CN101471734B - 一种多发多收声定位网络***及其定位方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种多发多收声定位网络***，包括声信号收发网络节点和控制与处理单元；所述网络节点呈等分圆结构布设，所述网络节点的个数为不小于3的奇数；所述控制与处理单元用于控制各信号收发节点同步发射两两正交的脉冲编码探测信号，对各信号收发节点接收到的直达波和目标回波信号进行数据处理。本发明还提供了相应的对目标进行定位的方法。本发明能够对各节点发射的探测信号的回波进行相干叠加，提高了信号处理增益，进而大幅提高了信噪比，提高目标检测概率和目标定位精度；本发明避免单发探测的处理增益起伏问题，提高了目标探测与定位的稳定性和宽容性。本发明可以有效地减少直达波干扰和发射信号相互干扰的影响区域。

Description

一种多发多收声定位网络***及其定位方法

技术领域

本发明属于水声信号处理技术领域，具体地说，本发明涉及一种多发多收声定位网络***及其定位方法。本发明主要用于水下目标声探测。

背景技术

水下目标声探测是水声信号处理的一个重要领域。传统的收发共置探测声纳通常采用单发单收的策略，即声纳首先发射一组信号，然后通过接收目标所散射的信号回波来进行目标定位。同时，多基地探测声纳通常也是采用单发单收策略(与收发共置的差别仅在于多基地的发射和接收装置不在一起)，或者单发多收策略，即由一个发射基地发射一组信号，然后其它接收基地接收这组信号被目标散射而来的回波，各个接收基地各自进行目标定位或者通过基地间的数据融合进行目标定位。而多发多收的方式近年来已经出现在通信和雷达领域中。而在声纳探测方面，本申请的发明人在2007年提出了通过多发多收(MIMO)方式进行声纳低截获探测的初步想法(李宇，王彪，黄海宁，李淑秋，张春华，MIMO探测声纳研究，声学技术，26(5)pt.247-48页，2007)，但对于网络节点的布设、信号的收发以及如何进行目标探测并未公开。

发明内容

因此，本发明的目的是将多发多收应用在声纳探测领域，通过多个节点之间的时空协同来提高目标探测和定位的能力。

为实现上述发明目的，本发明提供的多发多收声定位网络***包括声信号收发节点和控制与处理单元；所述信号收发节点呈等分圆结构布设，所述信号收发节点的个数为不小于3的奇数；所述控制与处理单元用于控制各信号收发节点同步发射两两正交的脉冲编码探测信号，对各信号收发节点接收到的直达波和目标回波信号进行数据处理以定位目标。

上述技术方案中，所述信号收发节点包括收发共置换能器阵、节点接收机、节点发射机和无线通信模块。

上述技术方案中，所述控制与处理单元包括无线通信模块、信号处理机和多发多收控制单元。

上述技术方案中，所述信号处理机包括数据处理单元，用于对所接收到的回波信号进行时空协同处理：对于所述单个网络节点，对接收到的目标所散射的其它网络节点从各方向发射的探测信号的回波进行波束形成处理和相干叠加，得到所述目标相对于所述网络节点的方位和距离。

上述技术方案中，所述数据处理单元包括数据融合单元，用于根据各网络节点的位置，对所得到的目标相对于各网络节点的方位和距离进行数据融合，得到目标相对于网络节点布设阵形的圆心的方位和距离。

上述技术方案中，所述数据处理单元还包括：

时域正交相干处理单元，用于对网络节点接收到的信号，通过相应正交探测信号副本进行时域正交相干处理；

相干叠加和多波束形成处理单元，用于将各正交探测信号经时域正交相干处理后的输出相干累加，并进行多波束形成处理，得出目标相对于接收节点的方位；

距离计算单元，用于根据各正交探测信号的发射节点的位置、各正交探测信号的回波到达所述接收节点的时间，以及所得出的目标相对于接收节点的方位，计算出目标相对于接收节点的距离。

本发明还提供的所述多发多收声定位网络***的定位方法包括如下步骤：

1)各网络节点同步发射两两正交的脉冲编码探测信号；

2)各网络节点接收目标散射的回波信号；

3)对于单个网络节点所接收到的回波信号进行时空协同处理：对于所述单个网络节点，对接收到的目标所散射的其它网络节点从各方向发射的探测信号的回波进行波束形成处理和相干叠加，得到所述目标相对于所述网络节点的方位和距离。

