CN101432925A - 适合与自然击穿器件联合使用的电磁整流天线 - Google Patents

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Abstract

提供一种能够进行将高频电磁(EM)波转变成电能的功率转换的整流天线。在一实施例中，整流天线元件由两个源产生电流——依据入射EM波的电能及来自n－型半导体或附着于天线元件的最大电压点的另一电子源。来自两个源的结合电流增加天线的电能输出，由此增加低功率信号天线的检测效率。全波整流可利用连接至整流天线元件的天线元件中的间隙的新的二极管实现。该二极管可在前向偏压或反向偏压下导电，并整流由天线所接收的所需要的EM波。本发明的整流天线元件可用作产生大整流天线阵列的组建单元。

Description

适合与自然击穿器件联合使用的电磁整流天线
相关申请的交叉引用
本发明为同时申请中的序号10/963357，名称为「EM Rectifying AntennaSuitable for use in Conjunction with a Natural Breakdown Device」的美国专利申请案(“同时申请专利申请案”)的部分继续申请，该同时申请案为2004年10月12申请，代理人档案编号M-15617 US，其完整内容并入本说明书中以供参照。
技术领域
本发明涉及一种使用整流天线(“rectannae”)的能量转换器件。具体而言，本发明涉及一种利用整流小高频率信号的半导体器件以将电磁波能量转换成电能的能量转换器件。
背景技术
图1示出了传统的pn结二极管的电流电压特性。图2为传统阶跃pn结二极管100的示意图。如图2中所示，传统pn结二极管100包括p-区101和n-区102。例如p-区101可用p-型杂质掺杂(即，电子受主，诸如硼)，且n-区102可用n-型掺杂剂掺杂(即，电子施主，诸如磷)。接近p-区101和n-区102之间的阶跃结，由于二区域的电化学电势之间的差异造成的平衡以及两区域电荷载流子的扩散(例如，电子和“空穴”)耗尽了电荷载流子而分别在p-区101和n-区102形成“耗尽区”103及104。在一个所谓“阶跃结近似”之下，在pn结施以外加电压V时，耗尽区域103的宽度xp及耗尽区域104的宽度xn分别如下：
x n = 2 ϵ s N A ( φ i - V ) q N D ( N A + N D )
x p = 2 ϵ s N D ( φ i - V ) q N A ( N A + N D )
其中εs是硅的介电常数，q是电子的电荷，ψi是pn结的“内建”电势，NA及NB分别是p-区101和n-区102的掺杂浓度。
如图1中所示，水平轴表示通过pn结的电压V，且垂直轴表示通过pn结的二极管电流ID。如图1所示，当通过pn结的电压V大于零电压且大于电压Vth(“阈值电压”)时，pn结被强烈地“前向偏压”，且二极管电流ID随电压V指数增加。当通过pn结的电压V小于0电压、但不小于电压Vbr(“击穿电压”)时，pn结“反向偏压”且二极管电流ID非常小。在反向偏压下，当电压增加很大时，所产生的载流子能量增加，导致诸如在电压Vbr的隧道效应以及的碰撞电离。在电压Vbr之下，二极管电流ID变得非常大且二极管已被击穿。由于被击穿，通过pn结的平均电场强度(伏特/厘米)由下列经验公式所产生：
| E br | = 4.0 x 10 5 1 - 1 3 log N D 10 16
其中ND是NA和NB中较小者。
发明内容
本发明提供能够进行将自由空间内的高频电磁(EM)波转变成电能的功率转换的整流天线(“rectenna”)。依据本发明的实施例，天线由两个源产生电流——来自天线中由入射的EM波所产生的电势差，以及来自n-型半导体或附着于天线的最大电压点的另一电子源。得自两个源的结合电流增加天线的功率输出，由此增加低功率信号天线的检测敏感度。
依据本发明的一实施例，全波整流可利用连接至天线的新的二极管实现。在该实施例中，二极管在反向偏压下导电，在前向偏压下贮存电荷，且在天线所接收的选定频谱内整流目标电磁(EM)辐射所产生的天线信号。二极管与天线形成整流天线。在本发明一实施例中，半波整流利用二极管实现。
