CN101573900A - 相干光接收机中的适应性偏振跟踪和均衡 - Google Patents

Abstract

一种用于操作光接收机的方法，包括：在采样时间序列的每个采样时间，产生第一2D复数字信号矢量，其中该矢量的第一分量指示调制后的光载波的一个偏振分量的相位和振幅并且其第二分量指示该载波的另一个偏振分量的相位和振幅。针对每一个采样时间，该方法包括：构建第二2D复数字信号矢量，所述第二2D复数字信号矢量为针对一个采样时间的第一2D复数字矢量的旋转。该旋转补偿了在光发射机和光接收机之间传输调制后的光载波所产生的偏振旋转。

Description

相干光接收机中的适应性偏振跟踪和均衡

技术领域

本发明涉及相干光接收机和操作相干光接收机的方法

背景技术

本节介绍可能对有助于更好理解本发明有所帮助的方面。因此本节的陈述应按上述方式理解，而不应被理解为关于现有技术中有什么或者现有技术中没有什么的承认。

在光通信***中，已经考虑用于不同的方案实现相干检测。尽管经常需要零差(homodyne)检测，但在光通信***中以高数据速率实现零差检测是相当困难的。零差检测涉及对接收到的载波进行相位锁定，并且对于光载波来说相位锁定的实现通常是十分复杂的。部分地由于光零差检测的这一缺陷，外差(heterodyne)和内差(intradyne)检测也已经被考虑用于相干光接收机。

在内差检测中，接收机使用本地振荡器以对携带数据的载波进行下混。然而，接收机的本地振荡器并没有紧紧地对携带数据的光载波进行相位或者频率锁定。取而代之地，接收机的本地振荡器的频率被宽松地配置为比携带数据的载波的带宽更接近于携带数据的载波的频率。因此，典型地内差光接收机不具有光相位锁定环。由于不需要光锁相环，内差光接收机可以在相干光检测中提供优势。

相干检测可以被用于恢复经由相移键控(PSK)调制方案传送的数据。然而，PSK调制数据的接收机的性能通常对于频率偏移和载波线宽是十分敏感的。因此，有效率地实现针对PSK调制光载波的内差光接收机提出了一些挑战。

发明内容

不同的实施例使用数字信号处理来解决与从经由相移键控(PSK)调制的光载波中恢复数据相关联的问题。通过数字信号处理，一些实施例提供了自适应偏振跟踪，并且一些实施例提供了自适应均衡。即使当光通信信道使载波的偏振随时间变化和/或引入了依赖偏振的相移时，类似的数字信号处理也可以补偿光符号间的干扰(OISI)。

本文中，混合光检测器具有一个或多个光端口，用于输入具有一个或多个待测量属性的光，并且该混合光检测器包括一个或多个电输出端口，用于输出一个或多个电信号，指示针对输入至一个或多个光端口的光的一个或多个属性的值。

一实施例的特征在于一种装置，包括光接收机，被配置为从经PSK调制的光载波中恢复数据。该光接收机包括光检测器和数字处理器。光检测器被配置为产生具有第一和第二数字分量的矢量的序列。每个第一分量指示调制后的光载波在相应采样时间的第一偏振分量的复数值。每个第二分量指示调制后的光载波在该采样时间的不同的第二偏振分量的复数值。数字处理器被连接为接收该矢量，并且被配置为以补偿从光发射机向光接收机发射调制后的光载波所产生的偏振旋转的方式，对每个接收到的矢量独立地进行旋转。

在该装置的一些实施例中，数字处理器被配置为使用与较早的一次旋转所产生的矢量的分量大小间的差成正比的量来迭代更新每个旋转角度。数字处理器可以被配置为评估旋转的矢量的一个分量的振幅中的误差。数字处理器可以被配置为基于连续的旋转后的矢量的第一分量之间的差分相位误差来均衡旋转后的矢量的第一分量。数字处理器还可以被配置为基于连续的旋转后的矢量的第二分量之间的差分相位误差来均衡旋转后的矢量的第二分量。

在该装置的一些实施例中，数字处理器被配置为旋转接收到的矢量，而不执行矢量的第一和第二分量之间的相互均衡。

在该装置的一些实施例中，该处理器被配置为以倾向于均衡第一第二分量的振幅的方式来进行旋转。

在该装置的一些实施例中，混合光检测器包括光混合器，被配置为在第一输出处输出调制后的光载波和参考光载波的第一结果并且在第二输出处输出具有不同相对相位的载波的第二结果。在类似实施例中，数字处理器还可以被配置为基于连续的旋转后的矢量的第一分量之间的评估后的差分相位误差来均衡旋转后的矢量的第一分量。

另一个实施例的特性是一种装置，包括光接收机，被配置为恢复以PSK调制方式被调制在接收到的光载波上的数据。该光接收机包括光检测器和数字处理器。光检测器被配置为产生具有第一数字电信号分量的矢量的序列。每个第一电数字信号分量指示接收到的光载波在相应采样时间的一个偏振分量的值。该数字处理器被连接为接收第一数字电信号分量，并且响应于第一数字电信号分量中连续数字电信号分量间的差分相位误差，均衡第一数字电信号分量。

在该装置的一些实施例中，光检测器被配置为产生矢量的第二数字电信号分量。每个第二数字电信号分量指示接收到的光载波在相应的采样时间的另一个偏振分量的值。数字处理器可以被配置为响应于第二数字电信号分量中连续数字电信号分量间的差分相位误差，均衡第二数字电信号分量。

在该装置的一些实施例中，数字处理器可以包括被配置为作为FIR滤波器工作的设备，所述设备通过产生(2L+1)个连续的第一数字电信号分量的加权和来均衡第一数字电信号分量，其中L大于或者等于1。数字处理器还可以包括权重更新设备，权重更新设备被配置为基于差分相位误差来更新定义所述和的权重。