上述技术方案中，重复步骤3)得到目标相对于各网络节点的方位和距离；然后进入步骤4)，所述步骤4)如下：根据各网络节点的位置，所得到的目标相对于各网络节点的方位和距离进行数据融合，得到目标相对于网络节点布设阵形的圆心的方位和距离。

上述技术方案中，所述步骤3)包括如下子步骤：

31)对网络节点接收到的信号，通过相应正交探测信号副本进行时域正交相干处理；

32)将各正交探测信号经时域正交相干处理后的输出相干累加，并进行多波束形成处理，得出目标相对于接收节点的方位；

33)根据各正交探测信号的发射节点的位置、各正交探测信号的回波到达所述接收节点的时间，以及步骤32)中得出的目标相对于接收节点的方位，计算出目标相对于接收节点的距离。

上述技术方案中，当网络节点数目为2K+1，每个网络节点布设M个阵元且阵元间距为d的水平阵时，所述步骤32)的相干累加和多波束形成处理如下：

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_G\right|\mathrm{\θ})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=\mathrm{2,3},\·\·\·2K+1}{\mathrm{\Σ}}{p}_m^{\left(k\right)}\left(T^{\left(k\right)}\right)\left]e^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)$

表示方位角

的估计结果，argmax(*)表示以θ为自变量的最大值估计，m表示第m个阵元，k表示第k个发射节点，c为声速，T^(k)表示接收节点从而接收到第k个发射节点探测信号直达波到接收到该探测信号回波所经过的时间，p_m ^(k)(T^(k))表示第m个阵元接收到的与T^(k)相对应的回波信号经过步骤31)的时域正交相干处理后的输出。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1、采用本发明的网络***和定位方法，能够对各节点发射的探测信号的回波进行相干叠加，提高了信号处理增益，进而大幅提高了信噪比，提高目标检测概率和目标定位精度。

2、本发明的网络***和定位方法避免了单发探测由于目标散射角度的变化造成的处理增益起伏问题，提高了目标探测与定位的稳定性和宽容性。

3、本发明的网络***和定位方法可以有效地减少直达波干扰和发射信号相互干扰的影响区域。

4、本发明既适用于潜浮标网络化探测***，也适用于舰艇多基地探测***。

附图说明

以下，结合附图来详细说明本发明的实施例，其中：

图1表示多发多收网络节点结构框图；

图2表示多发多收网络控制与处理单元结构框图；

图3表示多发多收网络节点的布置示意图(节点为3个)；

图4表示单节点的时空协同处理框图；

图5表示多节点的时空协同融合框图；

图6表示正交编码序列与正交编码信号波形图(8位编码)；

图7表示正交编码序列互相关与自相关图(32位编码)；

图8表示目标椭圆和直达波干扰区域示意图；

图9表示多发多收网络中直达波波达方向示意图(节点数为3)

图10表示单节点时空协同方位估计示意图(节点数为3)；

图11表示多发多收网络中多发目标椭圆关系示意图(节点数为3)；

图12表示目标与接收节点之间距离估计原理图；

图13表示多节点时空协同融合的坐标关系示意图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施例对本发明作进一步地描述。

实施例

本实施例的多发多收声定位网络***包括声信号收发节点和控制与处理单元；所述信号收发节点呈等分圆结构布设，所述信号收发节点的个数为不小于3的奇数；所述控制与处理单元用于控制各信号收发节点同步发射两两正交的脉冲编码探测信号，对各信号收发节点接收到的直达波和目标回波信号进行数据处理。

本实施例中，所述信号收发节点包括收发共置换能器阵、节点接收机、节点发射机和无线通信模块，如图1所示。本实施例中，所述控制与处理单元包括无线通信模块、信号处理机和多发多收控制单元，如图2所示。

