CN101557377B - 预滤波系数计算和干扰抑制方法、装置和*** - Google Patents

Abstract

本发明实施例涉及一种预滤波系数计算和干扰抑制方法、装置和***；其中装置包括预滤波系数计算装置、发射机或接收机。干扰抑制方法包括：根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息包括部分信道响应；根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数；根据得到的所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送。本发明实施例通过在发送端对待发送的时域信号进行类似信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收端接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于循环前缀长度的范围内，能够显著降低接收端为了抑制干扰所需的实现复杂度，且具有很好的干扰抑制效果。

Description

预滤波系数计算和干扰抑制方法、装置和***

技术领域

本发明及其实施例涉及无线宽带通信领域，特别是涉及一种预滤波系数计算和干扰抑制方法、装置和***。 

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)***或采用频域均衡技术的单载波***(single carrier system with frequency domain equalization，简称SC-FDE)，通常通过***循环前缀(Cyclic Prefix，简称CP)来消除无线信道多径传播带来的符号间干扰(Inter Symbol Interference，简称ISI)。当CP的长度大于或等于信道时延扩展长度时，理论上可以完全消除由于无线信道多径传播效应产生的符号间干扰(Inter Symbol Interference，简称ISI)，保持频域子载波间的正交性，这意味着在理想同步的前提下接收端将不存在块间干扰(Inter Block Interference，简称IBI)和载波间干扰(Inter Carrier Interference，简称ICI)。但是，当信道时延扩展长度大于CP长度，导致通常所称的“CP不足”时，即便采取了相应的符号同步技术以减少干扰，但IBI和ICI还是难以避免，一般会通过在接收机中采用干扰抑制技术来降低IBI和ICI的影响，保证接收性能。 

现有一类典型的IBI抑制技术是所谓的残留符号间干扰消除(Residual ISI cancellation，简称RISIC)及其类似方法，其基本思路是通过基于解调块判决反馈或译码反馈，来重构前一个符号块对当前符号块的IBI以及当前符号块缺失的CP部分，然后在FFT之前在时域对这两者进行补偿。该技术需要基于迭代来进行干扰消除，而众所周知，迭代接收导致的额外处理时延和计算量将大大增加接收机的复杂度。 

现有另外一类典型的IBI抑制技术是在信号接收端对时域接收信号进行信道缩短(Channel Shorten)均衡，使得等效信道(Equivalent Channel)响应的能量集中到CP长度范围内，从而来最小化IBI和ICI影响，保证频域子载波的正交性；等效信道为实际信道和信道缩短均衡器的级联***响应。 

发明人在实现本发明实施例过程中发现，由于宽带***中时域信道响应抽头数很多，相应地将导致时域信道缩短均衡系数求取中需要大矩阵求逆或分解，运算复杂度很高，基于当前应用较为广泛的接收机现有能力，实现难度大，不利于推广使用。 

发明内容

本发明实施例第一方面提供了一种干扰抑制方法、装置和***，用以在循环前缀的长度小于信道响应总长度情形下，降低接收端抑制干扰的运算复杂度。 

本发明实施例第二方面提供了一种预滤波系数计算方法和装置，用以获取预滤波系数，采用该预滤波系数对信号进行预滤波来进行干扰消除，有利于降低发送端或接收端抑制干扰的运算复杂度。 

本发明实施例提供了一种干扰抑制方法，包括： 

根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息包括部分信道响应； 

根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数； 

根据得到的所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送； 

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。 

本发明实施例还提供了另一种干扰抑制方法，包括： 

通过信道估计获得时域信道响应； 

根据所述时域信道响应，抽取部分信道信息并向发送端反馈，以供所述发送端根据所述部分信道信息计算预滤波系数，并根据所述预滤波系数对待发送时域信号进行预滤波处理；所述部分信道信息包括部分信道响应； 

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。 

本发明实施例还提供了一种发射机，包括： 

信道信息获取模块，用于根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息包括部分信道响应； 

预滤波系数计算模块，用于根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数； 

预滤波处理模块，用于根据得到的所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送； 

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。 

本发明实施例还提供了一种接收机，包括： 

信道估计模块，用于通过信道估计获得时域信道响应； 

反馈模块，用于根据所述时域信道响应，抽取部分信道信息并向发送端反馈，以供所述发送端根据所述部分信道信息计算预滤波系数，并根据所述预滤波系数对待发送时域信号进行预滤波处理；所述部分信道信息包括部分信道响应。 

本发明实施例还提供了一种干扰抑制***，包括发射机和接收机； 

所述发射机用于根据所述接收机的反馈获得部分信道信息，根据获得的 部分信道信息计算预滤波系数，根据得到的所述预滤波系数对时域信号进行预滤波处理后发送，所述部分信道信息包括部分信道响应； 

所述接收机用于通过信道估计获得时域信道响应；从所述时域信道响应抽取所述部分信道信息并向所述发射机反馈； 

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。 

本发明实施例提供的干扰抑制方法和***、发射机和接收机，通过发送端在对待发送的时域信号进行类似信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收端接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于循环前缀长度的范围内，相对于背景技术中的现有干扰抑制技术而言，能够显著降低接收端为了抑制干扰所需的实现复杂度，且具有很好的干扰抑制效果。基于本发明实施例的接收机实现原理非常简单，信号接收性能也达到或好于现有技术。 

本发明实施例还提供了一种预滤波系数计算方法，包括： 

根据预先获取的信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I； 

根据得到的信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I以及预先获取的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵； 

根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值； 

所述信号功率计算矩阵D_s为： 

其中，D_s为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

i为满足不等式1≤i≤M₁+M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度； 

所述干扰功率计算矩阵D_I为：载波间干扰功率计算矩阵D₁和块间干扰功率计算矩阵D₂的叠加； 

所述载波间干扰功率计算矩阵D₁为： 

其中，D₁为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

$\mathrm{\&Lambda;}\left[l\right]=\left\{\begin{array}{cc}\frac{-l-N_g}{K}(1-\frac{-l-N_g}{K}),& -M_1\&le;l<-N_g\\ 0,& -N_g\&le;l\&le;0\\ \frac{l}{K}(1-\frac{l}{K}),& 0<l\&le;M_2+v\end{array}\right.$

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度； 

所述块间干扰功率计算矩阵D₂为： 

其中，D₂为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

${\mathrm{\&Lambda;}}_1\left[l\right]=\left\{\begin{array}{cc}\frac{-l-N_g}{K},& -M_1\&le;l<-N_g\\ 0,& -N_g\&le;l\&le;0\\ \frac{l}{K},& 0<l\&le;M_2+v\end{array}\right.$

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度； 

所述部分信道响应包括：第一部分信道响应和/或第二部分信道响应；所述第一部分信道响应为实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，所述第二部分信道响应为实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应； 

所述目标矩阵A或 

表示为： $A=H_1^H{D}_I{H}_1+H_2^H{D}_I{H}_2,$ $\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}+H_2^H{D}_I{H}_2,$ $\hat{A}=H_2^H{D}_I{H}_2,$ 或， $\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\};$

所述约束矩阵B或 表示为： $B=H_1^H{D}_S{H}_1+H_2^H{D}_S{H}_2,$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}+H_2^H{D}_S{H}_2,$ $\hat{B}=H_2^H{D}_S{H}_2,$ 或， $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\};$

