CN101521548B - 噪声功率推定装置以及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种噪声功率推定装置以及方法。噪声功率推定装置通过使用采样定理进行导频推定，可以不依赖S/N而稳定地推定噪声功率。导频信号推定部(022)根据通过采样处理部(021)在频域中采样的多个接收导频信号r_m，通过采样定理求出推定接收导频信号r₀’。噪声功率计算部(023)通过取得来自采样处理部(021)的接收导频信号r₀与来自导频信号推定部(022)的推定接收导频信号r₀’的差分统计平均，推定噪声功率。

Description

噪声功率推定装置以及方法

技术领域

本发明涉及噪声功率推定装置以及方法，尤其涉及用于推定在OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access)通信***等各种无线通信***的无线接收机中的信号质量测定中所使用的噪声功率·干涉的噪声功率推定装置以及方法。

背景技术

近年来，随着通信***的飞跃，例如作为调制技术而采用了自适应调制，因而在通信中为了计算CQI(Channel Quality Indicator)(信号质量指标)，需要进行噪声功率的推定。并且，由于求出准确的CQI与***性能的提高相关联，所以准确地求出噪声功率非常重要。

例如在现有的CDMA(Code division multiple access)***的情况下，基站为了控制反向链路(从便携终端到基站)的功率，在正向链路(从基站到便携终端)的信号中加载功率控制信号后发送到终端，由此进行便携终端的功率控制。此时，为了决定功率控制信号，使用在上行接收机侧推定的SIR(Signal-to-Interference Ratio)(期望的信号功率与其以外的干涉功率比)的信息。一般从便携终端向基站发送的功率水平，通过使基站中的接收质量成为所需最低限度的功率水平进行发送。这是为了***的稳定性、安全性的提高而必要的。因此，从***整体看的话，成为过剩的功率强度，会成为多余的干涉或者过度的通信量的发生原因，因此存在降低***整体的效率的情况。

在现有的CDMA方式中，由于干涉功率I比信号功率S足够小，因此通过求出接收信号的方差，能够容易地计算出噪声功率(例如，参照特表2004-533783公报)。

此外，在现有的OFDMA方式中，由于信号功率S比干涉功率I高，因而不能应用CDMA方法。因此，以前，在作为其他方法而使用的噪声推定方法中，通过根据接收导频信号做成复制(replica)信号，能够根据复制信号与实际接收信号点的距离(偏移)推定噪声功率(参照特开2005-328311号公报)。

在现有的OFDMA中，通过QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)或者QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等来进行通信时，分别在IQ(In-phaseQuadrature)的复数平面上观察接收点时，为了进行P/S(Parallel-to-Serial)变换，存在符号的判定边界，存在由该边界划分的期望接收区域。并且，在期望的区域中能够确保接收信号的充分的S/N(Signal-to-Noise Ratio)时，成为基准的导频信号在期望区域中正常地被接收，因而能够正常地推定噪声。但是，在S/N低的情况下、或者衰减的影响严重时，存在噪声成分增加或者相位中产生偏移的情况，导频信号有可能从所期望的区域偏离。此时，很难稳定地推定噪声功率，此外，在不适用于自适应调制的低S/N区域中，有时在信号本身中产生错误、接收信号从期望区域偏离很大程度，因此存在噪声推定精度降低的情况。通过将CDMA方式中所使用的、取得接收信号的方差的统计的噪声推定方式应用到OFDMA方式中，存在可以推定S/N低的区域的噪声的可能性，但在S/N高的区域中几乎没有噪声的方差，无法应用该方式。而且，当在宽频带中进行通信的OFDMA中有频率的选择性时，很难判断与期望信号的差分是噪声成分还是衰减的影响，难以进行噪声推定。