本实施例的信号收发节点可安置在多个潜浮标平台上，也可安置在多基地(一般是以舰艇等大型设施为单位)平台上。

本实施例的网络布设和对目标进行定位具体包括以下步骤：

步骤(1)布放多发多收探测网络节点时，将多发多收网络节点按照等分圆的结构布置(节点个数要求为奇数)；

步骤(2)为每个多发多收网络节点分配一组正交编码信号，进行网络化探测时各节点协同进行周期性同时发射；

步骤(3)每个多发多收网络节点接收信号回波，并将数据通过无线通信汇集到多发多收网络控制与处理单元，利用信号的正交性，通过单个节点的时空协同处理，进行目标探测和方位估计。

步骤(4)利用步骤(3)中单节点时空协同处理结果，进行多节点之间的时空协同处理，获得最终多发多收网络的协同定位结果。

以下叙述本实施例各步骤的具体细节。

所述步骤(1)中多发多收网络节点的布放满足两个条件：一是等分圆布放，二是参与探测的多发多收节点数为奇数(如图3所示，为三个节点的示意图)，这样的空间布放规则可以使相邻接收节点之间的距离相同，每个接收节点所接收到的直达波数为偶数。其数学原理如下：

设多发多收节点数为2K+1(K＝1，2，3，...)，则其相邻节点所对应的圆心角α(如图3所示)为：

$\mathrm{\α}=\frac{360}{2K+1}---\left(1\right)$

其相邻两个节点之间的距离R为：

$R=D\sin \frac{\mathrm{\α}}{2}---\left(2\right)$

这里，D为圆的直径。

由于是等分圆结构，对于每个接收节点，其它接收节点所在位置都可以看作以该节点所在直径为轴的左右对称结构，而两个对称节点到达该节点的距离是相等的，且这样的节点共有K对，距离范围为： $D>R\≥D\sin \frac{\mathrm{\α}}{2}.$

所述步骤(2)中，所谓正交编码脉冲信号可以描述为：对于两个包含元素(-1，1)，且编码长度为N的编码序列C_i(n)，C_j(n)，如果满足以下条件：

$\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i\left(n\right),C_j\left(n\right)=0,i\≠j---\left(3\right)$

则称C_i(n)，C_j(n)互为正交的，例如序列(-1，1)和(1，-1)就是最简单的正交编码序列，由正交编码序列调制的高频信号，即称为正交编码脉冲信号，如图6所示，便是两个8位正交编码脉冲串信号(图中C1、C2编码序列，M1、M2表示脉冲串信号)。

若设第i个节点发射的正交编码序列为C_i(n)，则该节点发射的正交编码信号为：

$S_i\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i\left(n\right)u(t-n{T}_s)---\left(4\right)$

这里，u(t-nT_s)为码片调制脉冲，T_s为码片脉冲宽度，且T_s＝T_c/N。

通过各个节点在同一时刻协同发射，并结合步骤(1)的空间布放特征，可以保证探测网络中任意一个多发多收网络节点，在接收其它多发多收网络节点的发射时，各发射直达波都是成对地同时到达该节点。因为成对出现的直达波在时间上是完全重合的，所以保证了多发多收体制下每个接收节点进行多正交信号处理的时间起始点是一致的，从而方便进行单节点和多节点的时空协同处理，同时也保证了成对出现的发射信号相互干扰的影响时间和影响区域最小。

以下叙述步骤(3)中单个节点进行目标探测和方位估计的具体数据处理方法：

所述步骤(3)中，当数据汇集到多发多收网络控制与处理单元后，针对每个接收节点，首先利用对应正交编码信号的正交特性。所利用的正交特性，主要是指正交编码信号的自相关特性，其自相关谱具有主瓣窄且峰值-均值比高的特点，而信号相互之间的互相关谱峰值-均值比低，并且自相关谱的峰值水平相对于互相关谱的峰值水平的比值较大。如图7所示，是两个32位正交编码脉冲串信号的自相关和互相关图，其中实线表示两个信号之间的互相关，点虚线表示信号的自相关，可以看出正交编码信号自相关具有较高的峰均比而相互之间的互相关水平较低，因此通过相干处理可以将直达波干扰和发射信号互干扰对探测目标的影响削弱。

