CN101453435B - 一种零中频接收机直流偏置校正的方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种零中频接收机直流偏置的校正方法及装置，所述方法包含如下步骤：(a)在零中频接收机与射频开关接通前，进行初始直流偏置DC-OFFSET估计，得到初始DC-OFFSET估计值后，零中频接收机与射频开关接通，开始接收数据；(b)利用所述述初始DC-OFFSET估计值对所述接收数据进行补偿；(c)对补偿后的接收数据进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移；(d)进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计，得到DC-OFFSET估计值；(e)利用所述DC-OFFSET估计值进行接收数据的DC-OFFSET补偿。所述装置包括主控单元和基带处理单元，所述主控单元控制所述基带处理单元先进行初始DC-OFFSET估计后，再接收数据进行初始DC-OFFSET补偿后再进行后续的补偿。

Description

一种零中频接收机直流偏置校正的方法及装置

技术领域

本发明涉及一种零中频接收机DC-OFFSET(Direct Current Offset，直流偏置)校正的方法及装置，尤其涉及无线通讯领域零中频接收机DC-OFFSET校正的方法及装置。

背景技术

零中频接收机通过一次变频将射频信号变换为基带信号，相对于传统的超外差接收机无需经过中频处理、不需要镜像抑制滤波器及中频滤波器，从而大大简化了接收机的设计。零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通讯领域中受到广泛的关注。

但是，零中频接收机却面临了许多新的技术挑战，例如，接收直流偏置(DC-OFFSET)、偶次失真(Even-Order Distortion)、本振泄漏(LO Leakage)和闪烁噪声(Flicker Noise)等。尤其是DC-OFFSET，如果在基带解调处理之前未能得到有效抑制，对解调性能的影响会很大，所以必须在对基带解调之前将DC-OFFSET进行校正，抑制掉基带信号中的直流分量。

申请号为CN200510136595的中国专利《一种解决零中频接收机直流漂移的方法及其电路》，公开了一种在零中频接收机的混频器中运用模拟反馈的原理实现对DC-OFFSET的抑制的方法。申请号为CN01819757中国专利《配置在零中频架构的无线通信装置的校正后直流补偿***》，公开了一种通过目标功率检测的方法估计出直流电平，然后再通过直流偏置反馈电路在混频器后、低通滤波器前减去直流偏移，从而实现DC-OFFSET校正。这两篇专利的核心思想都是通过硬件电路来实现DC-OFFSET的校正，都需要附加的补偿电路。

申请号为US2006052062的美国专利《Maximum likelihood estimation ofthe channel coefficients and of the DC offset in a digital baseband signal of aradio receiver using the sage algorithm》，公开了一种利用训练序列、采用最大似然信道估计方法进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计，然后再对IQ数据进行DC-OFFSET补偿的方法。但在移动通信中，由于用户的位置可能发生变化，只有在准确估计出接收机训练序列的初始位置后，这种方法才能得以应用。而如果在进行训练序列初始位置估计之前的IQ数据仍然具有较大的DC-OFFSET，则搜索到的训练序列初始位置会出现较大偏差，从而导致联合估计得出的DC-OFFSET值并不准确。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种零中频接收机直流偏置校正方法和装置，在不外加DC-OFFSET补偿电路的情况下，实现对零中频接收机的DC-OFFSET的校正。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种零中频接收机直流偏置的校正方法，包含如下步骤：