本发明的整流天线可被使用作制作大整流天线的组建单元。因此，本发明的整流天线可应用在微波、次微米波、THz波、IR波和可见波上。本发明的整流天线为可缩放的(scalable)，因此随半导体技术、材料科学、器件物理学与天线设计的改良未来有改进的可能。利用此整流天线所接收的频率亦无上限。本发明可应用在EM到DC电能产生与供应、热屏蔽、湿度、食品制造、皮肤医学(例如不需活体组织切片的烫伤皮肤结构检查)与X光线断层照相术(以及其他医学图像侦测)。本发明允许在物体的成像中以T射线取代伦琴射线(X-射线)，诸如在某些机场安全程序中用以检查货盘或用于毒品检查程序。本发明亦可应用在利用火焰和气体的化学分析上(例如毒性分析、傅利叶频谱)，质量控制程序(例如检查诸如汽车用途的塑料零件上的孔)，以及雷达应用(例如测量反射)。
依据本发明另一实施例，“自然击穿器件”(“NBD”)允许即使在零偏压下也有电流通过。依据自然击穿发明的一实施例，NBD为二极管类型的自然击穿器件。NBD可被使用作本发明的整流天线的整流器，可整流小振幅高频率电磁信号。
本发明可参照下列的详细叙述与附图而作进一步了解。
附图说明
图1说明传统pn结二极管的电(I)对电压(V)特性。
图2为传统pn结的示意图。
图3为依据本发明一实施例的自然击穿器件(NBD)300的示意图。
图4说明操作期间通过NBD之内建电压VFD与偏压VIN之间的关系。
图5说明当电压VS未接近NBD 300的阈值Vth时的电流-电压(IV)特性。
图6(a)为依据本发明一实施例的自然击穿(NBD)器件600的示意图，其具有在零偏压下完全耗尽的N-型区域。
图6(b)说明依据本发明一实施例且具有在零偏压下完全耗尽的p-型和n-型区的NBD600。
图7(a)至7(c)说明每个包括在零偏压下的耗尽区(例如耗尽区701，711，721或722)的NBD700、NBD710和NBD720。
图8(a)至8(f)说明NBD 810、NBD810和NBD 820，每个包括在零外加偏压下具有两种或两种以上掺杂浓度的强制耗尽区(例如耗尽区801，811，821或822)。特别是第8(f)图说明在零偏压时串联的多个NBD 600。
图9说明包括许多依本发明的实施例构成的天线(例如天线904，914和924)的整流天线阵列900。
图10(a)和10(b)说明本发明一实施例的俯视图及侧视图，绘示在图9的整流天线阵列900中的间隙偶极天线904。
图11说明供DC电能收集用的串联的间隙整流天线阵列1101和1102，说明整流天线阵列1101的电子输出通道1104被连接至整流天线阵列1102说明整流天线阵列1101的电子输出通道1104被连接至整流天线阵列1102的电子输入通道1105。
图12(a)和12(b)分别绘示依据本发明一实施例的无间隙偶极天线1200的俯视图与侧视图。
图13绘示包括多个无间隙天线的整流天线阵列1300。
图14绘示供DC电能收集用的串联整流天线阵列1401和1402，说明整流天线阵列1402的电子输出通道1404被连接至整流天线阵列1402的电子输入通道1403。
图15(a)至15(d)绘示依据本发明一实施例在零外加偏压下各种NBD的示意图。
图16(a)至16(b)绘示依据本发明一实施例在零外加偏压下各种NBD配置的示意图。
图17(a)至17(f)绘示依据本发明一实施例在零外加偏压下各种NBD的示意图。
图18(a)为依据本发明一实施例在零外加偏压下NBD 1800的示意图；NBD 1800代表在强制耗尽条件下的自然击穿肖特基二极管。
图18(b)为依据本发明一实施例在零外加偏压下的NBD 1810的示意图；NBD 1810代表在强制耗尽条件下的自然击穿肖特基二极管。
图19(a)为依据本发明一实施例在零外加偏压下的NBD 2000的示意图；NBD 2000代表具有强制耗尽条件下的一个区域的NPN双极晶体管。
图19(b)为依据本发明一实施例在零外加偏压下的NBD 2010的示意图；NBD 2010代表具有强制耗尽条件下的两个区域的自然击穿NPN双极晶体管。
图19(c)为依据本发明一实施例在零外加偏压下的NBD 2020的示意图；NBD 2020代表具有一个完全耗尽区的自然击穿NPN器件。
图20(a)与20(b)分别绘示依据本发明一实施例的无间隙双极整流天线元件2200的俯视图与侧视图。