H₁ ^H为第一部分信道响应矩阵H₁的共轭转置，H₂ ^H为第二部分信道响应矩阵H₂的共轭转置， 

为 

的期望。 

本发明实施例还提供了一种预滤波系数计算装置，包括： 

预置矩阵计算单元，用于根据预先获取的信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵； 

目标矩阵和约束矩阵计算单元，用于根据得到的信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵以及预先获取的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵； 

预滤波系数求取单元，用于根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪 声功率的比值； 

所述信号功率计算矩阵D_s为： 

其中，D_s为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

i为满足不等式1≤i≤M₁+M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度； 

所述干扰功率计算矩阵D_I为：载波间干扰功率计算矩阵D₁和块间干扰功率计算矩阵D₂的叠加； 

所述载波间干扰功率计算矩阵D₁为： 

其中，D₁为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

$\mathrm{\&Lambda;}\left[l\right]=\left\{\begin{array}{cc}\frac{-l-N_g}{K}(1-\frac{-l-N_g}{K}),& -M_1\&le;l<-N_g\\ 0,& -N_g\&le;l\&le;0\\ \frac{l}{K}(1-\frac{l}{K}),& 0<l\&le;M_2+v\end{array}\right.$

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度； 

所述块间干扰功率计算矩阵D₂为： 

其中，D₂为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

${\mathrm{\&Lambda;}}_1\left[l\right]=\left\{\begin{array}{cc}\frac{-l-N_g}{K},& -M_1\&le;l<-N_g\\ 0,& -N_g\&le;l\&le;0\\ \frac{l}{K},& 0<l\&le;M_2+v\end{array}\right.$

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度； 

所述部分信道响应包括：第一部分信道响应和/或第二部分信道响应；所述第一部分信道响应为实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，所述第二部分信道响应为实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应； 

所述目标矩阵A或 

表示为： $A=H_1^H{D}_I{H}_1+H_2^H{D}_I{H}_2,$ $\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}+H_2^H{D}_I{H}_2,$ $\hat{A}=H_2^H{D}_I{H}_2,$ 或， $\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\};$

所述约束矩阵B或 

表示为： $B=H_1^H{D}_S{H}_1+H_2^H{D}_S{H}_2,$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}+H_2^H{D}_S{H}_2,$ $\hat{B}=H_2^H{D}_S{H}_2,$ 或， $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\};$

H₁ ^H为第一部分信道响应矩阵H₁的共轭转置，H₂ ^H为第二部分信道响应矩阵H₂的共轭转置， 

为 

的期望。 

本发明实施例提供的预滤波系数的计算方法和装置，可应用但不限于OFDM或SC-FDE***中，用以获取预滤波系数，以便发送端或接收端根据预滤波系数对接收或发送的信号进行干扰消除；基于该预滤波系数进行干扰消除，有利于降低发送端或接收端抑制干扰的运算复杂度。 

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。 

图1为本发明第一实施例提供的干扰抑制方法流程图； 

图2为本发明第二实施例提供的干扰抑制方法流程图； 

图3为本发明第三实施例提供的干扰抑制方法在OFDM***应用场景的实现框图； 

图4为本发明第四实施例提供的一种OFDM***帧结构示意图； 

图5为本发明第五实施例提供的预滤波系数计算方法流程图； 

图6为本发明实施例干扰抑制方法和现有干扰抑制方法的性能比较示意图一； 

图7为本发明实施例干扰抑制方法和其他干扰抑制方法的性能比较示意图二； 

图8为本发明第六实施例提供的发射机结构图； 

图9为本发明第七实施例提供的接收机结构图； 

图10为本发明第八实施例提供的干扰抑制***结构图； 

图11为本发明第九实施例提供的预滤波系数计算装置结构图。 

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。 

本发明实施例可应用于正交频分复用***、采用频域均衡的单载波***或采用符号块进行信号发送的其它宽带***中进行干扰抑制。对于实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度的情形，通过在发送端对待发送的时域信号进行类似信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收端接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于循环前缀长度的范围内，从而最小化干扰，保证频域子载波的正交性。本发明实施例使得接收端无需进行复杂的干扰抑制处理，仅需要采用通常的简单的单抽头均衡来完成接收处理，因而能够显著降低接收端为了抑制干扰所需的实现复杂度，且具有很好的干扰抑制效果。 

图1为本发明第一实施例提供的干扰抑制方法流程图。本实施例从发送端侧对本发明实施例的技术方案进行说明。如图1所示，本实施例包括： 

步骤11、根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息包括：部分信道响应。 

部分信道响应可包括但不限于实际信道超出循环前缀(CP)长度部分的信道响应。 

本实施例中，信道响应总长度可大于循环前缀长度。发送端获取信道响应总长度的方式可包括：发送端预先估算获得信道响应总长度；或者，接收端获取信道响应总长度，并将信道响应总长度反馈给发送端，该情形下，接收端向发送端反馈的部分信道信息中还可包括信道响应总长度。 

由于本实施例在发送端进行类似信道压缩均衡(Channel Shortening Equalization，简称CSE)的预滤波(Pre-Processing Filter)处理，因此需要接收端向发送端反馈部分信道响应。接收端可将实际信道超出CP长度部分的响应，和/或实际信道没有超出CP长度部分的响应，作为本发明实施例中的部分信道响应，反馈给发射机。 

步骤12、根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数。 

步骤13、根据得到的预滤波系数，对时域信号(如：时域OFDM调制信号)进行预滤波处理后发送。 

所述时域信号为发送符号经过调制(如：OFDM调制)并添加了CP后的时域信号。 

本实施例针对信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的情形，通过发送端在对待发送的OFDM时域信号进行类似信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收端接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于CP长度的范围内，从而保证接收信号所受IBI和ICI得到有效抑制，相对于背景技术中的现有干扰抑制技术而言，本实施例降低了接收端为了抑制干扰所需的运算 复杂度和处理时延，明显降低了实现的难度。 

本发明实施例可应用于OFDM***、或接收端基于频域均衡技术的单载波***、或采用符号块进行信号发送的其它宽带***中，特别是应用在上述***的下行传输中，可明显降低考虑CP长度不足导致的干扰抑制时接收端的实现复杂度。 

图2为本发明第二实施例提供的干扰抑制方法流程图。本实施例与图1对应实施例的区别在于，本实施例从接收端侧对本发明实施例的技术方案进行说明。如图2所示，本实施例包括： 

步骤21、进行信道估计以获得时域信道响应。 

接收端通过信道估计，可获知信道响应和信道响应总长度。 

步骤22、根据所述时域信道响应，获取部分信道信息并向发送端反馈，以供所述发送端根据所述部分信道信息计算预滤波系数，并根据所述预滤波系数对待发送的时域信号进行预滤波处理。 

所述部分信道信息包括部分信道响应。 

部分信道响应可包括但不限于实际信道超出循环前缀(CP)长度部分的信道响应。 

本实施例中，信道响应总长度可大于循环前缀长度。接收端可获取信道响应总长度，并将信道响应总长度反馈给发送端，该情形下，接收端向发送端反馈的部分信道信息中还可包括信道响应总长度。 