(a)在零中频接收机与射频开关接通前，进行初始直流偏置DC-OFFSET估计，得到初始DC-OFFSET估计值后，零中频接收机与射频开关接通，开始接收数据；

(b)利用所述述初始DC-OFFSET估计值对所述接收数据进行补偿；

(c)对初始补偿后的接收数据进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移；

(d)进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计，得到DC-OFFSET估计值；

(e)根据步骤(d)中所述DC-OFFSET估计值进行接收数据的DC-OFFSET补偿。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤(a)中，对K个时隙的零中频接收机的接收信号进行平均得到初始DC-OFFSET估计值，K为事先指定的值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(a)中，所述零中频接收机接收I路和Q路数据，对每个时隙的I路和Q路数据分别平均，然后对K个时隙的I路和Q路数据的平均值进行平均，得到I路和Q路的初始DC-OFFSET估计值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(b)中，所述接收数据减去所述初始DC-OFFSET估计值得到初始补偿后的接收数据，即I路数据减去I路初始DC-OFFSET估计值，Q路数据减去Q路初始DC-OFFSET估计值。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(a)中包含如下步骤：

a1，主控单元将射频开关打到地一端；

a2，主控单元向基带处理单元发送进行初始DC-OFFSET估计的命令；

a3，基带处理单元收到初始DC-OFFSET估计的命令后，开始初始DC-OFFSET估计；

a4，初始DC-OFFSET估计完成后，基带处理单元向主控单元上报DC-OFFSET初始估计完成的消息；

a5，主控单元收到DC-OFFSET初始估计完成的消息后，将射频开关打到零中频接收机一端，零中频接收机开始接收数据。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，步骤(c)中，所述训练序列起始位置估计方法包含如下步骤：

c1，设已知训练序列为 $m={[m_0,m_1,\·\·\·,m_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ 其中N_TSC为训练序列长度；

设当前处理的时隙号为k，经过DC-OFFSET补偿后本时隙的上行接收IQ数据为 $e^k=e_0^k,e_1^k,\·\·\·,e_n^k,\·\·\·,e_{N-1}^k,$ 其中， $e_n^k={I_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right)+j\·{Q_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right)$

c2，建立滑动相关处理循环处理，从期望训练序列的起始位置n₀开始进行滑动相关，设循环索引为i，i＝0，…，L-1，其中L为滑动相关的次数；

c3，对第i次循环，滑动相关结果为

$r_i=e_{n_0+i}\·m_0+e_{n_0+i+1}\·m_1+\·\·\·+e_{n_0+i+N_{\mathrm{TSC}}-1}\·m_{N_{\mathrm{TSC}}-1};$

得到本次滑动相关结果的模值

a_i＝|r_i|，

其中，|·|为取模值运算；

c4，重复步骤c3，直至循环结束；

c5，根据滑动相关结果得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，记为t₀。

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤(d)中，所述信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计方法包含如下步骤：

d1，建立训练序列接收信号模型：

设训练序列为 $m={[m_0,m_1,\·\·\·,m_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ 信道冲激响应为h＝[h₀，h₁，…，h_w-1]^T，接收信号 $e={[e_{W-1},e_W,\·\·\·,e_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ DC-OFFSET为D，训练序列前的数据长度为N₁。其中，N_TSC和W分别为训练序列长度和信道估计窗长，则训练序列接收信号模型表示为e＝M·H+n，其中，

M＝[M₁，M_D]，

H＝[h₀，h₁，…，h_w-1，D]^T，

n为加性高斯白噪声；

d2，进行联合信道冲激响应H估计：以最小二乘准则得到H的估计

H_est＝(M^HM)^-1(M^He)；

d3，从H中提取DC-OFFSET估计结果： $\hat{D}=H_{\mathrm{est}}\left(W\right).$

进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述零中频接收机应用于全球移动通信***，使用GMSK解调时，补偿后的接收数据为：

$e_i^{\′}=e_i-\hat{D},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,N;$

或使用8PSK解调时，补偿后的接收数据为：

$e_i^{\′}=e_i-\hat{D}\·e^{j(-3\mathrm{\π}/8\·i)},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,N;$

其中e_i是补偿前的接收数据，

是DC-OFFSET估计值，N是接收数据长度。

一种零中频接收机直流偏置的校正装置，其特征在于，包括与所述零中频接收机相连的基带处理单元，与基带处理单元相连的主控单元，其中，

所述主控单元，用于将射频开关打到地端，指示所述基带处理单元进行初始直流偏置估计，还用于在基带处理单元完成初始直流偏置估计后，将射频开关打到所述零中频接收机的接收端；