然后，根据直达波信息获得的各节点的相对方位，将同一目标的各个正交信号回波进行时空协同处理，并将结果相干叠加。其原理如下：

在多发多收网络中的每个接收节点，其在同一时刻能够接收到的出自同一个发射信号的目标回波，只能由分布在特定椭圆圆周上的目标散射得到。如图8所示，如果T表示直达波到达后的某个时刻(即某直达波到达时刻为0时刻，而该直达波的回波到达时刻为T时刻)，该时刻接收节点0收到目标G的由发射节点A发射信号散射而得的回波，若R表示发射节点A与接收节点0的距离，R1表示发射节点A到目标G的距离，R2表示目标G到接收节点0的距离，C表示声速。则目标与发射和接收节点之间需满足以下条件，即：

R1+R2＝R+cT                        (5)

为了分析方便以接收节点0作为坐标原点，则可以得到满足公式(5)条件的椭圆的解析公式，即(图8中外面的椭圆)：

$\frac{{(x-R)}^2}{a^2}+\frac{y^2}{b^2}=1---\left(6\right)$

其中，椭圆的长短轴可以表示为：

a＝(R+cT)/2                    (7)

$b=\sqrt{a^2-{(R/2)}^2}=1/2\sqrt{T}\sqrt{c^{2}T+2R}---\left(8\right)$

由于直达波最先到达，所以在发射直达波作用时间Tc内，目标的回波都会受到直达波的影响，图8中内椭圆所包括的区域便是直达波干扰区域有：

$\frac{{(x+R)}^2}{{a1}^2}+\frac{y^2}{{b1}^2}\≤1---\left(9\right)$

这里：

a1＝(R+cTc)/2                  (10)

$b1=\sqrt{{a1}^2-{(R/2)}^2}=1/2\sqrt{\mathrm{Tc}}\sqrt{c^2\mathrm{Tc}+2\mathrm{cR}}---\left(11\right)$

假设多发多收网络节点数为3，如图9布置。对于接收节点1，它若使用一个M个阵元且阵元间距为d的水平阵接收，其第m个阵元所接收的复信号可以写做：

$r_m\left(t\right)=a_1{S}_2\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_2/c}+a_2{S}_3\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_3/c}+N\left(t\right)---\left(12\right)$

其中，f为信号频率，a₁，a₂分别是信号S₂(t)，S₃(t)直达波的衰减幅度，θ₂，θ₃分别为信号S₂(t)，S₃(t)的直达波波达方向，N(t)为环境噪声。

信号S₂(t)，S₃(t)的直达波波达方向θ₂，θ₃可以通过以下过程得到。

首先进行时域正交相干处理，由于直达波比较强，且相互正交，则有：

$p_m^{\left(2\right)}\left(t\right)=r_m\left(t\right){\mathrm{Rp}}_2^{*}\left(t\right)$

$=[a_1{S}_2\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_2/c}+a_2{S}_3\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_3/c}+N\left(t\right)]R{p}_2^{*}\left(t\right)---\left(13\right)$

$=A_2\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_2/c}$

其中，p_m ⁽²⁾(t)表示对S₂(t)的直达波进行时域正交相干处理的结果，Rp₂ ^*(t)是S₂(t)的副本， $A_2\left(t\right)=a_1{S}_2\left(t\right){\mathrm{Rp}}_2^{*}\left(t\right).$

同理可以得到S₃(t)的直达波进行时域正交相干处理的结果为：

$p_m^{\left(3\right)}\left(t\right)=r_m\left(t\right){\mathrm{Rp}}_3^{*}\left(t\right)=A_3\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_3/c}---\left(14\right)$

然后进行空间波束形成估计信号S₂(t)，S₃(t)的直达波波达方向：

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_2\right|\mathrm{\θ})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{p}_m^{\left(2\right)}\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)---\left(15\right)$

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_3\right|\mathrm{\θ})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{p}_m^{\left(3\right)}\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)---\left(16\right)$

这里，

表示对信号S₂(t)，S₃(t)的直达波波达方向的估计结果，argmax(*)表示以θ为自变量的最大值估计。

由于通过空间布放和协同发射保证了直达波的同时到达，则对于接收节点1而言，其对各正交信号回波的处理起始点是一致的。所以T⁽²⁾时间后，如果信号S₂(t)对目标G的散射回波到达时，接收节点1的第m个阵元所接收的复信号可以写做：