另一个实施例的特性是一种用于操作光接收机的方法。该方法包括：在采样时间序列的每一个采样时间，生成第一2D复数字信号矢量，该矢量的第一分量指示调制后的光载波的一个偏振分量的相位和振幅并且其第二分量指示该载波的另一个偏振分量的相位和振幅。针对每一个采样时间，该方法包括构建第二2D复数字信号矢量，所述第二2D复数字信号矢量为针对一个采样时间的第一2D复数字矢量的旋转。该旋转补偿在光发射机和光接收机之间传输调制后的光载波所产生的偏振旋转。

在一些实施例中，该方法还包括使用与较早的一次旋转所产生的矢量的分量大小间的差成正比的量来迭代更新每个旋转角度。

在一些实施例中，该方法还包括：在构建行为之前，针对所述构建行为更新旋转的形式，使得上述一个构建行为产生第二2D复数字信号矢量，其中该复数字信号矢量的第一和第二分量具有更均衡的振幅。

在一些实施例中，该方法还包括基于连续的第二2D复数字信号矢量的第一分量之间的差分相位误差，均衡第二2D数字信号复矢量的第一分量。该方法可以使得每个第一分量的均衡包括：产生(2L+1)个连续的第二2D复数字信号矢量的第一分量的加权和，其中L大于或者等于1。

附图说明

图1A、1B和1C示出了可以在本文所述的实施例中被实现的正交PSK(QPSK)、八PSK(8PSK)以及十六PSK(16PSK)符号星座图；

图2是示出了光通信***的框图；

图3A是示出了图2所示的相干光接收机的一实施例的框图；

图3B是示出了包括单个光混合器的图2的相干光接收机的备选实施例的框图；

图4是示出了图3A的混合光检测器的一实施例的框图；

图5A是示出了图3A和3B的数字信号处理器(DSPs)实施例的框图，所述数字信号处理器补偿了传播引起的偏振旋转；

图5B是示出了提供均衡的图3A-3B的DSPs的实施例的框图；

图5C是示出了图3A和3B的DSP的实施例的框图，其补偿传播引起的偏振旋转并提供均衡；

图5D是示出了图3A和3B的DSP的实施例的框图，其在光通信***中提供了均衡并且没有使用偏振复用；

图5E是示出了图3A和3B的DSP的实施例的框图，其纠正了传播引起的偏振旋转并且在光通信***中提供了均衡并且没有使用偏振多路复用；

图6是示出了用于更新旋转角度的过程的流程图，其中旋转角度定义了偏振旋转，并且该过程是通过图5A的DSP完成的；

图7是示出了针对图5B的DSP中的ODLF均衡器的一结构的框图；

图8是示出了一种操作图7所示的ODLF均衡器的方法的框图；以及

图9是示出了一种更新图7的ODLF均衡器中的FIR滤波器的权重系数的方法的框图。

在附图和文本中，相似的参考数字指示具有相似功能的元件。

在附图中，对一些特征的相对尺寸进行了夸大，以更清晰地说明其中的一个或多个结构。

本文中，通过附图和对说明性实施例的详细描述，更全面地描述了不同的实施例。然而，本发明可以用不同形式来体现，并且不受限于附图和对说明性实施例的详细描述中所描述的实施例。

具体实施方式

美国专利申请11/204,607中描述了可用于本文的实施例中的、用于光数据传输和相干光接收的方法和装置，美国专利申请11/204,607中由Young-Kai Chen等人提交于2005年8月15日，并且其全部内容被合并于此以作参考。本文中，Y.K.Chen等人的该美国专利申请将被称作‘607申请。

光接收机将接收到的经PSK调制的光载波转换为数字数据符号流。为了有效进行类似转换，本文描述的内差光接收机的一些实施例可以包括一个或多个特定变型。一个特定变型旨在补偿内差光接收机的本地光振荡器和调制后的光载波之间的频率和相位同步的缺失。另一个特定变型旨在补偿或者纠正光接收机的本地光振荡器和调制后的光载波之间的偏振锁定的缺失。一个或多个特定变型还旨在补偿或者纠正由光通信信道产生的、调制后的光载波的一个或多个降级。这些降级可以包括放大自发射(ASE)噪声，放大自发射噪声可以是由内嵌光放大器和/或光符号间干扰所产生的，符号间干扰可以是由色散或者偏振模色散(PMD)以及由PMD所引起的偏振旋转引起的。

图1A至1C示出了一些符号星座图，这些符号星座图可以被用在本文描述的光通信***中将数据调制到光载波上。星座图包括图1A的正交PSK(QPSK)星座图、图1B的八PSK(8PSK)星座图、图1C的十六PSK(16PSK)星座图。QPSK、8PSK、15PSK分别具有4、8和16个符号，所述符号在复平面上被示为点(1)，(2)，……，(16)。在不同实施例中，将所选PSK星座图的符号调制在光载波的相位上，即，调制为形式exp(iθ_S)的因子。对于QPSK、8PSK、16PSK星座图来说，变量θ_S可以分别属于{0，π/2，π，3π/2}，{0，π/4，π/2，3π/4，π，5π/4，3π/2，7π/4}，以及{0，π/8，π/4，3π/8，……，15π/8}。在不同实施例中，例如正如通过图1A至1C中的2、3和4比特字的映射那样，这些PSK星座图的符号还可以被分别用于对2、3以及4比特的数据字进行差分编码。