本实施例针对实际信道的信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的情形，区别于现有技术的是：通过发送端在对待发送的时域信号进行信道缩短均衡的预滤波处理。由于发送端无法获知在通信过程中时域信号传输的信道信息，也无法对信道响应进行估计，因此，需要接收端将部分信道信息，反馈给发送端，以供发送端根据获取的部分信道信息进行信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收端接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于CP长度的范围内，相对于背景技术中的现有干扰抑制技术而言，本实施例降低了接收端为了抑制干扰所需的运算复杂度和处理时延，明显降低了实现的难度。 

图3为本发明第三实施例提供的干扰抑制方法在OFDM***应用场景的实现框图。本实施例从发送端和接收端二侧，以本发明实施例在OFDM***应用场景下的实现为例，说明本发明实施例的技术方案。本领域技术人员可以理解，以下技术方案同样适用于采用频域均衡的单载波***，图3中示意的模块或装置稍作改动后，也完全可以用于采用频域均衡的单载波***中。 

参照图3的实现框图，本实施例进行干扰抑制的实现方法包括： 

步骤301、接收端的信道估计模块91进行信道估计以获得时域信道响应。 

由于本实施例预滤波处理在发送端实现，因此，接收端需要向发送端反馈部分信道信息。接收端根据接收到的信号进行信道估计，获取时域信道响应，并向发送端反馈部分信道信息，以供发送端根据该部分信道信息进行后续数据帧(如：下一数据帧等)中信号预滤波系数的计算。 

步骤302、接收端中的反馈信道响应抽取单元921从所述获得的时域信道响应中抽取部分信息。 

步骤303、接收端中的反馈信道响应量化单元922对抽取的部分信息进行量化处理，并将量化处理后的信息反馈给发送端。 

量化处理后的信息可包括：部分信道响应及信道响应总长度。 

量化处理可包括：将抽取的部分信息中的浮点数转化成定点数，以方便接收端向发送端反馈。 

步骤304、发送端中的OFDM调制模块31对待发送符号进行OFDM调制，得到时域OFDM信号。 

本步骤得到的时域OFDM信号为发送符号 

经过OFDM调制模块31调制后获得的时域信号。其中， 

中的n为OFDM符号块序号，k表示OFDM符号块子载波符号序号，K表示总的子载波符号数。对待发送符号 进行OFDM调制，主要包括通常的串并变换、IFFT(反傅里叶)变换、并串变换，***CP，得到时域OFDM信号x[n]。x[n]表示经过OFDM调制并***CP的时域信号，这里的n仅表示时间意义，与 

中的n没有直接的对应关系。 

步骤305、发送端中的预滤波模块32基于反馈的部分信道信息，计算预滤波系数，根据预滤波系数对待发送的时域OFDM信号进行预滤波。 

预滤波系数可基于最大信干噪比准则(Maximum Signal to Interference plus Noise Ratio，简称MSINR)进行计算，具体实现方法详见图5对应实施例的记载。 

发送端将预滤波处理后的信号通过信道(channel)向接收端发送，接收端接收的信号y[n]中通常叠加有噪声n [m]。 

本实施例可采用的一种便于接收端获取实际信道响应的方法是：发送端和接收端基于某种特定设计的发送信号结构进行通信，接收端根据信号结构中***的前导信息进行信道估计。 

图4为本发明第四实施例提供的一种OFDM***帧结构示意图。如图4所示的OFDM***帧结构中，发送端在待发送的OFDM符号322之前***前导321。该前导321可采用PN(伪随机)序列，且该前导321可在预滤波处理模块对OFDM时域信号进行预滤波处理后***。发送端采用如图4所示的帧结构发送时域信号，使得接收端可基于信号中的该前导321采用业界所共知的方法进行信道估计，获得实际信道响应。 

以上只是给出了一种实际信道估计获取方法，本领域技术人员可以理解，采取其它方法进行信道估计，不影响本实施例需要获取实际信道时域响应的特征。 

接下来对本发明预滤波环节中涉及的预滤波系数的优选求取方法进行说明。为便于理解该预滤波系数求取方法的本质及其合理性，下面给出预滤波系数求取的详细推导过程： 

本发明实施例可根据通用的最大信干噪比准则，基于CP不足时的接收信号模型以及反馈部分信道响应，来具体推导预滤波系数w[n]： 

首先参照图3给出的实施例实现框图，具体定义实际信道响应为h[n]，并不失一般性地假定实际信道响应是因果的，即：实际信道响应的起始位置为0，终止位置为v，对应着n＜0和n＞v时，h[n]＝0。则信道响应的长度(即：信道时延扩展长度)为v+1。 

接收信号中的等效信道响应等于预滤波系数与实际信道响应的卷积： 

g[n]＝ω[n]*h[n]                                (1) 

式(1)中，w[n]为预滤波系数，g[n]为等效信道响应。设预滤波的起始响应位置为-M₁，预滤波的终止响应位置为M₂；不妨令n＜-M₁和n＞M₂时，预滤波系数为0，即w[n]＝0，因此，预滤波系数长度为M₁+M₂+1。M₁和M₂的取值可根据实际需要预先设定。 

将式(1)表达成矩阵形式，可得： 

为了进一步简化式(2)的矩阵形式，可进行如下定义： 

$g=\left(\begin{array}{c}g\left[{-M}_1\right]\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ g\left[0\right]\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ g[M_2+\mathrm{\&upsi;}]\end{array}\right),$ $w=\left(\begin{array}{c}\mathrm{\&omega;}\left[{-M}_1\right]\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \mathrm{\&omega;}\left[0\right]\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \mathrm{\&omega;}\left[M_2\right]\end{array}\right),$

由此可得： 

g＝Hw                     (4) 

其中，w为预滤波系数向量，为(M₁+M₂+1)行的列向量，其中元素从w[-M₁]到w[M₂]；H为总时域信道响应矩阵，为(M₁+M₂+v+1)行×(M₁+M₂+1)列的矩阵；g为等效信道响应向量，为(M₁+M₂+v+1)行的列向量，其元素由公式(2)确定。 

由于本发明实施例是针对长时延信道导致的CP不足下的IBI和ICI抑制技术，因此在以下分析中假定CP长度N_g小于信道长度，即N_g＜v+1。假设接受端反馈的部分信道响应为超过CP长度的信道响应部分，为方便描述，将信道响应拆分为两部分，其中h₁[n]＝(h[0]，h[1]，...，h[N_g])表示实际信道没有超出CP长度部分(称为第一部分信道响应)，以及实际信道超出CP长度部分的信道响应h₂[n]＝(h[N_g+1]，...，h[v])(称为第二部分信道响应)，也就是需要反馈的部分，相应地定义对应于第一部分信道响应和第二部分信道响应的信道矩阵： 

其中，H₁为第一部分信道响应的矩阵形式，称为第一部分信道响应矩阵，H₂为第二部分信道响应的矩阵形式，称为第二部分信道响应矩阵。H₁和H₂都是(M₁+M₂+v+1)行×(M₁+M₂+1)列的矩阵，其中，H₁由第一部分信道响应h₁[n]＝(h[0]，h[1]，...，h[N_g])中元素构成，具体就是将总信道矩阵H中包括的所有第二部分信道响应h₂[n]＝(h[N_g+1]，...，h[v])中元素置0；H₂由第二部分信道响应h₂[n]＝(h[N_g+1]，...，h[v])中元素构成，具体就是将总信道矩阵H中包括的所有第 一部分信道响应h₁[n]＝(h[0]，h[1]，...，h[N_g])中元素置0；因此，式(4)中，预滤波后的等效信道响应可表示为： 

g＝(H₁+H₂)W 

接收信号等于等效信道响应和时域信号的卷积与噪声的叠加： 

$y\left[m\right]=g\left[m\right]*x\left[m\right]+n\left[m\right]=g\left[m\right]*\underset{l=-\&infin;}{\overset{+\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_{n+l}[m-\mathrm{lN}]+n\left[m\right]---\left(6\right)$