图21绘示依据本发明一实施例的并联间隙整流天线阵列2300和2350。
图22(a)和22(b)绘示依据本发明一实施例提供用作信号整流的整流结构905a。
图23绘示当接触电阻非常低时NBD 300的电流-电压(IV)特性。
图24(a)(b)绘示当电压VS接近阈值Vth时NBD 300的电流-电压(IV)特性。
图25(a)绘示当电压VS未接近阈值Vth时利用退化材料的NBD 300的电流-电压(IV)特性。
图25(b)绘示当电压VS接近阈值Vth时利用退化材料的NBD 300的电流-电压(IV)特性。
图26绘示NBD 2000的电流-电压(IV)特性。
图27.1至27.4为不同NBD结构与其对应的特性表。
图28绘示NBD 2020的电流-电压(IV)特性。
具体实施方式
虽然以下叙述主要是披露在正方形阵列配置(即沿各维度有相同数目天线元件的二维天线元件阵列)中的双极矩形天线(“整流天线”)元件，本发明可应用至其他配置的整流天线，诸如沿二维度具有不同数目天线元件的二维配置。本发明提供了配置来捕捉及收获电磁能以供发电的双极整流天线元件阵列。
本发明的一个实施例如图9所示。图9绘示包括许多天线(列如天线904、914和924)的整流天线阵列900。图10(a)和10(b)是天线阵列900的俯视图与侧视图，示出了双极天线904，该双极天线904包括接触整流结构905a的天线段904a和904b。整流结构905a整流天线904a与904b接收的信号。依据本发明的该实施例，整流结构905a可由“自然击穿器件”(NBD)提供，以下详细说明将对其做进一步讨论且将其称为“自然击穿器件”(NBD)或，自然击穿PN结二极管。
如图10(a)与10(b)所示，整流结构905a包括包含p-区906和n-区907的NBD。P-区906具有在零偏压条件下完全耗尽的宽度。在本说明中，当耗尽区的耗尽宽度小于在相同掺杂浓度下在阶跃结处的零偏压下的耗尽宽度，则该耗尽区称为“强制”。整流结构905a的强制耗尽p-区906直接与天线连接。整流结构905a的n-区907直接与输出通道909连接。依据本发明的图22(a)和22(b)所示的一个实施例，整流结构905a亦可由两个NBD提供。使用两个各别连接至天线段904a和904b中不同者的两个NBD，则可避免天线段由NBD短路。
诸如905a的整流结构的某些整流性质容许双极天线904和本发明所提出的其他天线有效运作，其包括：(1)接近零反向偏压或接近前向偏压下导电。(2)电流显著大于传统pn结二极管在反向偏压下的漏电流。(3)通过产生预定方向的电流而整流输入信号，以及(4)当整流结构与电压源连接时，输入电压提高。
如图10(b)中所示，每一双极天线904具有长度L且由在天线中央被长度D的间隙分隔的两个天线段构成(例如，段904a和904b)。长度L理想上是天线被设计用来接收的电磁(EM)波的波长的一半，D典型上显著地小于天线预期接收的电磁(EM)波的最小波长。整流器905a(NBD 300)结构的p-区906在靠近天线904间隙的一侧连接至两个分段904a和904b，而于另一侧连接至n-区907。重掺杂的n+-区908连接至天线904的两端。天线元件如此地由天线904、整流结构905a以及n+-区908形成。多个天线元件的n+-区908被连接而构成电子输入通道902。相似地，重掺杂的n+-区909并联地连接多个整流结构的n-区(例如，整流结构905a的n-区907)以形成电子输出通道903。每一天线的天线段与其他天线的天线段隔离，因此每一天线可由入射至该天线的EM波而获得任何电压水平。n+区908与电子输入通道902具相同的导电类型。在另一实施例中，n+-区908和902可由重掺杂的p+-区取代。
当波长为2L的EM波被双极天线接收时，在天线段的末端之间产生电压差。相对于双极天线中央的整流结构的阳极部分，双极天线两相对端的电压极性相反。n+-区908之间对天线904的电阻以及天线904与NBD间的电阻非常小。电压差造成在两个天线段中的电子从图10中的n+-区908流动至整流结构905a。此为整流结构905a中的电子流的第一源。整流器905a中的电子流的第二源是因EM波的磁场在天线中的感应电子流。此电子流的大小依入射EM波的功率而定。在任何指定时间每一电子流源的方向是由EM波的相所决定。在此结构中，该两个源提供电子流给双极天线。该两个天线段中的最大电流发生于双极天线中央。天线904之间隙长度D设计成比天线904设计用来接收的EM波波长的1/4小很多。理想地，每一天线段904a和904b小于被接收EM波波长的1/4。来自n+-区908的电流大小是由n+-区与双极天线的接触天线段之间的结的电压差和电阻大小决定。