图2一般性地示出了光通信***10，其中经PSK调制的光载波传输数据。光通信***10包括光发射机12、光通信信道14、以及光接收机16。光发射机12调制连续的光波以具有所选PSK格式(例如QPSK、8PSK或者16PSK)的符号序列。光发射机12可以对具有不归零(NRZ)或者归零(RZ)格式的光脉冲进行PSK调制。光发射机12或者将一个PSK符号流调制在光载波的线偏振分量上，或者将独立的PSK符号流调制在光载波的每个线偏振分量上。后一技术被称作偏振复用。光通信信道14从光发射机12向光接收机16传输经PSK调制的光载波。光通信信道14可以包括自由空间光链路和/或单跨或者多跨光或者全光光纤传输线路。光接收机16从调制后的光载波中恢复一个或者两个估计符号流，即，具体依赖于光载波是否已经经过偏振复用，所述光载波是从光通信信道14接收到的。

图3A示出了图2的光接收机16的一个实施例。光接收机16包括本地光振荡器18；两个光偏振分离器20；两个2x2混合光检测器22_V、22_H；数字信号处理器(DSP)24；以及连接元件18、20、22_V、22_H、24的多个光波导(OW)和电气线路(EL)。本文中，字母“V”和“H”将被用于指定两种不同的线偏振分量，例如，实验室框架的互相正交的“垂直”和“水平”分量。

本地光振荡器18产生连续波(CW)参考光载波，其波长大约是从光通信信道14接收到的光载波的波长。本地光振荡器18是相干光源，例如，环境稳定的二极管激光器。本地光振荡器18将在混合光检测器22_V，22_H中对接收到的光载波进行下混频。因此，本地光振荡器18被设置为输出具有频率ω_RC的参考光载波，所述频率大致等于接收自光通信信道14的调制后的光载波的频率ω_MC。然而，光接收机16不具有将CW参考光载波的相位紧紧锁至接收自光通信信道14的调制后的光载波的相位的光锁相环(PLL)。事实上，来自本地光振荡器18和/或光发射机12的光的线宽可以产生足以破坏调制后的光载波和参考光载波之间的任意类似的紧密相位同步的频率变化。因此，参考光载波和调制后的光载波可以具有基本随时间漂移的相移。

即使没有频率锁定，光接收机16的一些实施例也能够作为内差检测器工作。在这些实施例中，光发射机12可以使用例如频率稳定的光源来产生光载波，并且本地光振荡器18可以使用例如频率稳定的光源来产生参考光载波。

两个光偏振分离器20将来自本地光振荡器18的参考光载波和来自光通信信道14的调制后的光载波分离成为几乎正交的线偏振分量“H”和“V”，如实验室框架中的“垂直”和“水平”分量。每个光偏振分离器20将V线偏振分量的光传送至2x2混合光检测器22_V的一个光输入，并且将几乎正交的H线偏振的光传送至另一2x2混合光检测器22_H的一个光输入。因此，每个2x2混合光检测器22_V，22_H在其一个光输入上接收来自本地光振荡器18的光，并且在其另一个光输入上接受来自光通信信道14的光。

混合光检测器22_V，22_H将在它们的光输入处接收到的光进行相干混合，并且在它们的电输出处输出混合结果的数字测量。特别地，每个混合光检测器22_V，22_H在其电输出处输出复数字信号值。该复数字信号值指示了用参考光载波进行下混频的经调制的光载波的相应偏振分量的复振幅，即，复数字信号包括振幅和相位信息。混合光检测器22_V，22_H通过对光检测器的电信号电平进行采样(即，以光发射机12生成的光载波的调制频率或者其整数倍的频率作为采样频率进行采样)来产生复数字信号值。在第k个采样周期中，混合光检测器22_V和22_H输出相应的复数字信号值，相应的复数字信号值将被称作Y_V(k)和Y_H(k)，其中Y_V(k)＝Re[Y_V(k)]+i·Im[Y_V(k)]和Y_H(k)＝Re[Y_H(k)]+i·Im[Y_H(k)]。

DSP 24根据混合光检测器22_V，22_H输出的一个或者两个复数字数据值的流(即，流Y_V(k)s和Y_H(k)s)构建一个或多个估计数字符号的输出流，即D(k)s。在输出流中，每个D(k)是PSK星座图的符号的估计，以调制周期“k”由调制后的光载波来承载。DSP 24可以对复数字信号值的流(即，流Y_H(k)，Y_H(k+1)，……以及Y_V(k)，Y_V(k+1)，……)执行不同类型的数字处理，以产生估计符号的一个或多个输出流。数字处理可以补偿或者纠正由于例如PMD、色散、噪声、和/或光发射机12和本地光振荡器18的线宽造成的信号降级。

图4示出了混合光检测器22_x(例如，图3的混合光检测器22_V，22_H的示例实施例)，混合光检测器22_x被配置为检测经QPSK调制的光载波。在此处和下文中，下标“X”将视情况或者指“H”线偏振分量或者指“V”线偏振分量。混合光检测器22_x包括光混合器(OH)以及第一和第二光检测器，第一和第二光检测器通过数字采样测量光混合器OH所输出的光的强度。

光混合器包括两个1x2光强度分离器28A，28B；光相位延迟30；以及两个2x2光混合器32A，32B；以及连接这些不同元件的光波导OW。光混合器在两对光输出处(例如对(1，2)和对(3，4))产生调制后以及参考光载波的干涉混合。在每对的两个输出处的混合的相对强度对于干涉光的相对相位是敏感的。干涉混合的相对相位在第一对(1，2)光输出和第二对光输出(3，4)处是不同的。由Noriaki Kaneda以及Andreas Leven在2006年6月23日提交的题为“System And MethodFor Receiving Coherent，Polarization-Mutiplexed Optical Signals”的美国专利申请No.11/426,191描述了适合图1A、1B以及2的光接收机16，16’的示例光混合器，并且将其全部内容合并于此以作参考。

每个光检测器包括一对34A，34B匹配的光电二极管36A，36B；差分放大器38A，38B；以及模数转换器40A，40B；以及互连这些不同元件的电气线路EL。每个光检测器在光混合器OH的一对光输出处(即对(1，2)或者对(3，4))测量光信号。事实上，每个光检测器通过在光混合器的一对光输出处对干涉载波的强度进行采样，来产生数字电气值的序列。

