a\left(2\right)z^{-1}+a\left(3\right)z^{-2}}=\frac{0.0035+0.0069z^{-1}+0.0035z^{-2}}{1-1.8268z^{-1}+{0.8407z}^{-2}}$

则采用此2阶巴特沃斯低通滤波器，其输出v(t)与输入y(t)的关系为：

v(t)-1.8268v(t-1)+0.8407v(t-2)＝0.0035y(t)+0.0069y(t-1)+0.0035y(t-2)

与现有的技术相比，本发明OFDM信号接收方法减少了计算量。现有技术采用N点的DFT，所需要的乘法计算量为

而本发明滤波的乘法计算量为(2a+1)×N，其中a为步骤104所采用的滤波器的阶数，M点的IDFT的计算量非常小，可以忽略。例如，***带宽20M，标准3GPPTS.36.211中规定的格式1的PRACH信号，DFT的点数N＝24576，则采用现有技术所需的乘法计算量为179220，而采用本发明OFDM信号接收方法，二阶低通滤波器乘法计算量为122835，计算量减少了31％。

在采用RRU+BBU设备接收OFDM信号时，将去CP单元201、频移单元202、滤波单元203和抽取单元204置于RRU中；对于DFT单元205，与现有技术相同的，仍将DFT单元205置于BBU中，所不同的是，现有技术的BBU进行N点的DFT，而本发明的DFT单元205仅进行M点的DFT，即可取出所需信号。在RRU向BBU传送的数据中，现有技术中需要传送长度为N的OFDM信号，而采用本发明的接收方法和装置，只需传送长度为M的OFDM信号，因为M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，因此本发明大大减少了RRU向BBU的数据传送量。

由上述实施例可见，采用本发明的OFDM信号接收的方法和装置，在进行去CP处理之后，先对OFDM信号进行频移，使得所需取出的信号的频率是以零点为中心的两边分布，然后对频移后的时域信号进行低通滤波和抽取，使得该时域信号长度为M，最后对长度为M的时域信号进行M点的DFT，根据所需取出的信号的设定频率要求，从DFT得到的M个正交子载波中取出所需长度的频域信号。因为M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，2ⁿ的指数n为正整数，所以与现有技术中N点的DFT相比，M远远小于N，减小了OFDM信号接收过程中的数据传送量和计算量，提高了信号处理速度，减少了运算资源的耗费。

总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1、一种正交频分复用OFDM信号的接收方法，其特征在于，包括以下步骤：

A、对长度为N的OFDM信号进行频移，使得其中所需取出的信号的频率在滤波器的滤波范围内，其中N为接收到的原始OFDM信号长度；

B、对频移后的长度为N的OFDM信号进行滤波；

C、对滤波后的长度为N的OFDM信号进行抽取，抽取率为L＝N/M，得到长度为M的时域信号，其中M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，n为正整数，N_P为需要取出的频域信号的正交子载波个数，N＞M＞N_P；

D、对长度为M的时域信号进行M点的离散傅立叶变换DFT，得到包含M个正交子载波的频域信号，根据所需取出的信号的设定频域位置，从包含M个正交子载波的频域信号中取出N_P个正交子载波的频域信号。

2、如权利要求1所述的OFDM信号的接收方法，其特征在于，所述步骤A之前进一步包括：

对接收到的OFDM信号进行去循环前缀CP处理，得到长度为N的OFDM信号。

3、如权利要求1或2所述的OFDM信号的接收方法，其特征在于，步骤A所述频移的频移量为k＝N₀/2-k₀-N_p/2，其中N₀为有效子载波个数，k₀为所需取出的OFDM信号的正交子载波的频域起始位置。

4、如权利要求1或2所述的OFDM信号的接收方法，其特征在于，步骤B所述滤波为低通滤波，采用数字低通滤波器，所述数字低通滤波器的频率响应为 $H\left(e^{\mathrm{j\&omega;}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{L}& 0\&le;\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}\\ 0& \end{array}\right.,$ 其中N′为N_p与M之间的一个整数。

5、如权利要求1或2所述的OFDM信号的接收方法，其特征在于，步骤C所述抽取的方法为在长度为N的OFDM信号中抽取位于抽取率L的整数倍位置上的点，共抽取M个点。

6、一种正交频分复用OFDM信号的接收装置，其特征在于，该装置包括：

频移单元，对长度为N的OFDM信号进行频移，使得其中所需取出的信号的频率在滤波器的滤波范围内，将频移后的信号输出到滤波单元，其中N为接收到的原始OFDM信号长度；

滤波单元，接收频移单元输出的频移后的信号，对其进行滤波并将滤波后的信号输出到抽取单元；

抽取单元，接收滤波单元输出的滤波后的信号并对其进行抽取，抽取率为L＝N/M，得到长度为M的时域信号并将其输出到离散傅立叶变换DFT单元，其中M是等于2ⁿ并且大于等于N_P的最小数，n为正整数，N_P为需要取出的频域信号的正交子载波个数，N＞M＞N_P；

DFT单元，接收抽取单元输出的长度为M的时域信号并对其进行M点的DFT，得到包含M个正交子载波的频域信号，根据所需取出的信号的设定频域位置，从包含M个正交子载波的频域信号中取出N_P个正交子载波的频域信号。

7、如权利要求6所述的OFDM信号的接收装置，其特征在于，所述装置中进一步包括：

去循环前缀CP单元，接收OFDM信号并去掉其起始位置的CP，得到长度为N的OFDM信号。

8、如权利要求6或7所述的OFDM信号的接收装置，其特征在于，所述频移单元的频移量为k＝N₀/2-k₀-N_p/2，其中N₀为有效子载波个数，k₀为所需取出的OFDM信号的正交子载波的频域起始位置；

或，

所述滤波单元进行低通滤波，采用数字低通滤波器，所述数字低通滤波器的频率响应为 $H\left(e^{\mathrm{j\&omega;}}\right)=\left\{\begin{array}{cc}\sqrt{L}& 0\&le;\left|\mathrm{\&omega;}\right|\&le;\frac{N^{\&prime;}}{N}\mathrm{\&pi;}\\ 0& \end{array}\right.,$ 其中N′为N_p与M之间的一个整数；

或，

所述抽取单元在长度为N的OFDM信号中抽取位于抽取率L的整数倍位置上的点，共抽取M个点。

9、如权利要求6或7所述的OFDM信号的接收装置，其特征在于，所述频移单元、滤波单元、抽取单元和DFT单元位于基带处理单元BBU中。

10、如权利要求7所述的OFDM信号的接收装置，其特征在于，所述去循环前缀CP单元位于射频拉远模块RRU中。

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