在此结构中，当双极天线中央的整流结构与图31中的NBD 300所讨论的相类似时，双极天线中的电子流由NBD 300分流至输出通道(例如输出通道903)。整流结构可由其他类似器件提供。如下文所说明，NBD在输出通道中具有提高的电压，因此多个天线的电子流在电子输出通道903被加总。例如，在如图9的整流天线900中所示的双极天线，来自电子输入通道902的电子流流到围绕天线段的n-区(例如，图10的n+区908)，通过天线段至NBD300，并且从这里电子流流到电子输出通道903。因此，整流天线阵列900可视为在电子输入通道902与电子输出通道903之间提供电压(即通过NBD的电压)的电池。DC功率沿着N-型通道对角地以及沿间隙天线的每一中心积集。额外的电子可由位于天线末端对角的n-型通道供给。图22(a)和22(b)中所示的另一实施例相似作用。
图11绘示通过将整流天线1101的电子输出通道1104连接至整流天线阵列1102的电子输入通道1105而将整流天线阵列1101和1102串联。如此连接后，整流天线阵列列1101和1102可视为电压为电子输入通道1103和电子输出通道1106之间的NBD的两倍的电池。以此方式，多个整流天线阵列可被连接而提供电压为NBD电压N倍的器件，其中N可为大于等于1的任何正整数。可供选择地，如果它们具有相同的输出电压，则整流天线阵列1101和110可并联在一起，使电子输入通道1103和1105连接在一起且电子输出通道1104和1106连接在一起，从而构成具有为单个整流天线阵列的两倍电流的器件。
如下文说明，NBD可被用来探测及整流非常高频的信号。因此，通过有效地探测及整流非常高频的EM波，本发明提供一种器件，可探测迄今无用或不可能利用的EM频谱频率，诸如高于可见光谱的频率，并将其转变成DC功率。本发明可应用在利用大范围的EM波频率诸如红外线(IR)和可见光(例如太阳能)的功率转换应用上。本发明可在感光和光网络中用作快速响应光感器。每一整流天线元件(或整流天线)中的天线可为任何造型的任何尺寸与形状。而且，整流天线可由许多不同整流天线元件组装成。同时，每一整流天线阵列可与图9和图11中的整流天线阵列不同。本发明的整流天线阵列收集从整流天线元件的所有输入通道流至整流天线元件的所有输出通
Figure A200580034864D00171
1在该说明中，当器件需要类似于图3所讨论的NBD 300的二极管时，所需要的二极管被称为“NBD300”。类似地，当器件需要类似于图6的NBD 600的二极管时，所需要的二极管被称为“NBD 600”。道的电子流。NBD的完全耗尽区直接连接至天线。
在每一双极天线中的间隙限制了本发明可运作的整流天线(或整流天线阵列)的最高频率。依据实施例，无间隙双极天线的俯视图与侧视图分别绘示于图12(a)与12(b)中。NBD 600可用作无间隙双极天线的输入NBD，本详细说明以下将作进一步讨论。如图12(a)和12(b)所示，双极天线1200的天线55连接至两个NBD(由p区53和54以及n-区57形成)，在一侧形成电子输出端，且连接至两个NBD(由p-区56和n-区51和52形成)，在另一侧形成电子输入端。换言之，整流天线1200是由天线1200、两个在电子输入端输入的NBD、两个在电子输出端输出的NBD形成。双极整流天线元件1200的电子输入端和电子输出端间的电压差为通过两个NBD的电压总和所提供。因此，双极天线1200具有两个NBD的解析度，该解析度为图9和图10中的双极天线904解析度的两倍。当EM波到达天线时，此天线两端间生成电压差。在双极天线相反端的电压具有相反的极性。由于NBD 300与天线255间的电阻非常小，所以具有正电压的天线一端将有自输入NBD至输出NBD的感应电流。输入NBD为电子输入而提供。输出NBD提供整流结构。