所述基带处理单元，用于收到主控单元的指示后，进行初始直流偏置估计，得到初始直流偏置估计值后，对接收数据进行初始直流偏置补偿，然后进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，再进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计，得到DC-OFFSET估计值，对接收数据进行DC-OFFSET补偿。

进一步地，上述校正装置还可具有以下特点，所述基带处理单元进行初始直流偏置估计时，对K个时隙的接收信号进行平均得到初始DC-OFFSET估计值，K为事先指定的值。

本发明在不外加硬件电路的情况下，通过在基带信号处理器中采用数字信号处理算法估计出DC-OFFSET，再对基带IQ接收数据进行DC-OFFSET补偿，从而实现消除接收信号中的直流分量。本发明能够在不增加硬件成本和体积的情况下较好的实现DC-OFFSET校正，具有较好的应用前景。

附图说明

图1是本发明方法的DC-OFFSET校正装置示意图。

图2是本发明方法的DC-OFFSET校正实现流程图。

图3是GSM(全球移动通信***)时隙结构图。

图4是基带处理单元进行初始DC-OFFSET估计的流程图。

具体实施方式

本发明所述的一种零中频接收机DC-OFFSET校正的装置如图1所示。除接收天线、射频开关、地、零中频接收机以外，增加了主控单元、基带处理单元。其中，接收天线用于无线信号的接收；零中频接收机通过一次下变频将射频信号变换为模拟基带信号，并实现基带信号的模数转换；

射频开关为一单刀双掷开关，初始校正时打到地一端，正常校正时打到接收机一端；

地在初始校正时，用于短路输入信号；

主控单元，完成对射频开关和基带处理单元的控制，用于在初始估计时，将射频开关打到地端，指示所述基带处理单元进行初始直流偏置估计，还用于在基带处理单元完成初始直流偏置估计后，将射频开关打到所述零中频接收机的接收端；

所述基带处理单元，完成DC-OFFSET估计及补偿，用于收到主控单元的指示后，进行初始直流偏置估计，得到初始直流偏置估计值后，对接收数据进行初始直流偏置补偿，然后进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，再进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计，得到DC-OFFSET估计值，对接收数据进行DC-OFFSET补偿。

下面将结合附图，以GSM***为例，将本发明所涉及的零中频接收机DC-OFFSET校正的方法进行描述，如图2所示，具体包含如下步骤：

步骤210，在上电初始化时进行初始DC-OFFSET估计；

DC-OFFSET的初始估计方法具体如下，如图4所示：

S401，主控单元将射频开关打到地一端；

S402，主控单元向基带处理单元发送进行初始DC-OFFSET估计的命令；

S403，基带处理单元收到初始DC-OFFSET估计的命令后，开始初始DC-OFFSET估计。

DC-OFFSET初始估计方法采用先时隙内平均、后时隙间平均的方法来实现，具体的估计方法如下：

1)设当前处理的时隙号为k，I路和Q路的接收信号分别为

$I^k=I_0^k,I_1^k,\·\·\·,I_{N-1}^k,$ $Q^k=Q_0^k,Q_1^k,\·\·\·,Q_{N-1}^k,$

其中，N∈[2，156]，为取平均所选取的符号个数。N的取值由GSM的时隙结构决定。

对当前时隙的I路和Q路的接收信号分别平均，得到当前时隙的I路和Q路的DC-OFFSET估计值

$I\_{\mathrm{DC}}^k=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_n^k,$ $Q\_{\mathrm{DC}}^k=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_n^k;$