每个1x2光强度分离器28A，28B对接收到的光进行功率分离，使得上述光的大约50％被导向其每个光输出。一个1x2光强度分离器28A被连接用于接收来自本地光振荡器18的光并且对其进行功率分离。另一1x2光强度分离器28B被连接用于接收接收自光通信线路14的调制后的光载波的光并且对其进行功率分离。每个1x2光强度分离器28A，28B由光波导OW连接，以向2x2光混合器32A的光输入发送光，并且由另一个光波导OW连接，以向另一2x2光混合器32B的光输入发送光。

如此一来，光相位延迟30和波导管OW在从1x2光分离器28B向2x2光混合器32A传送的光和从1x2光分离器28B向2x2光混合器32B传送的光之间引入了相对相位延迟Δ。典型地，相对相位延迟Δ，在模Nπ余π/3和2π/3之间。相对相位延迟Δ最好在模Nπ余3π/8和5π/8之间，特别最好是大约模Nπ余π/2。此处，N是整数。相反，另一光波导OW不在从另一光强度分离器28A向2x2光混合器32A传送的光和从另一光强度分离器28A向2x2光混合器32B传送的光之间引入实质上的相对相位延迟，即模Nπ无余数。

可选地，光相位延迟30可以被连接至1x2光分离器28A的一个光输出，而不是1x2光分离器28B的一个光输出(图中未示出)。此时，光相位延迟30将在从1x2光分离器28A向2x2光混合器32A传送的光和从1x2光分离器28A向2x2光混合器32B传送的光之间引入相对相位延迟Δ。这样的相对相位延迟Δ在模Nπ余π/3和2π/3之间。相对相位延迟Δ最好在模Nπ余3π/8和5π/8之间，特别最好是大约模Nπ余π/2。此处，N是整数。在类似的实施例中，在另一光强度分离器28B和光混合器32A，32B之间的光波导OW几乎没有在传送至两个光混合器32A，32B的光之间引入相对相位延迟，即模Nπ无余数。

在混合光检测器22_X中，每个2x2光混合器32A，32B被连接为接收调制后的光载波和参考光载波的相同的线偏振分量。光混合器32A，32B混合(即，干涉)在它们的光输入处接收到的光，以在它们的光输出处产生上述光的预选组合。光混合器32A，32B可以是例如常规或者多模干涉(MMI)设备。

2x2光混合器32A，32B产生调制后的光载波的下混频版本。第一光混合器32A混合其光输入接收的光，使得在其光输出处的光的强度之间的差异指示接收自光通信信道14的光和接收自本地光振荡器18的光之间的相位差，即(φ+t·[ω_MC-ω_RC])。此处，ω_MC和ω_RC分别是调制后的光载波和参考光载波的频率，“t”是时间，并且φ是相移。特别地，在第一光混合器32A的第一光输出1处的光强度减去在第一光混合器32A的第二光输出2处的光强度与在第一光混合器32A的两个光输入处的光的振幅乘以相对相位依赖因数(例如sin(φ+t·[ω_MC-ω_RC]))成正比。类似地，第二光混合器32B也混合了在其光输入处接收的光，使得在其光输出3，4处的光的强度之间的差异指示接收自光通信信道14的光和接收自本地光振荡器18的光之间的相位差，即(φ+t·[ω_MC-ω_RC])。特别地，如果上述相对相位延迟Δ，是模2Nπ余π/2，其中N是整数，那么在第二光混合器32B的第一光输出3处的光强度减去在第二光混合器32B的第二光输出4处的光强度与在第二光混合器32B的两个光输入处的光的振幅乘以另一相对相位依赖因数(例如cos(φ+t·[ω_MC-ω_RC]))成正比。

在2x2光混合器32A，32B的每个光输出1至4处，相应的光电二极管36A，36B被放置为检测输出光的强度。光电二极管形成两对具有平衡的或者匹配的光灵敏度的34A，34B。在对34A，34B中，每个光电二极管36A，36B在差分放大器38A，38B的一个输入处产生指示检测到的光强度的电压或者电流。

每个差分放大器38A，38B输出模拟电压，即V_X，1或者V_X，2，模拟电压与施加于其两个输入上的电压差成正比。

由模拟电压V_X，1和V_X，2，第一和第二A/D转换器40A，40B产生数字信号值的相应的第一和第二时域序列，即Y_X，1(k)，Y_X，1(k+1)，……以及Y_X，2(k)，Y_X，2(k+1)，……。为了产生这些序列，A/D转换器40A，40B以可能等于符号/调制速率或者可能是调制/符号速率的整数倍的采样速率对模拟电压V_X，1以及V_X，2采样。A/D转换器40A，40B在第k个采样周期向DSP 24发送数字信号值Y_X，1(k)或者Y_X，2(k)。

每个复数字信号值Y_X(k)＝Y_X，1(k)+iY_X，2(k)可以被建模为具有以下形式：

Y_X(k)＝B_X(k)·exp[i·φ_X(k)]+N_X(k)            (1)

在上面等式中，B_X(k)和φ_X(k)是振幅和相位，并且N_X(k)是在采样周期“k”的噪声。相位φ_X(k)可以由Φ_B(k)+Φ_S(k)+k·T·(ω_MC-ω_RC)来表示，其中T是采样周期，Φ_B(k)是针对PSK符号的相位，并且Φ_S(k)是汇聚相位噪声。由于图2至3的光发射机12和/或本地光振荡器18的线宽的缘故，汇聚相位噪声Φ_S(k)可以获得实质的贡献。