输入NBD将电子从电子输入通道导向至天线。输出NBD可供作为天线信号的整流结构。输出NBD具有直接连接至天线的p-区是强制耗尽p-区。NBD300可作为输出NBD，因为连接至天线段的p-区是强制耗尽区。根据本发明的实施例，输出NBD不需要具有强制耗尽区。可使用非强制NBD2。与强制耗尽p-区不同，非强制耗尽区在前向偏压下不将电子流整流。输入NBD的n-区可为非强制耗尽区或强制耗尽区。强制耗尽输入NBD在前向偏压下将积聚电子，且比非强制耗尽区NBD有更佳的整流天线效率。NBD 600的N-区被非强制耗尽，且可用作无间隙整流天线设计的输入NBD。输入NBD或输出NBD的完全耗尽区可直接连接至天线。
EM波的相决定天线的哪一端具有电子流。在此结构中，天线(整流天线或整流天线元件)仅有一个电流源。电子流的源为紧邻输入NBD的天线的端部的p+-区(例如，图12(a)及12(b)的p+-区56)。源自该p+-区的电流大小是由p+-的结与无间隙天线的接触天线段之间的电压差与电阻决定。相对于双极整流天线元件1200的输入端子或输出端子，天线元件55两端的
Figure A200580034864D00181
2如下所讨论的，术语非强制NBD指的是这样的NBD，该NBD在一个区域中具有与相同掺杂浓度的阶跃结中相应的导电类型的耗尽宽度完全相等的宽度。DC电压等于NBD电压。NBD可提高反向偏压下的输出电压或信号。如果由EM波在天线55上感应的电压是在此输入电压范围内，则天线55与输出n-通道57间的电压差提高。因此，小EM波信号可被整流以供适当应用，这为其他整流天线所无法实现。DC功率由连接输出NBD下的n-型通道(图12(a)中的p-区53和54)而被收集。额外的电子由输入NBD下的p-型通道连接而被供应。当两个无间隙天线端对端以分隔距离D排列时，则该天线对将如同前述的单个间隙天线般操作。这是因为在无间隙天线对的远端的输入NBD作为间隙天线n+-型输入通道，且无间隙天线对中心中的两个输出NBD作为间隙天线的中心输出NBD。
图13绘示整流天线阵列1300包括许多无间隙天线(例如图12的天线1200)，它们各自的电子输入端子连接在一起而形成电子输入通道1302，且它们各自的电子输出端子被连接而形成输出通道1301。如图14所示，多个这样的整流天线阵列可被串联或并联。如图14中所示，整流天线阵列1402的电子输出通道1404与整流天线阵列1401的电子输入通道1403通过金属迹线(未示出)串联，以提供为单个整流天线阵列的两倍输出电压。该金属迹线避免电子输入通道(p-型)与电子输出通道(n-型)形成pn结，因pn结造成不期望的电压降。整流天线阵列1401与整流天线阵列1402可通过使电子输入通道1403和1406连接在一起以及电子输出通道1405和1404廷接在一起而被并联。并联两个相同的整流天线阵列提供了单个整流天线阵列的两倍的电流。
输入器件诸如为电子输入提供的NBD可由类似器件提供。无间隙整流天线元件1200提供全波整流。在一个实施例中，整流天线元件可包括在天线两端的输入NBD和输出NBD用于半波整流。可选择地，半波整流可利用一个输入NBD(例如，NBD 51)和一个输出NBD(例如，NBD 53)，或一个输入NBD(例如，NBD 52)和输出NBD(例如，NBD 57)实现。换言之，整流天线元件可由天线1200形成，或者为在电子输入端子用于电子输入的一个NBD(例如，NBD 51)及在电子输出端子用于电子输出的一个NBD(例如，NBD 53)，或者为在电子输入端子用于电子输入的一个NBD(例如，NBD 52)以及在电子输出端子用于电子输出的一个NBD(例如，NBD 57)。
无间隙整流天线元件1200在电子输入通道与输出NBD之间汇集电流。依本发明另一实施例，另一无间隙天线2200与间隙天线904类似地利用两个电流源。双极天线2200的俯视图与侧视图分别绘示于图20(a)与20(b)中。如图20(a)与20(b)所示，双极天线2200的天线2205连接至由p-区2203与n-区2204所形成的NBD，在一侧形成电子输出端子，且连接至由p-区2201和n-区2202形成的NBD，在另一侧形成电子输入端子。由p-区2203和n-区2204所形成的NBD为整流结构，p-区2203和n-区2204中任一者可为强制耗尽区或非强制耗尽区。由p-区2201和n-区2202所形成的NBD将电子驱动至天线2205，且可由NBD实现，诸如以下所讨论的NBD 600。整流天线元件包括天线2205、电子输入端子和电子输出端子。DC功率由连接输出NBD下的n-型通道(例如图20(a)中的n-区2204)集合。额外的电子由连接输入NBD下的p-型通道提供。整流天线元件的输入电阻被连接在一起，且整流天线元件的端子被连接在一起，从而形成整流天线阵列。