其中，n为OFDM符号块的序数，m为样点的序数，x_n[m]为第n个OFDM符号块的第m个样点，每块OFDM符号样点总数为N＝N_g+K，0≤m≤N，K为快速傅里叶变换(FFT)的积分长度， 

为经OFDM调制后的第n个OFDM符号块发送时域信号，n(m)为叠加的噪声。 

由于块间干扰(IBI)通常来自当前OFDM符号块相邻二个OFDM符号块，因此，仅考虑相邻的二个OFDM符号块(第n-1个OFDM符号块和第n+1个OFDM符号块)对当前OFDM符号块(第n个OFDM符号块)的块间干扰，接收信号的模型(式(6))可进一步表示为： 

$y_n\left[m\right]=g\left[m\right]*x_n\left[m\right]+g\left[m\right]*x_{n-1}[m+N]+g\left[m\right]*x_{n+1}[m-N]+n\left[m\right]$

$=\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]x_n[m-l]+\underset{l=N_g}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]x_{n-1}[m+N-l]$

$+\underset{l=-M_1}{\overset{0}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]x_{n+1}[m-N-l]+n\left[m\right]---\left(7\right)$

将式(7)表示的时域接收信号进行离散傅里叶变换(简称DFT)，得到频域子载波符号： 

${\hat{s}}_n\left[k\right]=\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{y}_n\left[m\right]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{K}}$

其中，0≤m＜K，K为离散傅里叶变换(DFT)的积分长度。 

将式(7)代入上式，可得： 

${\hat{s}}_n\left[k\right]=\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\right[l\left]x_n\right[m-l]+\underset{l=1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g[l\left]x_{n-1}\right[m-l+N\left]\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{K}}$

$+\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{l=-M_1}{\overset{-(N_G+1)}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]x_{n+1}[m-l-N]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{K}}+\stackrel{\&OverBar;}{n}\left[k\right]---\left(8\right)$

$={\stackrel{\&OverBar;}{s}}_n\left[k\right]+{\stackrel{\&OverBar;}{e}}_n\left[k\right]+\stackrel{\&OverBar;}{n}\left[k\right]$

式(8)中，噪声部分为： 

$\stackrel{\&OverBar;}{n}\left[k\right]=\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}n\left[m\right]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{K}}---\left(9\right)$

块间干扰(IBI)部分为： 

${\stackrel{\&OverBar;}{e}}_n\left[k\right]=\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\underset{l=N_g}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\right[l\left]x_{n-1}\right[m-l+N]+\underset{l=-M_1}{\overset{0}{\mathrm{\&Sigma;}}}g[l\left]x_{n+1}\right[m-l-N\left]\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{K}}---\left(10\right)$

第k子载波符号和其所受载波间干扰(ICI)部分为： 

${\stackrel{\&OverBar;}{s}}_n\left[k\right]=\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_n[m-l]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{K}}$

$=\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]{\stackrel{\&OverBar;}{s}}_n[k,l]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;kl}}{K}}---\left(11A\right)$

式(11A)中： 

${\stackrel{\&OverBar;}{s}}_n[k,l]=\frac{1}{K}\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_n[m-l]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;k}(m-l)}{K}}=\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{s}_n\left[m\right]{\mathrm{\&alpha;}}_{k-m}\left[l\right]---\left(12\right)$

其中，l为等效信道的抽头信号的序号，m和k均为子载波的序号，k是目标子载波序号，m是对目标子载波造成ICI的其它子载波序号。α_k-m[l]表示第l抽头对应的接收信号对应的频域中，第m个子载波对第k个子载波的载波间干扰(ICI)系数。 

根据公式(11A)和(12)，可进一步将s_n[k]拆分成频域子载波符号部分(即有用信号部分(the desired signal))和载波间干扰(ICI)部分： 

${\stackrel{\&OverBar;}{s}}_n\left[k\right]=\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left[l\right]\left({\mathrm{\&alpha;}}_0\right[l\left]s_n\right[k]+\underset{k\&NotEqual;m}{\mathrm{\&Sigma;}}{\mathrm{\&alpha;}}_{k-m}[l\left]s_n\right[m\left]\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;kl}}{K}}$

与通常的多普勒频偏或者扩展导致的ICI不同的是，本实施例ICI系数α_k-m[l]与等效信道中的抽头信号l有关，不同的抽头信号对应的ICI系数α_k-m[l]的值不同，具体的，ICI系数可表示为： 

${\mathrm{\&alpha;}}_m\left[l\right]=\frac{1}{K}\underset{\mathrm{\&lambda;}=\max (-l,0)}{\overset{\min (K-l,N)-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;m\&lambda;}}{K}}---\left(13\right)$

根据等效信道的抽头序号l在有效区间-M₁≤l≤M₂+v中的不同位置，可分别获得相应的ICI系数α_m[l]： 

${\mathrm{\&alpha;}}_m\left[l\right]=\left\{\begin{array}{ccccc}\frac{N+l}{K},& \mathrm{if}& m=0& \mathrm{and}& -M_1\&le;l<-N_g,\\ -\frac{1}{K}\frac{\sin \frac{\mathrm{\&pi;}(-l-N_g+1)m}{K}}{\sin \frac{\mathrm{\&pi;m}}{K}}{e}^{j\frac{\mathrm{\&pi;}(-l-N_g+1)m}{K}},& \mathrm{if}& m\&NotEqual;0& \mathrm{and}& -M_1\&le;l<-N_g\\ 1,& \mathrm{if}& m=0& \mathrm{and}& -N_g\&le;l\&le;0,\\ 0,& \mathrm{if}& m\&NotEqual;0& \mathrm{and}& -N_g\&le;l\&le;0,\\ 1-\frac{l}{K},& \mathrm{if}& m=0& \mathrm{and}& 0<l\&le;M_2+v,\\ -\frac{1}{K}\frac{\sin \frac{\mathrm{\&pi;lm}}{K}}{\sin \frac{\mathrm{\&pi;m}}{K}}{e}^{j\frac{\mathrm{\&pi;}(l+1)m}{K}},& \mathrm{if}& m\&NotEqual;0& \mathrm{and}& 0<l\&le;M_2+v.\end{array}\right.---\left(14\right)$

根据式(14)可知，对时延位置在CP范围内的径，即-N_g≤l≤0时，信号经FFT变换后将不存在ICI。 

下面对基于最大信干噪比准则进行预滤波系数计算的原理进行说明。 

总信干噪比即为所有子载波符号总功率与所有子载波符号上的干扰噪声总功率的比值，可采用下式进行表示： 

$\mathrm{SINR}\left(w\right)=\frac{P_S\left(w\right)}{P_{\mathrm{ICI}}\left(w\right)+P_{\mathrm{IBI}}\left(w\right)+P_{\mathrm{AWGN}}}---\left(15\right)$