再次参见图3，在每个采样周期“k”，DSP 24处理2D复数字矢量Y(k)，即，Y(k)＝[Y_V(k)，Y_H(k)]^T。(本文中，上标

以及“T”分别表示赫米特(Hermetian)共轭以及矩阵转置)。矢量Y(k)对应于2D矢量P(k)，其分量是光接收机16正在尝试由接收到的调制后的光载波恢复的实际调制相位。即，P(k)＝[P_V(k)，P_H(k)]^T，其中相位P_V(k)和P_H(k)由光发射机12在相应的调制时间分别调制在光载波的相应的“V”和“H”偏振分量上。由于发送和接收信号质量下降，矢量Y(k)通常和原始矢量P(k)不同。DSP 24可以执行不同类型的Y(k)s的数字处理以恢复对原始P(k)s更好的估计。

图3B示出了光接收机16’的备选实施例。光接收机16’是光检测器，其包括本地光振荡器18；单个光混合器OH；四个光偏振分离器20、四对34A，34B匹配或者平衡的光电二极管36A，36B；四个差分放大器38A，38B；DSP 24；以及连接上述元件的光波导OW和电线EL。在光接收机16’中，每个元件具有与图3A和4的光接收机16的相似标记的元件(例如被标记为18、20、34A、34B、36A、36B、38A、38B、OW、EL的元件)相似的结构和/或功能。同样地，光接收机16’接收并且输出相似的光和电信号。另外，光接收机16和光接收机16’中传送至DSP24的数字采样的值Y_V，1(k)、Y_V，2(k)、Y_H，1(k)、Y_H，2(k)是类似的。因此，光接收机16，16’可以都具有实质上相同的DSP 24。

光接收机16’在光混合器OH的光输出1、2、3、4处而不是在向其上发送光之前执行偏振分离。每个光偏振分离器20从光混合器OH的一个光输出1、2、3、4向不同的光电二极管36A，36B发送光的两个偏振分量。因此，光接收机16’具有单个光混合器OH，而不是如图1A和2中的光接收机16中的两个光混合器OH。

在光接收机16’中，光混合器OH可以是块(bulk)光混合器而不是如图4中所示的平面光混合器OH。合适的块光混合器通常是由Optoplex公司销售的，Optoplex公司的地址是3374-3390GatewayBoulevard，Fremont，California 94538，美国(网址为www.optiplex.com)。

关于图3A和3B的光接收机16，16’，通过图5A至5E中所示的DSP24A、24B、24C、24D、24E的特定实施例来说明那其中的示例类型的数字处理。

参见图5A和5C，DSPs 24A，24C包括偏振跟踪单元(PolTrack)44。Poltrack单元44对每个接收到的2D复矢量Y(k)分别执行线性变换，以产生2D复矢量Z(k)，即，Z(k)＝[Z_V(k)，Z_H(k)]^T。线性变换为：

Z(k)＝J(k)·Y(k)。                               (2)

此处，2x2矩阵J(k)进行旋转。因此，J(k)的分量是：

J₁₁＝J₂₂＝cos[θ(k)]和J₂₁＝-J₁₂＝sin[θ(k)]。    (3)

单个旋转角度θ(k)定义了矩阵J(k)。有规律地更新旋转角度θ(k)以跟踪由光通信信道14的时间演进引起的改变。旋转角度θ(k)的更新被配置为使得旋转后的矢量Z(k)的“V”和“H”分量以及原始相位调制矢量P(k)保持基本对齐。特别地，PolTrack单元44对Y(k)s进行变换，以跟踪从光接收机12通过光通信信道14的传播产生的偏振旋转。

图6示出了用于动态更新旋转角度θ(k)的方法50。例如，PolTrack单元44可以被配置为执行更新方法50。PolTrack单元44可以在每个采样周期期间在普通操作期间执行方法50，或者可以以更低的频率执行方法50以更新θ(k)。

对于旋转角度θ(k)的每个更新来说，方法50包括评估平方幂误差和相对于旋转角度θ(k)的梯度(步骤52)，所述平方幂误差存在于PolTrack单元44最后产生的2D复数字信号矢量Z(k)的分量中。Z(k)的“V”和“H”分量分别具有幂误差e_V(k)和e_H(k)，由下式给出：

e_V(k)＝|P_V(k)|²-|Z_V(k)|²＝1-|Z_V(k)|²以及

e_H(k)＝|P_H(k)|²-|Z_H(k)|²＝1-|Z_H(k)|²。        (4)

上面，由于P_V(k)和P_H(k)是最多是常数振幅的相位，因此幂误差的第二种形式成立，其中常数振幅已经取值为一。根据Z(k)的上述定义，e_V(k)和e_H(k)的θ(k)梯度可以满足：

${\∂}_{\mathrm{\θ}\left(k\right)}\left[e_H\left(k\right)\right]=-{\∂}_{\mathrm{\θ}\left(k\right)}\left[e_V\left(k\right)\right]---\left(5\right)$

$=[{\left|Y_H\left(k\right)\right|}^2-{\left|Y_V\left(k\right)\right|}^2]\·\sin \left[2\mathrm{\θ}\left(k\right)\right]-2\·\mathrm{Re}[Y_V\left(k\right)\·Y_H*\left(k\right)]\·\cos \left[2\mathrm{\θ}\left(k\right)\right].$

2D复矢量Z(k)的平方幂误差和相对于旋转角度θ(k)的梯度是 ${\∂}_{\mathrm{\θ}}[{\left(e_H\left(k\right)\right)}^2+{\left(e_V\left(k\right)\right)}^2].$ 根据等式(4)至(5)，该表达式可以满足：

${\∂}_{\mathrm{\θ}}[{\left(e_H\left(k\right)\right)}^2+{\left(e_V\left(k\right)\right)}^2]=$

$\mathrm{\γ}[{\left|Z_V\left(k\right)\right|}^2-{\left|Z_H\left(k\right)\right|}^2]{\∂}_{\mathrm{\θ}}\left[e_H\left(k\right)\right]---\left(6\right)$