图21绘示在一个封装体内并联的间隙整流天线阵列2300与2350，使得输入通道和输出通道由两个整流天线阵列共享。输入通道与输出通道的共享在图21绘示为输入通道2302与输出通道2309。整流器2305a和2355a输出电子至输出通道2309，且n-区2308和2358由输入通道2302接收电子。利用此类型的封装，提供了较高密度的设计，此设计提供增加接收EM波频宽与功率输出的方法。无间隙整流天线阵列相似地亦可配置成并联。在此整流天线设计中由利用强制NBD可产生全波整流。但是，利用非强制NBD则获得了半波整流。为了利用两个半波整流完成全波整流，天线2304a和天线2304b每个连接至与输出通道2309连接的分离的整流器2305a，且天线2354a和天线2354b每个连接至与输出通道2309连接的分离的整流器2355a。
依据本发明的一实施例，全波整流可使用用于间隙双极天线的NBD实现，而半波整流可利用非强制NBD实现。根据本发明的一实施例，全波整流可以通过使用用于整流器的强制或非强制NBD(例如，NBD 300)实现，但利用强制或非强制NBD(例如，NBD 600)以用于无间隙双极天线的电子输入。依据本发明的实施例，全波整流亦可通过利用两个半波整流实现。
根据本发明的一实施例，本发明的EM整流天线的整流器结构可包括不同数目和类型的NBD。整流器的这些NBD可被串联、并联或以两种方式连接。因此，EM整流天线的整流器结构依所需的结果或性能的要求而可为不同结构。当输入电压在NBD的预定负偏压范围内改变时，NBD的输出电压可比输入电压高出相当大的定值。这意味着，当整流器已串联至NBD时，天线的输出电压可由DC电压提高。相似地，当整流器的NBD并联时，天线的输出电流可被调节。通过改变输出电压或电流，可提供EM整流天线以满足不同需求及实现不同效率。
依据本发明的一实施例，本发明EM整流天线的整流结构可使用其他器件来代替NBD作为整流之用。其他整流器件包括肖特基二极管、反向二极管与隧道二极管。适当的整流器件可为在偏压方向下传导可估计的电流的任何器件。任何依上述说明具有整流性质的器件均在本发明的范围内。
本发明利用半导体材料(即，n-型材料和p-型材料)来代替传统传导性更高的金属材料，以作为电子输入和输出通道。选择的半导体材料降低电子通道和天线之间的干扰，尤其是以上所讨论的高度密集的天线结构。
由于每一天线聚集与其尺寸和形状一致的频率的电磁波，且二极管(即，整流结构)将能量整流成D.C.电流。如同在本发明的间隙与无间隙整流天线实施例中，每一整流天线元件可为任何尺寸与任何形状，且可由任何天线型态提供。整流天线阵列可由不同的整流天线元件所制造。本发明并不限于双极整流天线设计，也不限于上述的全波整流天线。依据本发明另一方面，提供了能整流小振幅高频率信号的NBD，其适合连同上述的能量转换器件使用。依据本发明的一实施例，如以下说明，此NBD是“强制耗尽”自然击穿器件。
当整个区域耗尽其各自的多数载流子时，本发明称之为完全耗尽的p-型或n-型区。此区域可包含任何形式、形状、尺寸、导电性或浓度的不同材料。
当整个区域耗尽其各自的多数载流子时，本发明称之为完全耗尽的p-型或n-型区。此区域可包含任何形式、形状、尺寸、导电性或浓度的不同材料。掺杂水平或其他参数可独立地变化以实现需求结果。虽然本说明书中的NBD实施例及附图展示均匀掺杂浓度的区域，这样区域仅供说明之用。本发明在掺杂浓度不均的器件中亦可适用。
依据本发明的一实施例，NBD型二极管包括半导体(比如，p-型区)，该半导体的宽度wp小于或等于无外加电压的传统的阶跃pn结的耗尽宽度xp。即：
w p ≤ x p = 2 ϵ s N D φ i q N A ( N A + N D )