式(15)中，SINR(w)为总信干噪比；P_s(w)为信号总功率，等于当前OFDM符号(下同)所有子载波符号总功率；P_AWGN(w)为噪声平均功率，等于所有子 载波上噪声总功率；P_ICI(w)为所有子载波所受ICI总功率；P_IBI(w)为IBI总功率。显然，总信干噪比和各功率均与预滤波系数w有关。 

接下来，基于上述推导过程中的信号部分，ICI部分、IBI部分和噪声部分的信号模型，分别求取式(15)中涉及的各部分功率。 

1、所有子载波信号总功率P_s的计算 

根据式(8)、(11B)和(14)，信号总功率P_s可表示为： 

$P_S\left(w\right)=E\left\{\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|s_n\right[k\left]\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\right[l\left]{\mathrm{\&alpha;}}_0\right[l\left]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;kl}}{K}}\right|}^2\right\}$

$={\mathrm{\&sigma;}}_s^2\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\right[l\left]{\mathrm{\&alpha;}}_0\right[l\left]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;kl}}{K}}\right|}^2---\left(16A\right)$

根据维纳-辛钦原理，可进一步得到： 

$P_S\left(w\right)=K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2\underset{l=-M_1}{\overset{M_2+v}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g\right[l\left]\right|}^2{\left|{\mathrm{\&alpha;}}_0\right[l\left]\right|}^2=K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2{w}^H{H}^H{D}_S\mathrm{Hw}---\left(16B\right)$

$=K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2(w^H{H}_1^H{D}_S{H}_{1}w+w^H{H}_2^H{D}_S{H}_{2}w)$

其中σ_s ²为发送子载波符号功率，上标H表示相应矩阵的共轭转置。D_s(不妨称为信号功率计算矩阵)是为进一步将式(16B)表示为更为简洁的方式而定义的： 

由公式(14)可得 

D_s为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素可表示为： 其中，i为满足不等式1≤i≤M₁+M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；预设的实际信道响应的起始位置为0，终止位置v为预设的实际信道响应的终止位置；K为预设的FFT(快速傅里叶)变换长度。通过式(17B)可知，信号功率计算矩阵D_s只包含一个未知变量v，(v+1)为信道响应总长度，因此，在获得了信道长度信息，根据式(17)即可计算得到D_s。 

2、所有子载波所受ICI总功率P_ICI(w)的计算 

首先根据公式(8)、(11B)和(14)可获得其它子载波对第k个子载波的ICI为： 

$I_n\left[k\right]=\underset{m\&NotEqual;k}{\mathrm{\&Sigma;}}\left\{\underset{l}{\mathrm{\&Sigma;}}g\right[l\left]{\mathrm{\&alpha;}}_{k-m}\right[l\left]e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;kl}}{K}}\right\}{s}_n\left[m\right]---\left(19\right)$

对应的第k个子载波所受ICI功率为： 

$P_{\mathrm{ICI}}\left[k\right]==E{\left|I_n\right[k\left]\right|}^2={\mathrm{\&sigma;}}_s^2\underset{l}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{m\&NotEqual;0}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left|g\right[l\left]{\mathrm{\&alpha;}}_m\right[l\left]\right|}^2---\left(20\right)$

为了将式(20)表示为更为简洁的方式以便于计算，可定义载波间干扰功率计算矩阵(即：ICI功率计算矩阵)D₁： 

其中 

$\mathrm{\&Lambda;}\left[l\right]=\left\{\begin{array}{cc}\frac{-l-N_g}{K}(1-\frac{-l-N_g}{K}),& -M_1\&le;l<-N_g\\ 0,& -N_g\&le;l\&le;0\\ \frac{1}{K}(1-\frac{1}{K}),& 0<l\&le;M_2+v\end{array}\right.$

ICI功率计算矩阵D₁为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵。l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为 预设的预滤波的终止响应位置；预设的信道响应总长度为v+1；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度。通过式(21)可知，CP长度N_g和FFT变换长度K均为***已知参数，在获得了信道响应长度信息，即可计算得到D₁。 

从公式(20)可知，不同子载波上所受到的ICI功率是相同的。进一步根据式(20)和(21)，可得到所有子载波所受ICI总功率P_ICI(w)采用ICI功率计算矩阵D₁表示的计算公式为： 

$P_{\mathrm{ICI}}\left(w\right)=K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2{w}^H{H}^H{D}_1\mathrm{Hw}---\left(22\right)$

3、块间干扰总功率P_IBI(w)的计算 

根据公式(8)和(10)，块间干扰总功率P_IBI(w)为： 

$P_{\mathrm{IBI}}\left(w\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}E{\left|e_n\right[k\left]\right|}^2=K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2{w}^H{H}^H{D}_2\mathrm{Hw}---\left(23\right)$

其中块间干扰功率计算矩阵D₂(即：IBI功率计算矩阵)是为进一步将P_IBI(w)表示为更为简洁的方式而定义的： 

其中 

${\mathrm{\&Lambda;}}_1\left[l\right]=\left\{\begin{array}{cc}\frac{-l-N_g}{K},& -M_1\&le;l<-N_g\\ 0,& -N_g\&le;l\&le;0\\ \frac{l}{K},& 0<l\&le;M_2+v\end{array}\right.$

IBI功率计算矩阵D₂为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵。l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；预设信道响应总长度为v+1；K为预设的快速 傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度。通过式(23)可知，CP长度N_g和FFT变换长度K均为***已知参数，在获得了信道长度信息，即可计算得到D₂。 

4、所有子载波上噪声总功率P_AWGN(w)的计算： 

根据式(9)可得： 

$P_{\mathrm{AWGN}}=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}E{\left|\stackrel{\&OverBar;}{n}\right[k\left]\right|}^2=K{\mathrm{\&sigma;}}_n^2---\left(25\right)$

其中σ_n ²为子载波符号上的噪声功率。 

5、所有子载波符号总信干噪比SINR(w)的表达式 

根据公式(16B)、(22)、(23)和(25)可得： 

$\mathrm{SINR}\left(w\right)=\frac{P_S\left(w\right)}{P_{\mathrm{ICI}}\left(w\right)+P_{\mathrm{IBI}}\left(w\right)+P_{\mathrm{AWGN}}}$

$=\frac{K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2(w^H{H}_1^H{D}_S{H}_{1}w+w^H{H}_2^H{D}_S{H}_{2}w)}{K{\mathrm{\&sigma;}}_s^2(w^H{H}^H{D}_1\mathrm{Hw}+w^H{H}^H{D}_2\mathrm{Hw})+K{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}---\left(27\right)$

$=\frac{w^H{H}_1^H{D}_S{H}_{1}w+w^H{H}_2^H{D}_S{H}_{2}w}{w^H{H}_1^H{D}_1{H}_{1}w+w^H{H}_2^H{D}_I{H}_{2}w)+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}I}=\frac{w^H\mathrm{Bw}}{w^H\mathrm{Aw}+\frac{1}{\mathrm{\&rho;}}I}$

式(27)中， 

$\mathrm{\&rho;}=\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_s^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}$ 为子载波符号信噪比，D_I＝D₁+D₂(不妨称D_I为干扰功率计算矩阵)。 

$B=H_1^H{D}_S{H}_1+H_2^H{D}_S{H}_2---\left(28\right)$

$A=H_1^H{D}_I{H}_1+H_2^H{D}_I{H}_2---\left(29\right)$

通过最大化总信干噪比SINR(w)，可以得到最大信干噪比准则下预滤波系数w。由式(27)可知，总信干噪比SINR(w)取最大值的等价条件为：在w_HBw＝1的约束条件下最小化其分母 