2)设共得到了K个时隙的DC-OFFSET估计值，则对估计出的K个DC-OFFSET值求平均，得到时隙平均后的I路和Q路的DC-OFFSET估计值

$I\_{\mathrm{DC}}_{\mathrm{avg}}=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}I\_{\mathrm{DC}}^k,$ $Q\_{\mathrm{DC}}_{\mathrm{avg}}=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}Q\_{\mathrm{DC}}^k,$

I_DC_avg和Q_DC_avg即为I路和Q路的DC-OFFSET初始估计值；

其中，K值大于1，K值越大，估计精度越高，但需要的估计时间也越长。K值可以由估计精度和估计时间进行优化设计，可实际测试得到。

S404，基带处理单元向主控单元上报DC-OFFSET初始估计完成的消息；

S405，主控单元收到DC-OFFSET初始估计完成的消息后，将射频开关打到零中频接收机一端，***进入正常工作状态。

步骤220，在基带上行处理之前，对IQ数据进行初始DC-OFFSET补偿：

设当前处理的时隙号为k，I路和Q路的接收信号分别为

$I^k=I_0^k,I_1^k,\·\·\·,I_{N-1}^k,$ $Q^k=Q_0^k,Q_1^k,\·\·\·,Q_{N-1}^k,$

其中N＝156。经过DC-OFFSET补偿后的I路和Q路的接收信号分别为

${I_{\mathrm{comp}}}^k=I^k-{I\_\mathrm{DC}}_{\mathrm{avg}},$ ${Q_{\mathrm{comp}}}^k=Q^k-Q\_{\mathrm{DC}}_{\mathrm{avg}}.$

步骤230，进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移：图3是GSM***时隙结构图。其中，数据域1为训练序列之前的数据(包含有效数据和头保护)，数据域2为训练序列之后的数据(包含有效数据、尾保护和保护间隔)。

训练序列起始位置估计的方法有多种，本发明以滑动相关法为例描述该步的具体实施步骤为：

S231，设已知训练序列为

$m={[m_0,m_1,\·\·\·,m_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$

其中N_TSC为训练序列长度，由GSM协议决定。

设当前处理的时隙号为k，经过DC-OFFSET补偿后本时隙的上行接收IQ数据为

$e^k=e_0^k,e_1^k,\·\·\·,e_n^k,\·\·\·,e_{N-1}^k,$

其中， $e_n^k={I_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right)+j\·{Q_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right),N=156;$

S232，建立滑动相关处理循环处理，从期望训练序列的起始位置n₀开始进行滑动相关。设循环索引为i，i＝0，…，L-1，其中L为滑动相关的次数；

S233，对第i次循环，滑动相关结果为

$r_i=e_{n_0+i}\·m_0+e_{n_0+i+1}\·m_1+\·\·\·+e_{n_0+i+N_{\mathrm{TSC}}-1}\·m_{N_{\mathrm{TSC}}-1};$

得到本次滑动相关结果的模值

a_i＝|r_i|，

其中，|·|为取模值运算；

S234，重复步骤233，直至循环结束；

S235，滑动相关结束后，就可以根据滑动相关结果得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，记为t₀。

步骤240，进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计：

具体方法为：

S241，建立训练序列接收信号模型：

设训练序列为 $m={[m_0,m_1,\·\·\·,m_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ 信道冲激响应为h＝[h₀，h₁，…，h_w-1]^T，接收信号 $e={[e_{W-1},e_W,\·\·\·,e_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ DC-OFFSET为D，训练序列前的数据长度为N₁。其中，N_TSC和W分别为训练序列长度和信道估计窗长。则训练序列接收信号模型可以表示为

e＝M·H+n，式(1-1)

其中，

M＝[M₁，M_D]，

H＝[h₀，h₁，…，h_w-1，D]^T，

n为加性高斯白噪声。

S242，联合信道冲激响应H估计：

选取合适的准则来估计联合信道冲激响H，本发明以最小二乘准则为例，得到H的估计

H_est＝(M^HM)^-1(M^He)；

S243，从H中分别提取信道估计和DC-OFFSET估计结果：

信道估计结果：

$\hat{h}={[H_{\mathrm{est}}\left(0\right),H_{\mathrm{est}}\left(1\right),\·\·\·,H_{\mathrm{est}}(W-1)]}^T,$