步骤52的执行可以包括用等式(5)评估并且使用

的值来评估等式(6)的右侧部分。

对于旋转角度θ(k)的每次更新来说，方法50包括用与所评估的针对最后评估的矢量Z(k)的两个分量的平方幂误差的梯度成正比的量来更新最后的旋转角度θ(k)(步骤54)。根据上面的等式(6)，步骤54包括对旋转角度执行迭代更新：

$\mathrm{\θ}(k+1)=\mathrm{\θ}\left(k\right)+\mathrm{\γ}[{\left|Z_V\left(k\right)\right|}^2-{\left|Z_H\left(k\right)\right|}^2]{\∂}_{\mathrm{\θ}}\left[e_H\left(k\right)\right]---\left(7\right)$

此处，γ是修正更新步长的预选的正数。根据等式(7)，更新步骤54涉及向θ(k)添加修正，其中该修正与|Z_V(k)|和|Z_H(k)|之间的差异成正比，即，该更新与|Z_V(k)|-|Z_H(k)|成正比。更新后的旋转角度将被PolTrack单元44使用，以将接收自混合光检测器22_V，22_H的下一个复数字信号矢量Y(k)进行旋转。

上面的方法50更新旋转角度θ(k)，使其被配置为均衡PolTrack单元44所产生的矢量Z(k)的偏振分量的能量。

另外，等式(1)的偏振跟踪变换和更新方法50都没有涉及均衡。例如，旋转角度θ(k)的每次迭代更新是基于一个稍早采样周期的能量误差。同样地，等式(1)的旋转不涉及复数字信号矢量Y(k)的独立偏振分量的均衡。具体地，方法50的执行不包括复数字信号矢量Y(k)的两个偏振分量Y_V(k)和Y_H(k)的交叉均衡。在方法50执行期间，矢量Y(k)的两个偏振分量都不被在稍早采样时间的数字信号矢量Y(k)的分量的加权和所替代，其中，所述和包括其它偏振分量。由于缺少对均衡的依赖，PolTrack单元44可以是更简单和更快速的硬件设备。

如等式(5)和(7)所示，方法50不要求知道正在被传送的特定相位数据。因此，方法50可以在没有传送训练符号的预选序列的情况下被实现。事实上，不论调制在“V”和“H”偏振分量上的符号序列是相同还是无关序列，PolTrack单元44均可以有效率地实现方法50。采用方法50，当光发射机12将数据偏振复用至所发射的光载波上时，PolTrack单元44可以有效率地运行，否则可以帮助实现光接收机16的偏振分集实施例。

参见图5B，DSP 24B包括两个光线性差分滤波器(OLDF)均衡器46V，46H。可选地，DSP 24B包括符号估计合并器(SEC)48，例如对于光接收机16，16’的实施例，符号估计合并器(SEC)48被配置为接收其上数据不是偏振复用的经调制的光载波。ODLF均衡器46V处理2D复数字序列Y_V(k)s以产生复数字序列D_V(k)s，其中光符号间干扰(OISI)的时域加宽效果得到减小。ODLF均衡器46H处理复数字序列Y_H(k)s以产生复数字序列D_H(k)s，其中OISI的时域加宽效果得到减小。ODLF均衡器46V，46H在图7中示出，其中“X”视情况指代“V”或者“H”线偏振分量。

图7示出了针对ODLF均衡器46X的示例结构。ODLF均衡器46X包括有限冲激响应(FIR)滤波器60、权重更新设备(WUD)62、一采样周期延迟(D)、以及串行负荷并行输出移位寄存器(SR)64。FIR滤波器60由Y_X(k)s通过图8的方法70产生均衡后的复D_X(k)s。另外，WUD 62经由图9的方法82对FIR滤波器60的(2L+1)个复系数(即，系数C_X，-L(k)，……，C_X，0(k)，……，C_X，+L(k))执行更新。FIR滤波器60的系数的类似更新被规则地完成，使得ODLF均衡器46X执行的均衡跟踪光通信信道14中的改变。

图8示出了用于使用图7的ODLF 46X执行均衡的方法70。该方法70包括从图3A或者3B中的光接收机16，16’中的光混合器OH顺次接收恰当的复数字信号值的序列，即Y_X(k)s(步骤72)。方法70包括：针对每个接收到的复数字信号值Y_X(k)，评估均衡后的复数字信号值D_X(k)，例如，可以针对每个Y_X(k)s评估一个D_X(k)(步骤74)。评估步骤74涉及形成(2L+1)个连续接收到的复数字信号值的加权平均值。即，所述和是对(2L+1)个时域相邻值(例如，值Y_X(k-L)，……，Y_X(k+L))的加权平均值。此处，L是定义了均衡区域的宽度的正整数。具体地，FIR滤波器60可以将每个经均衡的复数字信号值D_X(k)评估为如下定义的加权平均值：

在上面的等式(8)中，(2L+1)维度的复矢量C_X(k)和Y_X(k)是根据下式给出的：

C_X(k)＝[C_X，-L(k)，……，C_X，+L(k)]^T并且        (9)

Y_X(k)＝[Y_X(k+L)，……，Y_X(k-L)]^T                (10)

在等式(9)和(10)中，复权重矢量C_X(k)具有分量，即C_X，-L(k)，……，C_X，+L(k)，其是FIR滤波器60的权重系数。按照上述披露内容，本领域的技术人员将能够制作适于形成等式(8)的加权平均的示例FIR滤波器60。方法70还包括确定针对每个调制周期评估的经均衡的复数字信号值(即，一个或多个D_X(k)s)是否对应着训练序列中符号的调制相位P_X(k)(步骤76)。如果评估的复数字信号值对应于训练序列中的符号的调制相位P_X(k)的估计，方法70包括向WUD 62传送评估的经均衡的复数字信号值(即一个或多个D_Xs)，用于更新FIR滤波器60的权重系数(步骤78)。否则，所评估的经均衡的复数字信号值针对携带数据的符号形成调制相位因数P_X(k)的一个或多个估计。在那种情况中，方法70将包括输出所评估的经均衡的复数字信号值(即一个或多个D_X(k)s)，用于估计与调制相位因数P_X(k)相对应的携带数据的符号(步骤80)。