其中εS为硅的介电常数，q为电子的电荷，φi为pn结的“内建”电压，NA和ND分别为p-区101与n-区102的掺杂浓度。如前文所述，当wp＝xp(wn＝xn)时，该区域称为非强制耗尽区，且当wp≤xp(wn≤xn)时，区域称为强制耗尽区。
图3为依据本发明一实施例的NBD 300的示意图。如图3所示，NBD 300包括p-区301和n-区302，p-区301的宽度wp小于或等于传统pn结的p-区的对应耗尽宽度。(耗尽宽度小于传统pn结的对应半导体类型的耗尽宽度的半导体区域在本文中称为具有“强制耗尽”宽度)。相反地，n-区302的宽度可以小于、大于或等于具有相当的掺杂浓度的传统pn结二极管的n-区的传统耗尽区域xn。本发明的一实施例在n-区301为强制耗尽状态，且n-区302的宽度大于xn。同时图中所示了，接触区域303和304为允许NBD 300连接至电路的接触。p-区301和n-区302的掺杂浓度足够高而使得接触303和304为欧姆接触。接触区域304和304例如可利用传统化学气相沉积技术或者以其他本领域的技术人员所知悉的手段，通过沉积诸如铝或铜的传统互联导体形成。p-区301和n-区302可利用离子注入或以其他本领域的技术人员所知悉的手段形成在传统硅衬底中。NBD 300的宽度wp可依据掺杂浓度计算。NBD 300的预定宽度wp可用下列步骤计算：
(1)首先选择传统PN结二极管的p-区和n-区的掺杂浓度，使得在零外加偏压下p-区的耗尽宽度wp在点3与点4之间，且n-区的耗尽宽度wn在点3与点2之间，如图3所示。这些尺寸在传统pn结二极管中创建了内建电压VD伏特。在NBD中，内建电压VFD低于VD。电压Vth是传统pn结二极管的阈值电压。零外加偏压下的NBD费米能级朝本征半导体的费米能级偏移，并远离传统pn结二极管的平衡费米能级偏移。
(2)选择电压VS，该电压为在零外加偏压下完全耗尽的区域停止完全耗尽前施加在NBD 300上的最大前向偏压。诸多需要的特征(例如，在低前向偏压下的持续隧道电流、电荷存储、隧道效应的电压范围)可通过零外加偏压与电压VS之间的NBD实现，这视NBD的应用而定。当外加偏压由零向电压VS增加时，NBD的费米能级朝传统pn结二极管的费米能级减少。但是，如果施加的电压在此范围内减少，则费米能级维持一定水平，使得当外施电压由VS减至零时，电荷积聚在n-型区。
当电压VS的值介于零和传统pn二极管内建电压VD之间时，通过pn结的电压由VX＝VD-VS所定。在本发明一实施例中，电压VS的值选择为接近内建电压VD(VS-VD)。实现此状态所需要的完全耗尽区域的宽度非常薄。本发明另一实施例中，VS值未被选择成接近VD。依本发明的一实施例，VS值可调谐或选择成适应NBD操作的有效电压范围。只要施加的电压小于VS，NBD300的耗尽宽度维持不变。如前所述，当作用于NBD的施加的电压介于零与VS之间时，电荷即被积聚。且具有较小VS的NBD所存储的电荷比具较大VS的NBD要少。
(3)计算p-区301的耗尽宽度wp，以使得当施加在303上的电压VS朝向p-区301时，整个p-区301维持耗尽。采取阶跃结近似计算法，宽度wp可利用下列方程序计算：
x p = [ kT q ln [ N D N A n i 2 ] - V S e 2 ϵ s ( N A 2 + N A N D N D ) ] 1 2
还有本领域的技术人员所知的其他方法可用来计算wp。NBD 300的内建电压VFD等于(VD-VS)伏特。如果wp＝xp，则VS为零伏特。
注意上面宽度wp是利用阶跃结近似法计算出的。其他适当的方法亦可使用。视应用而定，宽度wp可用不同结近似法计算。如前文说明，wp<xp的状态是指“强制耗尽状态”，且依据本发明一实施例，在此状态下p-区301指“强制耗尽区”。当p-区301是在强制耗尽状态下时，VS值不等于零。wP＝xP的状态是指“非强制耗尽状态”，且依据本发明另一实施例，在此状态下p-区301将被称为“非强制耗尽区”。