DC-OFFSET估计结果：

$\hat{D}=H_{\mathrm{est}}\left(W\right);$

步骤250，利用上一步估计出的DC-OFFSET，再次进行IQ数据的DC-OFFSET补偿。

对于GMSK(高斯最小频移键控)和8PSK(八进制移相键控)解调的补偿方法不同，具体的补偿方法如下：

对于GMSK解调，补偿后的IQ信号为：

$e_i^{\′}=e_i-\hat{D},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,156;$

对于8PSK解调，补偿后的IQ信号为：

$e_i^{\′}=e_i-\hat{D}\·e^{j(-3\mathrm{\π}/8\·i)},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,156.$

本发明以GSM基站的GMSK和8PSK解调的DC-OFFSET校正方法为例进行阐述，但本发明不限于仅在GSM基站的零中频接收机中应用，也适用其他采用零中频技术的接收机。

Claims (9)

1.一种零中频接收机直流偏置的校正方法，包含如下步骤：

(a)在零中频接收机与射频开关接通前，进行初始直流偏置DC-OFFSET估计，得到初始DC-OFFSET估计值后，零中频接收机与射频开关接通，开始接收数据；

(b)利用所述初始DC-OFFSET估计值对所述接收数据进行初始补偿；

(c)对初始补偿后的接收数据进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移；

(d)进行信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计，得到DC-OFFSET估计值；

(e)根据步骤(d)中所述DC-OFFSET估计值进行初始补偿后的接收数据的DC-OFFSET补偿；

所述步骤(c)包括如下步骤：

c1，设已知训练序列为 $m={[m_0,m_1,\·\·\·,m_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ 其中N_TSC为训练序列长度；设当前处理的时隙号为k，经过初始DC-OFFSET补偿后本时隙的上行接收IQ数据为 $e^k=e_0^k,e_1^k,\·\·\·,e_n^k,\·\·\·,e_{N-1}^k,$ 其中， $e_n^k={I_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right)+j\·{Q_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right),$ N是接收数据长度，n为加性高斯白噪声；

c2，建立滑动相关处理循环处理，从期望训练序列的起始位置n₀开始进行滑动相关，设循环索引为i，i＝0，…，L-1，其中L为滑动相关的次数；

c3，对第i次循环，滑动相关结果为

$r_i=e_{n_0+i}\·m_0+e_{n_0+i+1}\·m_1+\·\·\·+e_{n_0+i+N_{\mathrm{TSC}}-1}\·m_{N_{\mathrm{TSC}}-1};$

得到本次滑动相关结果的模值

a_i＝|r_i|，

其中，|·|为取模值运算；

c4，重复步骤c3，直至循环结束；

c5，根据滑动相关结果得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，记为t₀。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)中，对K个时隙的零中频接收机的接收信号进行平均得到初始DC-OFFSET估计值，K为事先指定的值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤(a)中，所述零中频接收机接收I路和Q路数据，对每个时隙的I路和Q路数据分别平均，然后对K个时隙的I路和Q路数据的平均值进行平均，得到I路和Q路的初始DC-OFFSET估计值。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤(b)中，所述接收数据减去所述初始DC-OFFSET估计值得到初始补偿后的接收数据，即I路数据减去I路初始DC-OFFSET估计值，Q路数据减去Q路初始DC-OFFSET估计值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(a)中具体包含如下步骤：