在OFDMA通信方式中，为了不考虑S/N的高低而进行稳定的噪声功率推定，需要通过不依赖S/N的方法来准确地推定噪声功率。

发明内容

鉴于以上问题而提出了本发明，其目的是通过使用采样定理来进行导频推定，不依赖于S/N而稳定地推定噪声功率。

根据本发明的第1解决手段，提供一种噪声功率推定装置，该噪声功率推定装置具有：采样处理部，其以频域中的一定采样间隔对复数平面上的导频信号进行采样，输出多个接收导频信号r_m(m为整数)；导频信号推定部，其根据由所述采样处理部在频域内采样的多个接收导频信号r_m，使用任意频率的接收导频信号r₀以外的频率的多个接收导频信号r_m(m≠0)，通过用于将包含在连续信号中的频率成分作为采样值数据来再现的采样定理，推定所述任意频率的接收导频信号r₀，并求出推定接收导频信号r₀’；以及噪声功率计算部，其取得从所述采样处理部输出的所述任意频率的接收导频信号r₀与由所述导频信号推定部推定的所述任意频率的所述推定接收导频信号r₀’的差分统计平均，由此推定噪声功率，所述噪声功率计算部，根据以下公式求出实际接收的所述任意频率的接收导频信号r₀与由所述导频信号推定部推定的所述推定接收导频信号r₀’的差分，通过取得预先规定的规定时间内的所述差分的平均值的统计来求出方差σ²，由此，将该方差σ²作为噪声功率来求出。

根据本发明的第2解决手段，提供一种噪声功率推定方法，该噪声功率推定方法包含：以频域中的一定采样间隔对复数平面上的导频信号进行采样，输出多个接收导频信号r_m(m为整数)的采样处理；根据通过所述采样处理在频域内采样的多个接收导频信号r_m，使用任意频率的接收导频信号r₀以外的频率的多个接收导频信号r_m(m≠0)，通过用于将包含在连续信号中的频率成分作为采样值数据来再现的采样定理来推定所述任意频率的接收导频信号r₀，并求出推定接收导频信号r₀’的导频信号推定处理；以及取得通过所述采样处理输出的所述任意频率的接收导频信号r₀与通过所述导频信号推定处理推定的所述任意频率的所述推定接收导频信号r₀’的差分统计平均，由此推定噪声功率的噪声功率计算处理，在所述噪声功率计算处理中，根据以下公式求出实际接收的所述任意频率的接收导频信号r₀与通过所述导频信号推定处理推定的所述推定接收导频信号r₀’的差分，通过取得预先决定的规定时间内的所述差分的平均值的统计来求出方差σ²，由此，将该方差σ²作为噪声功率来求出。

如上所述，根据本发明，在采样定理的成立条件下，能够与S/N的高低无关地、在整个S/N区域中稳定地推定所期望的信号的噪声功率。

根据本发明，通过在使用采样定理时使用任意的窗函数，能够减少计算中所需要的样本数，并将计算处理快速化。

根据本发明，通过推定噪声功率，能够掌握更加准确的S/N，通过将该信息用到自适应调制的调制方式选择等处理中，能够与S/N的高低无关地对整个网络的吞吐量的提高做出贡献。

附图说明

图1是具有本实施方式的噪声功率推定装置的接收机的功能框图。

图2是关于P/S变换时成为判定基准的复数平面上的边界线、根据导频信号生成的复制信号以及接收导频信号的说明图。

图3是噪声功率推定部的结构图。

图4是接收到的导频信号复数振幅的说明图。

图5是接收到的导频信号和推定该导频信号后在振幅平面上看的说明图。

图6是关于保护间隔循环前缀的说明图。

具体实施方式

1.采样定理

只要满足采样定理的条件，就进行接收导频信号的采样，由此，特定的导频信号，能够通过使用除其以外的已采样的导频信号的采样定理来推定。在特定时刻接收到的导频信号(r₀)以及通过采样定理推定该导频信号而得的导频信号(r₀’)间，导频成分相关联，当作为功率成分进行减法运算时成为零(0)。但是，添加到各个信号上的噪声成分没有关联，因而通过统计地取得该接收导频信号和推定导频信号的功率的差分，能够求出噪声的方差，能够推定噪声功率。