又进一步等价于最小化w^HAw。基于该等效求解模型，不妨称B为约束矩阵，称A为目标矩阵。很显然，A和B矩阵将直接影响求解得到的预滤波系数。 

由于本实施例中接收端向发送端反馈的部分信道响应为实际信道超出CP长度部分的信道响应，因此第一部分信道响应矩阵H₁对于发送端而言是未知的，第二部分信道响应矩阵H₂则是可知的。因此，(28)和(29)定义的B、A矩阵均是不可得的。对B、A矩阵中不可求的部分H₁ ^HD_sH₁和H₁ ^HD_IH₁分别用其期望E{H₁ ^HD_sH₁}和E{H₁ ^HD_IH₁}(对某些信道场景，可以根据标准信道模型通过预先计算得到这两部分)来代替，则可以解决上述问题。 

基于实验和理论分析获知，最大化严格意义上的总信干噪比并不一定增强OFDM的解调性能，因为解调性能还决定于信号和干扰功率在各子载波上的分布特性。因此，本实施例进一步给出了关于A和B矩阵的以下替代方法(为区别起见，分别用 和 

来表示，仍分别称为目标矩阵和约束矩阵)： 

$\left(1\right).\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}+H_2^H{D}_I{H}_2$

$\left(2\right).\hat{A}=H_2^H{D}_I{H}_2---\left(30\right)$

$\left(3\right).\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}$

$\left(a\right).\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}+H_2^H{D}_S{H}_2$

$\left(b\right).\hat{B}=H_2^H{D}_S{H}_2---\left(31\right)$

$\left(c\right).\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}$

式(30)示出的目标矩阵 

的三种计算方法(1～3)，与式(31)示出的约束矩阵 的三种计算方法(a～c)，可进行两两任意组合，因此，组合可包括： 

$\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}+H_2^H{D}_I{H}_2$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}+H_2^H{D}_S{H}_2---(1-a)$

$\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}+H_2^H{D}_I{H}_2$ $\hat{B}=H_2^H{D}_S{H}_2---(1-b)$

$\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}+H_2^H{D}_I{H}_2$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}---(1-c)$

$\hat{A}=H_2^H{D}_I{H}_2$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}+H_2^H{D}_S{H}_2---(2-a)$

$\hat{A}=H_2^H{D}_I{H}_2$ $\hat{B}=H_2^H{D}_S{H}_2---(2-b)$

$\hat{A}=H_2^H{D}_I{H}_2$ $\hat{B}=E\left\{H_{1^{`}}^H{D}_S{H}_1\right\}---(2-c)$

$\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}+H_2^H{D}_S{H}_2---(3-a)$

$\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}$ $\hat{B}=H_2^H{D}_S{H}_2---(3-b)$

$\hat{A}=E\left\{H_1^H{D}_I{H}_1\right\}$ $\hat{B}=E\left\{H_1^H{D}_S{H}_1\right\}---(3-c)$

基于上述分析过程可知，目标矩阵 

和约束矩阵 

的计算，涉及到的信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I，均可以根据接收端反馈的信道长度预先计算好，由于无线信道长度变化相对缓慢，因此反馈更新周期可以较长，如此D_s和D_I可预先算好。基于D_s和D_I的该特性，将D_s和D_I亦可分别称为预置信号功率计算矩阵和预置干扰功率计算矩阵。 

通过公式(29)下面一段的基于最大信干噪比准则下预滤波系数w求解及相应的等效求解模型的分析，可进一步采用现有矩阵数学方法求解获得预滤波系数w： 

$w={\sqrt{\hat{B}}}^{-H}{v}_{\min }---\left(30\right)$

其中， 为 

的乔里斯基(Cholesky)分解， 和 

满足关系： 

$\hat{B}=\sqrt{\hat{B}}{\sqrt{\hat{B}}}^H---\left(31\right)$

v_min为矩阵 

的最小特征值对应的特征向量。 

本实例中上述给出的CP不足情形下的预滤波(本质上也可以认为是信道缩短均衡器)系数求取方法，尽管是针对在发射机进行的预滤波进行说明的，但本领域普通技术人员可以理解：所述预滤波器或信道缩短均衡系数求取方法，稍作改动，可以完全用于在接收机实施的信道缩短均衡器的系数求取，而所述改动不需要付出额外的创新性劳动，也并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围。 

通过上述预滤波器系数求取原理的分析，可知预滤波系数计算方法可根据预先获取的信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I；根据得到的信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I以及预先获取 的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵；根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值。 

以下说明本实施例基于最大信干噪比准则进行预滤波系数计算的实现流程。 

图5为本发明第五实施例提供的预滤波系数计算方法流程图。图5所示的流程亦可作为图3中步骤305的一个实现流程。如图5所示，预滤波系数计算方法包括： 

步骤51、根据信道响应总长度，分别计算信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I。 

信道响应总长度为(v+1)，分别根据公式(17B)、(21)和(24)计算得到信号功率计算矩阵D_s，ICI功率计算矩阵D₁和IBI功率计算矩阵D₂，并进一步由D_I＝D₁+D₂计算得到干扰功率计算矩阵D_I

步骤52、根据实际信道超过CP长度的部分信道响应h₂[n]＝(h[N_g+1]，...，h[v])，构造第二部分信道响应矩阵H₂。 

H₂中第1行到第N_g行的各元素均为0，且H₂中第N_g行到第M₁+M₂+v+1行的各元素与总信道矩阵H中第N_g行到第M₁+M₂+v+1行的各元素相同。相关参数N_g、M₁、M₂均是***预置参量，具体意义见上文，(v+1)为信道响应总长度。 

步骤53、根据步骤51得到的信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I以及步骤52得到的第二部分信道响应矩阵H₂，分别计算目标矩阵 

和约束矩阵 

具体计算可以采用式(1-a)、(1-b)、(1-c)、(2-a)、(2-b)、(2-c)、(3-a)、(3-b)或(3-c)。 

步骤54、根据步骤53得到的目标矩阵 

和约束矩阵 

由公式(30)计算预滤波系数w。 

通过图5所示的预滤波系数的计算方法流程得到预滤波系数之后，就可以对信号进行预滤波处理。基于上述预滤波系数的预滤波，可以在发送端实施，也可以在接收端实施。在发送端实施的话，需要接收端反馈信道响应总长度和部分信道响应，所述部分信道响应为超过CP长度的部分信道响应。在接收端实施的话，接收端自身就可以获取到信道响应总长度和部分信道响应信息。 

为了验证采用本发明实施例进行干扰抑制的效果，本实施例对采用目标矩阵 

和约束矩阵 

的不同取值得到的预滤波系数在发端进行预滤波处理，所获得的IBI抑制效果，与背景技术中所介绍的OFDM***中典型的IBI抑制技术，即残留符号间干扰消除(RISIC算法)的IBI抑制效果，基于仿真进行了比较。 