这里，H(R₁ ⁽²⁾，R₂ ⁽²⁾，

)是信号S₂(t)，S₃(t)信道传播与目标反射响应函数，θ_G为目标G散射回波的波达方向，如图10所示。

与上面直达波的处理方法相似，可得：

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_G\right|\mathrm{\θ},T^{\left(2\right)})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{p}_m^{\left(2\right)}{e}^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)---\left(18a\right)$

其中， $p_m^{\left(2\right)}\left(t\right)={\mathrm{\Ω}}_2\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_G/c},$

而T⁽²⁾时刻，多波束输出在空间上对应以节点1和节点2为焦点的椭圆圆周，如图11所示。

同理，如果T⁽²⁾时间后，信号S₃(t)对目标G的散射回波到达时，也有

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_G\right|\mathrm{\θ},T^{\left(3\right)})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{p}_m^{\left(3\right)}\left(t\right)e^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)---\left(18b\right)$

其中， $p_m^{\left(3\right)}\left(t\right)={\mathrm{\Ω}}_3\left(t\right)e^{j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin {\mathrm{\θ}}_G/c},$

且T⁽²⁾时刻，多波束输出在空间上对应以节点1和节点3为焦点的椭圆圆周，如图11所示。

由图11可知，虽然同一目标的两组回波是在不同时刻到达的，但是通过时空协同处理，都可以得到相同位置的估计，因此不同时刻、不同信号的结果可以相干累加，即：

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_G\right|\mathrm{\θ})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=\mathrm{2,3}}{\mathrm{\Σ}}{p}_m^{\left(k\right)}\left(T^{\left(k\right)}\right)\left]e^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)---\left(19\right)$

表示

的估计结果。当节点个数为2K+1时，则

改为

由于

是相对阵的角度，通过直达波角度估计

和

可以得到和

即

${\widehat{\mathrm{\ψ}}}_2={\widehat{\mathrm{\θ}}}_2-{\widehat{\mathrm{\θ}}}_G---\left(20\right)$

${\widehat{\mathrm{\ψ}}}_3={\widehat{\mathrm{\θ}}}_3-{\widehat{\mathrm{\θ}}}_G---\left(21\right)$

这里，和

分别是目标与节点1连线和节点1和节点2连线、节点1和节点3连线的夹角，如图10所示。

由图10和图11可知， $R_1^{\left(2\right)}=R_1^{\left(3\right)}=R1,$ 这通过

和

可以估计目标与节点1的距离R1。R1的估计原理如图12所示，由关系式(5)有：

R2＝R+cT-R1    (22)

如果已知ψ，由图10中几何关系，根据余弦定理有：

R2²＝R1²+R²-2R1Rcosψ    (23)

将(22)代入(23)可得：

R1＝(2cTR+c²T²)/[2R(1-cosψ)+2cT]    (24)

因此，由式(24)通过估计值

和

可以得到的目标与节点1的距离，即

$\hat{R}1=\frac{1}{2}\underset{k=\mathrm{2,3}}{\mathrm{\Σ}}R1\left({\widehat{\mathrm{\ψ}}}_k\right)---\left(25\right)$

上述过程所估计的(

)便是目标G相对于节点1的极坐标位置(坐标系零度方向为阵的方向，如图10所示)。

上述推导是在节点数为3，接收节点为节点1的情况下得到的，在不同接收节点以及不同节点数下，只要满足空间布放和协同发射规则，上述结论仍然适用。

由于目标方位估计时，进行了多个发射正交信号的目标散射回波的时空相干累加，所以如果多发多收节点数为2K+1，则由此获得的处理增益有G＝10lg(2K)。这样可以有效地提高探测目标的输出信噪比，从而提高对目标定位估计的精度。

综上所述，单节点的时空协同定位过程如图4所示，即：首先节点接收的阵列数据通过多组发射正交信号副本进行时域正交相干处理；然后对应每组时域正交相干处理结果进行多波束形成处理，处理结果根据网络节点空间分布关系(由直达波分析获得)分别进行时空协同映射后，进行相干累加；最后根据累加结果进行目标探测和方位估计。

以下详细叙述步骤(4)中多节点之间的时空协同的数据处理方法：

所述步骤(4)中，将步骤(3)中各个接收节点所获得的目标定位结果，根据各个网络节点的空间位置，进行时空协同融合，从而获得最终的多发多收网络目标协同定位的输出结果，其原理如下：