所谓采样定理是指，为了将包含在连续信号中的频率成分正确地再现为采样值数据，采样频率必须在连续信号所具有的最高频率的2倍以上，通过以下(式1)来表示最高频率为f₀的信号g(t)。

【数学式1】

$g\left(t\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}g\left(\frac{k}{2f_0}\right)\frac{\sin \left[2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{k}{2f_0})\right]}{2\mathrm{\π}{f}_0(t-\frac{k}{2f_0})}$ (式1)

此外，已知通过使用任意窗函数，能够减少在采样定理中使用的样本的数量，通过将其应用到本发明中，能够减少在进行计算时需要的导频信号的数量。

2.具有噪声功率推定装置的接收机

图1是具有本实施方式的噪声功率推定装置的接收机(解调器)的功能框图。该接收机尤其能够在OFDMA方式中使用。该接收机具有：天线010、A/D(Analog-to-Digital)变换部011、保护间隔去除部012、FFT(Fast FourierTransform：快速傅立叶变换)处理部013、向复数平面的解映射(demaping)处理部014、P/S变换部015、接收信号功率推定部016、SIR推定部017、CQI(Channel Quality Indicator)生成部018以及噪声功率推定部020。

天线010接收从发送机发送的信号。当进行发送时，能够使用天线010进行信号的发送。

A/D变换部011将通过天线010接收的信号从模拟信号变换成数字信号。

保护间隔去除部012去除在发送机侧附加的保护间隔。在OFDM中，为了强化对延迟波的耐性，例如作为保护间隔而使用了循环前缀(Cyclic Prefix)。

图6表示关于保护间隔循环前缀的说明图。如图6所示，将OFDM符号末尾的信号波形复制后附加到符号开头的就是循环前缀。在图6中，表示成有效符号的部分是原始的(附加循环前缀之前的)OFDM符号，进行解调时需要该部分。因此，进行接收时，通过快速傅立叶变换(在本实施例中FFT处理部013)变换到频域(分割为子载波)，因此能够得到原始的OFDM符号的1个周期的量(OFDM符号内的任意有效符号长度的量)即可。因此，由于循环前缀是冗余的信号，所以可以在接收侧丢弃。

FFT处理部013对所输入的信号进行快速傅立叶变换，将其变换成频域的信号。

解映射(demaping)处理部014将通过FFT处理部013在频域中被分割成各个子载波的信号，针对每一子载波向复数平面进行映射，此外，提取被***每一子载波的导频信号。

P/S变换部015进行从并行信号到串行信号的变换处理，把通过解映射处理部014的解映射处理在复数平面上表现的多值化信号(例如QPSK，QAM等)变换成二进制(binary)的数据信号。

在接收信号功率推定部016中，以从解映射处理部014输入的导频信号为基准，推定接收信号的功率。接收的信号的功率依赖于导频信号的大小(例如，可以通过在导频信号上乘以用于表示接收信号的功率的预定值等来推定接收信号的功率。另外，该预定值例如可以预先规定，也可以在接收信号内被设定，将其读出后使用)，可以通过测定导频信号的功率来推定接收信号的功率。

噪声功率推定部020根据从解映射处理部014输入的导频信号的信息，推定噪声功率。在后述的“3.噪声功率推定”中，对本实施方式的基于噪声功率推定部020的噪声功率推定进行详细说明。

SIR推定部017使用通过接收信号功率推定部016推定的接收信号功率和通过噪声功率推定部020推定的噪声功率，推定信号的SIR。

CQI(Channel Quality Indicator)生成部018根据从SIR推定部017输入的SIR，选择与接收质量相对应的指标(index)。由于该指标根据传送路径的传输状况的好坏，使调制方式或传送速度变化，因而被反馈到发送机侧。