图6为本发明实施例干扰抑制方法和现有干扰抑制方法的性能比较示意图一；图7为本发明实施例干扰抑制方法和其他干扰抑制方法的性能比较示意图二。图6和图7对应的仿真是基于微波存取全球互通技术(WorldwideInteroperability for Microwave Access，简称WIMAX)标准中的OFDM***，每个OFDM符号块子载波数为914，总带宽为MHz，CP长度为1/8符号周期长度。仿真的场景为一种典型山区信道模型(HT信道)，发送符号调制方式为4QAM(正交幅度调制)。接收机采用理想符号同步。图6中横坐标为接收信号的信噪比(SNR)，单位为dB；纵坐标为误符号率(SER)。图7中横坐标为接收信号的信噪比(SNR)，单位为dB；纵坐标为误符号块率(WER)。 图6和图7中，被比曲线为在接收端采用现有RISIC算法进行接收信号预滤波后的性能曲线；优化曲线1为基于式(2-b)的目标矩阵 

和约束矩阵 

求得的预滤波系数，进行发送信号预滤波后的性能曲线；同理，优化曲线2-5分别为基于式(3-b)、(1-b)、(1-a)和(3-c)的目标矩阵 

和约束矩阵 

求得的预滤波系数，进行发送信号预滤波后的性能曲线。通过比较图6和图7的各性能曲线可知，优化曲线1的性能最优，且要明显优于被比曲线，以在10％的工作点为例，优化曲线1在SER和WER性能指标意义上，分别具有5dB和10dB左右的性能增益。这意味着发送端采用优化曲线1对应的预滤波系数对发送信号进行预滤波处理后，接收端即使不再进行额外的干扰抑制处理，亦可获得相当甚至优于目前在接收端实施的复杂IBI干扰抑制处理的性能。 

综上分析，本实施例在多载波***中发送端根据接收端的反馈获得部分信道信息，基于实施例5中所给出方法计算预滤波系数，并所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送，能够充分达到类似信道缩短的目的，使得接收端接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于循环前缀长度的范围内，从而对由于信道时延扩展大于CP长度导致的IBI具有有效抑制效果，同时避免了接收机为了IBI所需显著增加的实现复杂度。因此，相对于现有技术，本实施例明显降低了接收机抑制干扰所需的运算复杂度，具有实现简单、易推广应用等优点。 

图8为本发明第六实施例提供的发射机结构图。如图8所示，本实施例发射机包括：信道信息获取模块81、预滤波系数计算模块82和预滤波处理模块83。 

信道信息获取模块81用于根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息可包括部分信道响应。 

预滤波系数计算模块82用于根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数。 

预滤波处理模块83用于根据得到的所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送。 

在上述技术方案的基础上中，所述部分信道信息还可包括信道响应总长度。预滤波系数计算模块82可进一步包括：预置矩阵计算单元821、目标矩阵和约束矩阵计算单元822和预滤波系数求取单元823。 

预置矩阵计算单元821用于根据所述信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵。 

目标矩阵和约束矩阵计算单元822用于根据得到的信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵以及信道信息获取模块81获取的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵。 

部分信道响应可包括：实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应(即：第二部分信道响应)。目标矩阵和约束矩阵计算单元822可选用信道信息获取模块81获取的部分信道响应构造的第二部分信道响应矩阵，根据信号功率计算矩阵、干扰功率计算矩阵及第二部分信道响应矩阵计算约束矩阵和目标矩阵。 

预滤波系数求取单元823用于根据得到的约束矩阵和目标矩阵，基于最大信干噪比准则，计算最大化信干噪比时对应的预滤波系数。本实施例信道信息获取模块81、预滤波系数计算模块82和预滤波处理模块83的功能可集成为一个功能模块，如集成为图3对应实施例中所示的预滤波模块32。基于本实施例发射机在信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的应用场景中，在发送端实现信号的预滤波处理的实现原理详见图3-图5对应实施例的记载，不再赘述。 

本实施例针对信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的情形，通过发射机对待发送的OFDM时域信号进行类似信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收端接收信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于CP长度的范围内，从而保证接收信号所受IBI和ICI得到有效预抑制。本实施例有利于降低接收 端为了抑制干扰所需的运算复杂度和处理时延，明显降低了实现的难度。 

图9为本发明第七实施例提供的接收机结构图。如图9所示，本实施例接收机包括：信道估计模块91和反馈模块92。 

信道估计模块91用于进行信道估计以获得时域信道响应。 

反馈模块92用于从所述时域信道响应抽取部分信道信息并向发送端反馈，以供所述发送端根据所述部分信道信息计算预滤波系数，并根据所述预滤波系数对时域信号进行预滤波处理；所述部分信道信息包括部分信道响应。 

在上述技术方案的基础上，所述部分信道信息还可包括信道响应总长度。反馈模块92可进一步包括：反馈信道响应抽取单元921和反馈信道响应量化单元922。 

反馈信道响应抽取单元921用于在所述时域信道响应中抽取部分信息。 

反馈信道响应量化单元922用于对抽取的所述部分信息进行量化处理得到所述部分信道响应及信道响应总长度，并向所述发送端反馈。 

基于本实施例接收机信道估计模块91和反馈模块92(包括反馈信道响应抽取单元921和反馈信道响应量化单元922)，在信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的应用场景中，在发送端实现信号的预滤波处理的实现原理详见图3-图5对应实施例的记载，不再赘述。 

本实施例在信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的应用场景中，接收机将部分信道响应等信道信息，反馈给发送端，以供发送端根据获取的部分信道信息进行预滤波处理，使得接收机接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于CP长度的范围内，本实施例降低了接收端为了抑制干扰所需的运算复杂度和处理时延，明显降低了实现的难度。 

图10为本发明第八实施例提供的干扰抑制***结构图。如图10所示，本实施例接收机包括：发射机101和接收机102。 

发射机101用于根据接收机102的反馈获得部分信道信息，根据获得的部分信道信息计算预滤波系数，根据得到的所述预滤波系数对时域信号进行 预滤波处理后发送，所述部分信道信息包括部分信道响应。 

接收机102用于通过信道估计获得时域信道响应；从所述时域信道响应抽取所述部分信道信息并向发射机101反馈。 

本实施例发射机的细化结构可参见图8对应实施例的记载，接收机的细化结构可参见图9对应实施例的记载，基于本实施例干扰抑制***在信道响应总长度大于循环前缀(CP)长度的应用场景中，进行干扰抑制的实现原理，详见图1-图7对应实施例的记载，不再赘述。 

本发明实施例干扰抑制***可应用于正交频分复用***或采用频域均衡的单载波***中进行干扰抑制，对于实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度的情形，通过在发射机对待发送的时域信号进行类似信道缩短均衡的预滤波处理，使得接收机接收到时域信号中，等效信道响应的能量尽量集中在短于循环前缀长度的范围内，因而能够显著降低接收端为了抑制干扰所需的实现复杂度，且具有很好的干扰抑制效果。 

图11为本发明第九实施例提供的预滤波系数计算装置结构图。如图11所示，本实施例预滤波系数计算装置包括：预置矩阵计算单元111、目标矩阵和约束矩阵计算单元112和预滤波系数求取单元113。 

预置矩阵计算单元111用于根据预先获取的信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵。 

目标矩阵和约束矩阵计算单元112用于根据得到的信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵以及预先获取的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵。 

预滤波系数求取单元113根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值。 

本实施例提供的预滤波系数计算装置，可应用但不限于OFDM***或SC-FDE***中，用以获取预滤波系数，以便发送端或接收端根据预滤波系数对接收或发送的信号进行干扰消除；基于该预滤波系数进行干扰消除，有利 于降低发送端或接收端抑制干扰的运算复杂度。 