根据步骤(3)所述，各个接收节点所获得的目标定位结果，都是目标相对于该节点的阵极坐标系下的位置(坐标系零度方向为阵的方向)。所以要进行时空融合必须将得到的结果转换到统一的坐标系下。根据多发多收网络的空间分布特征，本发明选择节点所在等分圆的圆心作为坐标原点，以坐标原点到节点1的方向作为零度方向建立一个极坐标系，来进行时空协同融合，其中关系如图13所示(假设多发多收网络节点数为3)。

由图13可知，在建立的极坐标系下，节点1、节点2和节点3的位置矢量分别为

和

这里以接收节点1为例，描述坐标转换过程。

由于所测目标G的目标矢量结果是在节点1的阵极坐标系下，因此需要首先进行坐标旋转变换，将

由阵列极坐标系下转换节点相对极坐标系下，即

这里，φ为阵的矢量方向相对与节点位置矢量旋转的角度。

目标矢量

转换到节点相对极坐标系下之后，再通过矢量变换到设定的多发多收网络极坐标系下，即：

${\stackrel{\→}{G}}_o^{\left(1\right)}={\stackrel{\→}{G}}^{\left(1\right)}+{\stackrel{\→}{R}}^{\left(1\right)}---\left(27\right)$

同理，与接收节点1相似，其它两个节点所得到的目标估计也能转换到设定的多发多收网络极坐标系下，即：

${\stackrel{\→}{G}}_o^{\left(2\right)}={\stackrel{\→}{G}}^{\left(2\right)}+{\stackrel{\→}{R}}^{\left(2\right)}---\left(28\right)$

${\stackrel{\→}{G}}_o^{\left(3\right)}={\stackrel{\→}{G}}^{\left(3\right)}+{\stackrel{\→}{R}}^{\left(3\right)}---\left(29\right)$

当各个网络节点所获得的目标位置矢量都转换到设定的多发多收网络极坐标系下后，再按时间和空间顺序进行矢量融合，即：

$\stackrel{\→}{G}=\frac{1}{3}\underset{k=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\→}{G}}_o^{\left(k\right)}---\left(30\right)$

虽然上述过程是假设多发多收网络节点数为3时得到的，但是这样的多节点时空协同融合规则与方法适用于其它节点数目的多发多收网络。

综上所述，多节点的时空协同融合框图如图5所示，即：各节点所获得的目标定位结果，先通过坐标旋转变换由阵列极坐标系转换到节点相对极坐标系下，再通过矢量变换到设定的多发多收网络极坐标系下，最后按时间和空间顺序进行结果的矢量融合，得到网络协同定位的估计结果。

本实施例的优点在于利用多发多收网络体制，通过网络节点的空间布局和协同发射正交编码信号，一方面可以方便进行单节点和多节点的时空协同处理，使同一目标的各个正交信号回波的时空协同处理增益能够相干叠加，另一方面可以有效地减少直达波干扰和发射信号相互干扰的影响区域；通过多发多收网络节点之间和发射信号之间的时空协同处理，能够有效地提高目标探测的检测概率与目标定位的精度；采用多发多收网络空间布放机制，避免了单发探测由于目标散射角度的变化造成的处理增益起伏问题，提高了目标探测与定位的稳定性和宽容性。

本实施例的突出特征在于：

第一，通过发射正交编码信号的正交性和时空协同发射，以方便进行单节点时空协同处理和多节点时空协同融合，使同一目标在同一时刻散射的各个正交信号回波的时空协同处理增益能够相干叠加，从而提高对目标探测和定位的信噪比。

第二，通过多发多收网络节点之间和发射信号之间的时空协同处理，提高目标探测的检测概率与目标定位的精度

第三，采用多发多收网络空间布放机制，避免了单发探测由于目标散射角度的变化造成的处理增益起伏问题，提高了目标探测与定位的稳定性和宽容性。

第四，按照等分圆的结构布放多发多收探测网络(节点个数要求为奇数)。

最后所应说明的是，以上仅用以说明本发明理论原理和技术方案而非限制。本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (8)