3.噪声功率推定

图3表示噪声功率推定部的结构图。图2表示关于P/S变换时成为判定基准的复数平面上的边界线、根据导频信号生成的复制信号以及接收导频信号的说明图。此外，图4表示接收的导频信号的复数振幅的说明图。

以下，使用图3详细说明基于噪声功率推定部020的处理。

噪声功率推定部020具有采样处理部021、导频信号推定部022以及噪声功率计算部023。采样处理部021以频域中的一定采样间隔来采样从解映射处理部014输入的导频信号。此处，由于采样间隔需要满足在导频信号推定部022中进行的采样定理的成立条件，所以采样间隔比信号的最大延迟扩展(spread)短。将图2所示的对复数平面上的导频信号进行采样，并以复数振幅表示的状态定义成图4那样。此外，导频信号中包含噪声成分，因而若用公式表示接收导频信号r_m，则能够定义成如下公式2。此处，S_m表示导频信号的复数振幅、n_m表示附加到导频信号中的噪声的复数振幅，m表示以任意接收导频信号的样本为基准时的样本序号。

【数学式2】

r_m＝s_m+n_m  (m＝-∞...∞)                (式2)

导频信号推定部022使用任意频率的接收导频信号r₀以外的、以频率间隔采样的各频率的接收导频信号r_m(m＝-∞，...，-1，1，...，∞)，通过采样定理推定所述任意频率的接收导频信号r₀，输出推定而得的导频信号r₀’。此处，作为一例，如图4所示，当使用奇数点的信息，根据采样定理推定接收导频信号r₀时，将推定而得的接收导频信号设为r₀’，则能够表示成式3。

【数学式3】

${r_0}^{\′}=s_0+{n_0}^{\′}={\mathrm{\Σ}}_{m=-\∞,m\≠0}^{\∞}\{\sin c(m/2)\×r_m\}$ (式3)

另外，在实施中，如以下公式3’所示，可以将-∞～∞的范围决定成预先规定的预定的有限值的范围-M～M。

【数学式4】

${r_0}^{\′}=s_0+{n_0}^{\′}={\mathrm{\Σ}}_{m=-M,m\≠0}^M\{\sin c(m/2)\×r_m\}$ (式3’)

(此处，M是预先规定的整数)

一般都知道进行采样定理时，能够通过使用窗函数来减少样本的数量，可以使用任意的窗函数。此处，作为一例，使用凯塞(kaiser)窗(α＝4)来进行采样定理。另外，本实施方式在使用其他窗函数时也成立。

【数学式5】

${r_0}^{\′}=s_0+{n_0}^{\′}\underset{\underset{m\≠0}{m=-2N}}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}\{\sin c(m/2)\frac{I_0\left(4\sqrt{1-{\left(\frac{m}{2N+1}\right)}^2}\right)}{I_0\left(4\right)}\×r_m\}$ (式4)

此处，I₀是第一种0次变换贝塞尔函数。N依赖于样本数。

另外，关于采样的具体处理(式3、式3’、式4等)，可以只使用奇数点信息或者偶数点信息，或者适当使用预定间隔的信息等，此外，也可以预先适当地规定所使用的信息点的个数。这样的采样的具体处理或者基于窗函数的处理，能够通过采样处理部021以及/或者导频信号推定部022预先规定。

噪声功率计算部023取得实际的接收导频信号r₀与通过导频信号推定部022推定的推定接收导频信号r₀’的差分统计平均，推定噪声功率。

图5表示接收的导频信号和推定该导频信号后在振幅平面上看的说明图。在采样定理的处理条件下，接收的导频信号r₀与推定的导频信号r₀’之间，导频成分相关，但由于分别被加上了不相关的噪声成分，因而如图5所示，在复数振幅中产生不同。因此，如式5所示，通过从接收导频信号的推定值r₀’和实测值r₀的差分中去除导频信号的复数振幅s₀，能够仅取出噪声成分的差分。