a1，主控单元将射频开关打到地一端；

a2，主控单元向基带处理单元发送进行初始DC-OFFSET估计的命令；

a3，基带处理单元收到初始DC-OFFSET估计的命令后，开始初始DC-OFFSET估计；

a4，初始DC-OFFSET估计完成后，基带处理单元向主控单元上报DC-OFFSET初始估计完成的消息；

a5，主控单元收到DC-OFFSET初始估计完成的消息后，将射频开关打到零中频接收机一端，零中频接收机开始接收数据。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(d)中，所述信道冲激响应和DC-OFFSET联合估计方法包含如下步骤：

d1，建立训练序列接收信号模型：

设训练序列为

信道冲激响应为h＝[h₀，h₁，…，h_w-1]^T，接收信号

DC-OFFSET为D，训练序列前的数据长度为N₁，其中，N_TSC和W分别为训练序列长度和信道估计窗长，则训练序列接收信号模型表示为e＝M·H+n，其中，

M＝[M₁，M_D]，

H＝[h₀，h₁，…，h_w-1，D]^T，

n为加性高斯白噪声；

d2，进行联合信道冲激响应H估计：以最小二乘准则得到H的估计

H_est＝(M^HM)^-1(M^He)；

d3，从H中提取DC-OFFSET估计结果：

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述零中频接收机应用于全球移动通信***，使用GMSK解调时，补偿后的接收数据为：

$e_i^{\′}=e_i-\hat{D},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,N;$

或使用8PSK解调时，补偿后的接收数据为：

$e_i^{\′}=e_i-\hat{D}\·e^{j(-3\mathrm{\π}/8\·i)},i=\mathrm{0,1},\·\·\·,N;$

其中e_i是补偿前的接收数据，

是DC-OFFSET估计值，N是接收数据长度。

8.一种零中频接收机直流偏置的校正装置，其特征在于，包括与所述零中频接收机相连的基带处理单元，与基带处理单元相连的主控单元，其中，

所述主控单元，用于将射频开关打到地端，指示所述基带处理单元进行初始直流偏置估计，还用于在基带处理单元完成初始直流偏置估计后，将射频开关打到所述零中频接收机的接收端；

所述基带处理单元，用于收到主控单元的指示后，进行初始直流偏置估计，得到初始直流偏置估计值后，对接收数据进行初始直流偏置补偿，然后进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，再进行信道冲激响应和直流偏置DC-OFFSET联合估计，得到DC-OFFSET估计值，对初始直流偏置补偿后的接收数据进行DC-OFFSET补偿；所述进行训练序列起始位置估计，得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移包括：

c1，设已知训练序列为 $m={[m_0,m_1,\·\·\·,m_{N_{\mathrm{TSC}}-1}]}^T,$ 其中N_TSC为训练序列长度；

设当前处理的时隙号为k，经过初始DC-OFFSET补偿后本时隙的上行接收IQ数据为 $e^k=e_0^k,e_1^k,\·\·\·,e_n^k,\·\·\·,e_{N-1}^k,$ 其中， $e_n^k={I_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right)+j\·{Q_{\mathrm{comp}}}^k\left(n\right),$ N是接收数据长度，n为加性高斯白噪声；

c2，建立滑动相关处理循环处理，从期望训练序列的起始位置n₀开始进行滑动相关，设循环索引为i，i＝0，…，L-1，其中L为滑动相关的次数；

c3，对第i次循环，滑动相关结果为

$r_i=e_{n_0+i}\·m_0+e_{n_0+i+1}\·m_1+\·\·\·+e_{n_0+i+N_{\mathrm{TSC}}-1}\·m_{N_{\mathrm{TSC}}-1};$

得到本次滑动相关结果的模值

a_i＝|r_i|，

其中，|·|为取模值运算；

c4，重复步骤c3，直至循环结束；

c5，根据滑动相关结果得到训练序列实际位置相对于期望位置的偏移，记为t₀。

9.如权利要求8所述的校正装置，其特征在于，所述基带处理单元进行初始直流偏置估计时，对K个时隙的接收信号进行平均得到初始DC-OFFSET估计值，K为事先指定的值。

Images