1.一种多发多收声定位网络***，包括声信号收发网络节点和控制与处理单元；所述网络节点呈等分圆结构布设，所述网络节点的个数为不小于3的奇数；所述控制与处理单元包括无线通信模块、信号处理机和多发多收控制单元；所述控制与处理单元用于控制各信号收发节点同步发射两两正交的脉冲编码探测信号，对各声信号收发网络节点接收到的直达波和目标回波信号进行数据处理以定位目标；所述信号处理机包括数据处理单元，用于对单个网络节点所接收到的回波信号进行时空协同处理：对于所述单个网络节点，对接收到的目标所散射的其它网络节点从各方向发射的探测信号的回波进行波束形成处理和相干叠加，得到所述目标相对于所述网络节点的方位和距离。

2.根据权利要求1所述的多发多收声定位网络***，其特征在于，所述声信号收发网络节点包括收发共置换能器阵、节点接收机、节点发射机和无线通信模块。

3.根据权利要求1所述的多发多收声定位网络***，其特征在于，所述数据处理单元包括数据融合单元，用于根据各网络节点的位置，对所得到的目标相对于各网络节点的方位和距离进行数据融合，得到目标相对于网络节点布设阵形的圆心的方位和距离。

4.根据权利要求1所述的多发多收声定位网络***，其特征在于，数据处理单元还包括：

时域正交相干处理单元，用于对网络节点接收到的信号，通过相应正交探测信号副本进行时域正交相干处理；

相干叠加和多波束形成处理单元，用于将各正交探测信号经时域正交相干处理后的输出相干累加，并进行多波束形成处理，得出目标相对于接收节点的方位；

距离计算单元，用于根据各正交探测信号的发射节点的位置、各正交探测信号的回波到达所述接收节点的时间，以及所得出的目标相对于接收节点的方位，计算出目标相对于接收节点的距离。

5.利用权利要求1所述的多发多收声定位网络***对目标进行定位的方法，包括如下步骤：

1）各网络节点同步发射两两正交的脉冲编码探测信号；

2）各网络节点接收目标散射的回波信号；

3）对于单个网络节点所接收到的回波信号进行时空协同处理：对于所述单个网络节点，对接收到的目标所散射的其它网络节点从各方向发射的探测信号的回波进行波束形成处理和相干叠加，得到所述目标相对于所述网络节点的方位和距离。

6.根据权利要求5所述的对目标进行定位的方法，其特征在于，还包括重复步骤3）得到目标相对于各网络节点的方位和距离；然后进入步骤4），所述步骤4）如下：根据各网络节点的位置，对所得到的目标相对于各网络节点的方位和距离进行数据融合，得到目标相对于网络节点布设阵形的圆心的方位和距离。

7.根据权利要求5所述的对目标进行定位的方法，其特征在于，所述步骤3）包括如下子步骤：

31）对网络节点接收到的信号，通过相应正交探测信号副本进行时域正交相干处理；

32）将各正交探测信号经时域正交相干处理后的输出相干累加，并进行多波束形成处理，得出目标相对于接收节点的方位；

33）根据各正交探测信号的发射节点的位置、各正交探测信号的回波到达所述接收节点的时间，以及步骤32）中得出的目标相对于接收节点的方位，计算出目标相对于接收节点的距离。

8.根据权利要求7所述的对目标进行定位的方法，其特征在于，当网络节点数目为2K+1，每个网络节点布设M个阵元且阵元间距为d的水平阵时，所述步骤32）的相干累加和多波束形成处理如下：

$B\left({\widehat{\mathrm{\θ}}}_G\right|\mathrm{\θ})=\arg \max \left(\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=\mathrm{2,3},...2K+1}{\mathrm{\Σ}}{p}_m^{\left(k\right)}\left(T^{\left(k\right)}\right)\left]e^{-j2\mathrm{\πf}(m-1)d\sin \mathrm{\θ}/c}\right)$

表示方位角

的估计结果，argmax(*)表示以θ为自变量的最大值估计，m表示第m个阵元，k表示第k个发射节点，c为声速，T^(k)表示接收节点从而接收到第k个发射节点探测信号直达波到接收到该探测信号回波所经过的时间，表示第m个阵元接收到的与T^(k)相对应的回波信号经过步骤31）的时域正交相干处理后的输出。

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