【数学式6】

r₀-r₀′＝s₀+n₀-(s₀+n₀′)＝n₀-n₀′        (式5)

此外，噪声成分具有统计平均为零的特征，因此，通过取得式5的统计，可以如以下的式6那样将接收导频信号的推定值和实测值的差分|r₀-r₀′|或者|r₀-r₀′|²的期望值看作0。

【数学式7】

<r₀-r₀′>＝<n₀-n₀′>＝0                                         (式6)

<|r₀-r₀′|²>＝<|n₀-n₀′|²>＝<|n₀|²>+<|n₀′|²>＝2σ²             (式7)

此处，标记<>表示的是期望值。

另外，此处可以将关于时刻的采样次数设成例如100次(关于时刻t₁～t₁₀₀的r₀以及r₀’)或者100次以上，但可以适当地决定该数。噪声功率计算部023取得式7的统计值，并除以2，由此能够求出噪声功率的方差σ²，此外该方差σ²可以作为噪声功率来求出。即、例如噪声功率计算部023根据式7，作为统计值而求出预定的采样次数的|r₀-r₀′|²，求出这些值的平均值并除以2，由此能够求出方差σ²。此外，当在式7中将该方差设为

时，<|n₀|²>＝σ²，因而噪声功率计算部023能够通过将求出的|r₀-r₀′|²的平均值除以2来求出噪声功率(|n₀|²)(即能够将方差σ²作为噪声功率来求出)。

作为用于差分统计平均处理的具体的构成例，例如，在噪声功率计算部023的内部或者外部具有针对每一时刻存储|r₀-r₀′|²的表，噪声功率计算部023根据输入的r₀以及r₀’计算|r₀-r₀′|²，并与时刻相对应地在该表中存储该计算值。然后，噪声功率计算部023读取与预定数的采样次数(例如t₁～t₁₀₀的100个)的时刻相对应的计算值，并求出|r₀-r₀′|²的平均值，由此能够执行差分统计平均处理。此外，噪声功率计算部023在下一个时刻(例如t₁₀₁)移位读出与存储在该表中的此前的规定数(例如t₁～t₁₀₀的100个)的时刻相对应的计算值，由此能够同样地执行差分统计平均处理。另外，上述实施方式只是本发明的一例，并不限于此。

在本实施例中，用于接收的天线010的天线数为1个，但在采用如MIMO(Multi Input Multi Output)的多个天线时也可以应用本发明。此外，通过SIR推定部017推定的SIR的信息只被送到CQI生成部018，但也可以将该信息输出到其他装置来用于其他处理。例如，作为其他装置，可以使用在MIMO等中被利用的MMSE(Minimum Mean Squared Error)推定部来应用到多个天线中，或者使用位序列的对数似然率(LLR：Log Likelihood Ratio)计算部来计算LLR。

此外，能够通过硬件或者软件来实现本发明。

Claims (10)

1.一种噪声功率推定装置，其特征在于，

具有：

采样处理部，其以频域中的一定采样间隔对复数平面上的导频信号进行采样，输出多个接收导频信号r_m，m为整数；

导频信号推定部，其根据由所述采样处理部在频域内采样的多个接收导频信号r_m，使用任意频率的接收导频信号r₀以外的频率的多个接收导频信号r_m，通过用于将包含在连续信号中的频率成分作为采样值数据来再现的采样定理，推定所述任意频率的接收导频信号r₀，并求出推定接收导频信号r₀’，m≠0；以及

噪声功率计算部，其取得从所述采样处理部输出的所述任意频率的接收导频信号r₀与由所述导频信号推定部推定的所述任意频率的所述推定接收导频信号r₀’的差分统计平均，由此推定噪声功率，

所述噪声功率计算部，根据以下公式求出实际接收的所述任意频率的接收导频信号r₀与由所述导频信号推定部推定的所述推定接收导频信号r₀’的差分，通过取得预先规定的规定时间内的所述差分的平均值的统计来求出方差σ²，由此，将该方差σ²作为噪声功率来求出，