如果光发射机12不将PSK符号的独立序列调制到光载波的“V”和“H”偏振分量上，可选SEC 48(如图5B所示)可以合并或者比较来自两个ODLF均衡器46V，46H的所估计的调制相位，例如，以提供偏振分集。例如，SEC 48的处理可以获得针对实际符号的改进估计D(k)，，所述实际符号在相应的调制周期期间被调制到光载波上。可选SEC 48还可以在多于一个采样周期上合并针对调制符号的这样的估计相位，所述采样周期对应于针对实际调制符号值产生改进估计D(k)的相同调制周期。

图9示出了用于更新图7的FIR滤波器60的系数的方法82。

方法82包括在图7的WUD 62中评估差分均衡误差E_X(k)，差分均衡误差E_X(k)测量在训练符号的估计值和实际值之间的误差(步骤84)。WUD 62获得FIR滤波器60输出的估计值，即，在上述方法70的步骤78处。WUD 62可以从DSP 24B获得实际调制相位P_X(k)和P_X(k-1)，实际调制相位具有预选的值。例如，D_X(k)和P_X(k)都是单位一的N次方根，其中N是PSK星座图的尺寸。一个针对这样的差分均衡误差E_X(k)的示例定义由下面的等式给出：

$E_X\left(k\right)=P_X\left(k\right)\·P_X*(k-1)-D_X\left(k\right)\·D_X(k-1)---\left(11\right)$

由于误差E_X(k)是时域差分函数，在调制光载波的频率ω_MC和参考光载波的频率ω_RC之间的小的不匹配将不会典型地导致针对E_X(k)的较大幅度。因此，即使缺少在调制光载波和参考光载波之间的光相位或者频率锁定的情况下，也相信类似的差分误差提供了均衡相关的不匹配的充分测量。

其次，方法82包括确定针对(2L+1)维的复权重矢量C_X(k)的更新后的值。更新后的值基于所评估的差分均衡误差E_X(k)以及已经估计的和/或接收到的数字信号值(步骤86)。例如，步骤82可以在每个调制周期或者在每个采样周期按如下方式更新复权重矢量C_X(k)：

C_X(k+1)＝C_X(k)-β·E_X(k)^*·D_X ^*(k-1)·Y_X(k)  (12)

此处β是定义了更新步长的正数。

方法82包括将在步骤86中找到的更新后的复权重系数矢量C_X(k+1)加载至FIR滤波器60(步骤88)。然后，所加载的权重系数将被用于FIR滤波器60执行的下一次数字均衡。

方法82包括确定下一个将被FIR滤波器60输出的均衡后的复数字信号值(例如D_X(k+1))是否对应于另一个训练符号(即，针对新调制周期的训练符号)的估计调制相位(步骤90)。如果下一个输出的复数字值确实或者将对应于这样的新训练符号，方法82包括循环返回92，以再次执行步骤84。这样的循环92可以例如通过迭代地减少上述的差分均衡误差，来改善加载在FIR滤波器60上的权重系数的值。否则，方法82包括：将经均衡的复数字信号值D_X(k+1)作为针对调制光载波所携带的携带数据的符号的估计调制相位来输出(即，类似于在步骤80中的那样)，然后，将ODLF均衡器46X返回依照于图8的方法70执行均衡的模式(步骤94)。

在用于更新FIR滤波器60的复权重系数的方法80中，差分误差E_X(k)具有几个期望属性。首先，误差E_X(k)独立于调制光载波和参考光载波之间的任意常数相移。其次，假如采样周期足够短的话，误差E_X(k)基本上独立于小线宽引起的相位旋转。因此，ODLF均衡器46X即使在接收到的调制光载波和参考光载波之间的光相位锁定不存在的情况下，也可以补偿光通信信道14引起的OISI。通常希望避免这样的OPLL，这是由于OPLL的实施难以在光通信频率下达成。适应性均衡器46X提供了一种提供相干光检测而不使用这样的非期望OPLL的方法。

图5C示出了DSP 24C，DSP 24C结合了图5A的PolTrack单元44和图5B的DSP 24B，从而提供了对发生在光通信信道14中的偏振旋转和OISI的补偿。在DSP 24C中，PolTrack单元44按图5A所述的方式工作。在DSP 24C中，每个ODLF均衡器46V，46H如同图5B和7至9中的ODLF均衡器46X一样工作，其中来自PolTrack单元44的数字信号值Z_V(k)和Z_H(k)替代了来自混合光检测器22_V，22_H的数字信号值Y_V(k)和Y_V(k)。

结合PolTrack单元44和DSP 24B还可以对调制光载波的“V”和“H”偏振分量之间的PMD引起的相移提供一定程度的补偿。PolTrack单元44自身不能补偿这样的偏振相关的相移。这样的“H”和“V”偏振分量之间的相移可以在调制光载波通过光通信信道14传播时产生。ODLF均衡器46H和ODLF均衡器46V中的“H”和“V”偏振分量的独立均衡可以分别对这样的偏振相关的相移提供足够的补偿。

图5D示出了DSP 24D，其仅包括PolTrack单元44和一个图5B的ODFL均衡器46V。在DSP 24D中，ODLF均衡器46V如图5B的ODLF均衡器46X般工作。当调制光载波不是偏振复用时，DSP 24D可以纠正光通信信道14中的OISI。