此外，本实施例还可作为一个用于计算预滤波系数的功能模块，集成在发送端或接收端中。图8示出了本实施例集成在发送端中的一个应用场景，该情景下，需要接收端反馈部分信道响应，所述部分信道响应可包括超过CP长度的部分信道响应。此外，本实施例还可集成在接收端设备(如：接收机)中，该情形下，接收端自身就可以获取到信道响应总长度和部分信道响应信息，因此，可根据获取的信息进行预滤波系数的计算。有关本实施例预滤波系数的计算装置的工作原理，可参见图3和图5对应实施例的记载，不再赘述。 

本领域普通技术人员可以理解：附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。 

本领域普通技术人员可以理解：实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。 

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。 

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。 

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明实施例技术方案的精神和范围。 

Claims (12)

1.一种干扰抑制方法，其特征在于，包括：

根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息包括部分信道响应；

根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数；

根据得到的所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送；

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。

2.根据权利要求1所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述部分信道信息还包括信道响应总长度；所述计算预滤波系数包括：

根据所述信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I；

根据得到的信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I以及获取的所述部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵；

根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值。

3.一种干扰抑制方法，其特征在于，包括：

通过信道估计获得时域信道响应；

根据所述时域信道响应，抽取部分信道信息并向发送端反馈，以供所述发送端根据所述部分信道信息计算预滤波系数，并根据所述预滤波系数对待发送时域信号进行预滤波处理；所述部分信道信息包括部分信道响应；

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。

4.根据权利要求3所述的干扰抑制方法，其特征在于，所述部分信道信息还包括信道响应总长度；所述获取部分信道信息并向发送端反馈，包括： 

在所述时域信道响应中抽取部分信息；

对抽取的所述部分信息进行量化处理得到所述部分信道响应及信道响应总长度，并向所述发送端反馈。

5.一种预滤波系数计算方法，其特征在于，包括：

根据预先得到的信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I；

根据得到的信号功率计算矩阵D_s和干扰功率计算矩阵D_I以及预先获取的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵；

根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值；

所述信号功率计算矩阵D_s为：

其中，D_s为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： i为满足不等式1≤i≤M₁+M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；

所述干扰功率计算矩阵D_I为：载波间干扰功率计算矩阵D₁和块间干扰功率计算矩阵D₂的叠加；

所述载波间干扰功率计算矩阵D₁为：

其中，D₁为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度；

所述块间干扰功率计算矩阵D₂为：

其中，D₂为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为：

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度；

所述部分信道响应包括：第一部分信道响应和/或第二部分信道响应；所述第一部分信道响应为实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，所述第二部分信道响应为实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应；

所述目标矩阵A或 

表示为：

或，

所述约束矩阵B或 

表示为： 

或，

H₁ ^H为第一部分信道响应矩阵H₁的共轭转置，H₂ ^H为第二部分信道响应矩阵H₂的共轭转置，为 

的期望， 为 的期望。 

6.根据权利要求5所述的预滤波系数计算方法，其特征在于，所述第二部分信道响应矩阵H₂为：

H₂为(M₁+M₂+v+1)行×(M₁+M₂+1)列的矩阵，由第二部分信道响应h₂[n]＝(h[N_g+1]，...，h[v])中元素构成，h[n]为实际信道响应，0为实际信道响应的起始位置，v为实际信道响应的终止位置，对应着n＜0和n＞v，(v+1)为信道响应总长度；N_g为循环前缀的长度。

7.一种发射机，其特征在于，包括：

信道信息获取模块，用于根据接收端的反馈获得部分信道信息，所述部分信道信息包括部分信道响应；

预滤波系数计算模块，用于根据获得的部分信道信息，计算预滤波系数；

预滤波处理模块，用于根据得到的所述预滤波系数，对时域信号进行预滤波处理后发送；

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。

8.根据权利要求7所述的发射机，其特征在于，所述部分信道信息还包括信道响应总长度；所述预滤波系数计算模块包括：

预置矩阵计算单元，用于根据所述信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵；

目标矩阵和约束矩阵计算单元，用于根据得到的信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵以及获取的所述部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵；

预滤波系数求取单元，用于根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值。 

9.一种接收机，其特征在于，包括：

信道估计模块，用于通过信道估计获得时域信道响应；

反馈模块，用于根据所述时域信道响应，抽取部分信道信息并向发送端反馈，以供所述发送端根据所述部分信道信息计算预滤波系数，并根据所述预滤波系数对待发送时域信号进行预滤波处理；所述部分信道信息包括部分信道响应；

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。

10.根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述部分信道信息还包括信道响应总长度；所述反馈模块包括：

反馈信道响应抽取模块，用于在所述时域信道响应中抽取部分信息；

反馈信道响应量化模块，用于对抽取的所述部分信息进行量化处理得到所述部分信道响应及信道响应总长度，并向所述发送端反馈。

11.一种预滤波系数计算装置，其特征在于，包括：

预置矩阵计算单元，用于根据预先获取的信道响应总长度，计算信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵；

目标矩阵和约束矩阵计算单元，用于根据得到的信号功率计算矩阵和干扰功率计算矩阵以及预先获取的部分信道响应，计算约束矩阵和目标矩阵；

预滤波系数求取单元，用于根据得到的约束矩阵和目标矩阵，计算当信干噪比为最大值时对应的预滤波系数，所述信干噪比等于信号功率和干扰噪声功率的比值；

所述信号功率计算矩阵D_s为：

其中，D_s为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为： 

i为满足不等式1≤i≤M₁+M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；

所述干扰功率计算矩阵D_I为：载波间干扰功率计算矩阵D₁和块间干扰功率计算矩阵D₂的叠加；

所述载波间干扰功率计算矩阵D₁为：

其中，D₁为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为：

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度；

所述块间干扰功率计算矩阵D₂为：

其中，D₂为(M₁+M₂+v)行×(M₁+M₂+v)列的对角矩阵，对角元素为：

l为满足不等式-M₁≤l≤M₂+v的整数，-M₁为预设的预滤波的起始响应位 置，M₂为预设的预滤波的终止响应位置；(v+1)为信道响应总长度；K为预设的快速傅里叶变换长度；N_g为循环前缀的长度；

所述部分信道响应包括：第一部分信道响应和/或第二部分信道响应；所述第一部分信道响应为实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，所述第二部分信道响应为实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应；

所述目标矩阵A或 

表示为：

或，

所述约束矩阵B或 

表示为：

或，

H₁ ^H为第一部分信道响应矩阵H₁的共轭转置，H₂ ^H为第二部分信道响应矩阵H₂的共轭转置， 

为 的期望， 

为 的期望。

12.一种干扰抑制***，包括发射机和接收机，其特征在于，

所述发射机用于根据所述接收机的反馈获得部分信道信息，根据获得的部分信道信息计算预滤波系数，根据得到的所述预滤波系数对时域信号进行预滤波处理后发送，所述部分信道信息包括部分信道响应；

所述接收机用于通过信道估计获得时域信道响应；从所述时域信道响应抽取所述部分信道信息并向所述发射机反馈；

其中，实际信道的信道响应总长度大于循环前缀长度；所述部分信道响应包括：实际信道没有超出循环前缀长度部分的信道响应，和/或，实际信道超出循环前缀长度部分的信道响应。 

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