【公式1】

<|r₀-r₀′|²>＝<|n₀-n₀′|²>＝<|n₀|²>+<|n₀′|²>＝2σ²，

此处，标记<>表示的是期望值，

n₀表示接收导频信号r₀的噪声成分，

n₀’表示推定接收导频信号r₀’的噪声成分。

2.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

所述导频信号推定部作为采样定理而使用以下公式，其中将m作为预先决定的有限的范围，求出所述推定接收导频信号r₀’，

【公式2】

${r_0}^{\&prime;}=s_0+{n_0}^{\&prime;}={\mathrm{\&Sigma;}}_{m=-\&infin;,m\&NotEqual;0}^{\&infin;}\{\sin c(m/2)\&times;r_m\}.$

3.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

所述导频信号推定部对频域使用奇数点的有限个信息，通过采样定理来对推定接收导频信号r₀’进行推定。

4.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

所述采样处理部或者所述噪声功率计算部，通过在使用所述采样定理时使用任意窗函数，减少采样定理所需的导频信号的数量。

5.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

推定OFDMA的通信***中的噪声功率。

6.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

还具有保护间隔去除部，其对于接收信号去除在发送机侧赋予的保护间隔。

7.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

还具有：

FFT处理部，其对接收的信号进行快速傅立叶变换，变换成频域信号；以及

解映射处理部，其将由所述FFT处理部分割成频域的子载波的信号，针对每一子载波映射为在复数平面上具有振幅的信号，在频域中求出多个导频信号，并输出到所述采样处理部。

8.如权利要求7所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

还具有：

接收信号功率推定部，其将来自所述解映射处理部的导频信号作为基准，进行接收信号的功率推定；以及

SIR推定部，其使用通过所述接收信号功率推定部推定的接收信号功率和通过所述噪声功率计算部推定的噪声功率，推定信号的SIR。

9.如权利要求1所述的噪声功率推定装置，其特征在于，

所述导频信号推定部作为采样定理而使用以下公式，求出所述推定接收导频信号r₀’，

【公式3】

${r_0}^{\&prime;}=s_0+{n_0}^{\&prime;}={\mathrm{\&Sigma;}}_{m=-M,m\&NotEqual;0}^M\{\sin c(m/2)\&times;r_m\},$

此处，M是预先规定的整数。

10.一种噪声功率推定方法，其特征在于，

包含：

以频域中的一定采样间隔对复数平面上的导频信号进行采样，输出多个接收导频信号r_m的采样处理，m为整数；

根据通过所述采样处理在频域内采样的多个接收导频信号r_m，使用任意频率的接收导频信号r₀以外的频率的多个接收导频信号r_m，通过用于将包含在连续信号中的频率成分作为采样值数据来再现的采样定理来推定所述任意频率的接收导频信号r₀，并求出推定接收导频信号r₀’的导频信号推定处理，m≠0；以及

取得通过所述采样处理输出的所述任意频率的接收导频信号r₀与通过所述导频信号推定处理推定的所述任意频率的所述推定接收导频信号r₀’的差分统计平均，由此推定噪声功率的噪声功率计算处理，

在所述噪声功率计算处理中，根据以下公式求出实际接收的所述任意频率的接收导频信号r₀与通过所述导频信号推定处理推定的所述推定接收导频信号r₀’的差分，通过取得预先决定的规定时间内的所述差分的平均值的统计来求出方差σ²，由此，将该方差σ²作为噪声功率来求出，

【公式4】

<|r₀-r₀′|²>＝<|n₀-n₀′|²>＝<|n₀|²>+<|n₀′|²>＝2σ²，

此处，标记<>表示的是期望值，

n₀表示接收导频信号r₀的噪声成分，

n₀’表示推定接收导频信号r₀’的噪声成分。

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