图5E示出了DSP 24E，其包括图5C中示出的PolTrack单元44和一个ODFL均衡器46V。在DSP 24E中，PolTrack单元44和ODLF均衡器46V如在图5C的DSP 24C中那样工作。当调制光载波不是偏振复用时，DSP24E可以纠正一些光通信信道14中的偏振旋转和OISI。

再次参见图2，例如由于内嵌光放大器的缘故，一些光通信信道14可以产生高级别的光噪声。在这些光通信信道14中，基于差分相位误差的均衡(即基于E_X(k)s的均衡)可能不满足最佳均衡。对于类似的光通信信道14，可以将图7的ODLF均衡器46X串行地耦合至另一个均衡器的输入。该其它均衡器可以被配置为基于ODLF均衡器46X输出的经均衡的复信号值(即D_X(k)s)递归地估计被调制在接收到的光载波上的相位。在这样的实施例中，递归估计的相位还可以被馈送回WUD 62，用于更新FIR滤波器60的权重系数。在例如美国专利申请No.11/483,280中描述了用于对调制相位进行递归估计的数字处理方法和装置，所述申请题为“Recursive Phase Estimation for aPhase-Shift-Keying Receiver”，由Ut-Va Koc在2006年7月7日提交。该美国专利申请被全部并入于此以作参考。

根据本文的描述和附图，对于本领域技术人员来说显而易见，图3的DSP 24可以使用不同的方法来补偿偏振旋转和/或减少OISI，其中OISI是由光通信信道14产生的。例如，类似其它的方法可以使用不同于相对于图5A至5C以及6至9中描述的那些误差测量。

在图3A和3B的DSPs 24的一些实施例中，信号处理的第一或第二阶段可以包括针对在调制光载波和参考光载波之间的频率偏移引起的相位误差进行纠正。用于执行类似纠正的设备可能在光接收机16，16’中十分有用，并且在例如美国专利申请No.11/644,536中被描述，所述专利申请题为“Frequency Estimation In An Intradyne Optical Receiver”，由Andreas Leven等人在本专利申请日的同一天提交，并且全部并入于此以作参考。

根据上述披露内容、附图以及权利要求，其它实施例对于本领域技术人员来说将是显而易见的。

Claims (10)

1、一种装置，包括：

光接收机，被配置为从经PSK调制的光载波中恢复数据，所述光接收机包括：

光检测器，被配置为产生具有第一和第二数字分量的矢量的序列，每个第一分量指示调制后的光载波在相应采样时间的第一偏振分量的复数值，每个第二分量指示调制后的光载波在所述采样时间的不同的第二偏振分量的复数值；以及

数字处理器，被连接为接收所述矢量，并且被配置为，以补偿从光发射机向光接收机发射调制后的光载波所产生的偏振旋转的方式，对每个接收到的矢量独立地进行旋转。

2、根据权利要求1所述的装置，其中，所述数字处理器被配置为：使用与较早的一次旋转所产生的矢量的分量大小间的差成正比的量来迭代更新每个旋转角度。

3、根据权利要求1所述的装置，其中，所述数字处理器被配置为：将接收到的矢量进行旋转，而不执行矢量的第一和第二分量之间的相互均衡。

4、根据权利要求1所述的装置，其中，所述处理器被配置为以倾向于均衡第一第二分量的振幅的方式来进行旋转。

5、根据权利要求1所述的装置，其中，所述光检测器包括：

光混合器，被配置为在第一输出处输出调制后的光载波和参考光载波的第一混合结果，并且在第二输出处输出具有不同相对相位的载波的第二混合结果。

6、一种装置，包括：

光接收机，被配置为恢复以PSK调制方式被调制在接收到的光载波上的数据，所述光接收机包括：

光检测器，被配置为产生具有第一数字电信号分量的矢量的序列，每个第一电数字信号分量指示接收到的光载波在相应采样时间的一个偏振分量的值；以及

数字信号处理器，被连接为接收所述第一数字电信号分量，并且响应于第一数字电信号分量中连续数字电信号分量间的差分相位误差，均衡第一数字电信号分量。

7、根据权利要求6所述的装置，其中，

所述光检测器被配置为：产生矢量的第二数字电信号分量，每个第二数字电信号分量指示接收到的光载波在相应的采样时间的另一个偏振分量的值；并且

所述数字处理器被配置为：响应于第二数字电信号分量中连续数字电信号分量间的差分相位误差，均衡第二数字电信号分量。

8、一种用于操作光接收机的方法，包括：

在采样时间序列的每一个采样时间，生成第一2D复数字信号矢量，所述矢量的第一分量指示调制后的光载波的一个偏振分量的相位和振幅，并且所述矢量的第二分量指示所述载波的另一个偏振分量的相位和振幅；以及

针对每一个采样时间，构建第二2D复数字信号矢量，所述第二2D复数字信号矢量为针对一个采样时间的第一2D复数字矢量的旋转，所述旋转补偿在光发射机和光接收机之间传输调制后的光载波所产生的偏振旋转。

9、根据权利要求8所述的方法，还包括：在构建行为之前，针对所述构建行为更新旋转的形式，使得所述构建行为产生第二2D复数字信号矢量，所述复数字信号矢量的第一和第二分量具有更均衡的振幅。

10、根据权利要求8所述的方法，还包括：

将接收到的光载波的一个偏振分量与接收到的光载波的另一个偏振分量分离开；

在第一对光混合器中将分离的一个偏振分量与参考光载波进行混合；

在第二对光混合器中将分离的另一个偏振分量与参考光载波进行混合；

通过响应于所述混合，在采样时间对第一对光混合器输出的光的强度进行采样，来评估第一2D复数字信号矢量的第一分量；以及

通过响应于所述混合，在采样时间对第二对光混合器输出的光的强度进行采样，来评估第一2D复数字信号矢量的第二分量。

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