当p-区301是在非强制耗尽状态下时，VS值等于零。一旦确定wp，则p-区301在接触区303和n-区302之间完全耗尽的NBD 300可创建成具有不同宽度的n-区302。wn为NBD 302上的n-区302的耗尽区宽度。n-区302的宽度范围可从wn到大于xn。n-区302的宽度差异造成NBD 300的变化。NBD可被设计成n-区302宽度大于xn。当施加在接触303和304上的外部电压为零时(零外加偏压或无偏压)，NBD 300的p-区301完全耗尽。本发明一实施例提供了p-区301上的强制耗尽状态，其中wp小于xp且n-区302的宽度范围可在wn至大于xn之间。本发明一实施例提供了非强制耗尽状态，其中p-区301的wp等于xp且n-区302的宽度范围可在wn至大于xn之间。
当外加偏压小于零伏特时，即使小一微小量，积聚电荷亦会被释出。因此，NBD在反向偏压状态下导电。
可选择地，强制或非强制耗尽区尺寸可这样获得，可由传统pn结的尺寸起始，且调整p-区和n-区的掺杂浓度，使得一个区(“第一区”)的宽度正好等于它的耗尽区(非强制耗尽状态)，如果这些区形成传统pn结，或进一步增加其他区的浓度，则第一区的宽度小于它的预期耗尽宽度，其是犹如这些区形成传统pn结被计算的。
在本发明的另一实施例中，如图6所示，n-区602亦可在没有p-区601中的强制耗尽或非强制耗尽、NBD 600变化的情形下而被置于耗尽状态下。NBD可具有一个以上的完全耗尽区。P-区601的宽度差别造成NBD 600的变化。本发明的一实施例提供非强制耗尽n-区602(即，等于xn的wn)，且p-区301的宽度在wp至大于xp之间。p-区601的差异造成此实施例的变化。本发明另一实施例在n-区602提供强制耗尽条件，依据本实施例，其wn小于xn且p-区301的宽度可从wp至大于xp。p-区601的宽度差异造成此实施例的变化。这些NBD的变化为自然击穿二极管。NBD可具有多于一个完全耗尽区。每一个区域可为强制耗尽区或非强制耗尽区。
NBD具有在零偏压下完全耗尽的p-区或n-区。NBD 300有强制耗尽下的p-区301，以及宽度大于xn的n-区302。NBD 300的操作参照以下状态下外加的偏压说明：
a)当零前向偏压被加至NBD(即，在零偏压下)，输入电压是VIN，(即，VIN＝0)。
b)当0与VS之间的前向偏压被加在NBD 300上时(即，0<VIN<＝VS)。
c)当VS与Vth之间的偏压施加在NBD 300上时(即，VS<VIN<＝Vth)。
d)当施加在NBD 300上的前向偏压大于Vth(即，VIN>Vth)。
e)当反向偏压VIN施加至NBD 300时。
因此，(a)当VIN＝0，具有电压差VS的电场(称为“二次电场”)沿着n-区302中的耗尽区被创建。器件中无电流。耗尽区电场与内建电势之间的电压差是VS。
(b)当VS被选择成不接近VD时，0<VIN<＝VS，且VIN在接触303被施加在NBD 300上，由于VIN小于通过n-区302的二次电场的电势，故p-区301的耗尽宽度维持为p-区301的整个宽度。当VIN增加时，耗尽区301与n-区302间的平衡费米能级减少。当施加的偏压VIN增加时，在n-区302中的二次电场强度减小。一旦VIN达到VS，n-区302的二次电场变成零。NBD 300对信号变化的响应比传统pn结快，因此NBD 300适合整流高速信号。此快速响应时间特性存在所有的NBD中。利用NBD构思的器件将具有比非利用NBD构思的相同器件更快的响应时间。
对于小于VS的外加偏压VIN(即，0<VIN<＝VS)，VS选择成接近VD时，持续前向电流因通过充分薄的耗尽区的隧道效应而在NBD 300中流动。p-区301中的耗尽宽度维持p-区301的整个宽度。
(c)当外加偏压VIN在VS和阈值电压之间(即，VS<VIN<Vth)时，p-区301和n-区302两者中的耗尽宽度减少。通过耗尽区的电压降亦减少。依此规则，与VIN成正比的小前向漏电流在NBD 300中流动。当VIN变得非常接近Vth时，NBD 300中的耗尽宽度显著地变小而容许相当的电流流动。
(d)当外施电压VIN超过阈值电压(即，VIN>＝Vth)时，NBD 300传导电流。
(e)当反向偏压VIN被施加至NBD 300时，耗尽宽度维持相同。当反向偏压增加时，逆电流依接触303和p-区301间的电阻以及接触304和n-区302间的电阻大致呈线性地增加。
(f)当反向偏压时，NBD 300的运作为多数载流子器件(电子被注入至n-区)，相对在前向偏压下如少数载流子器件。多数载流子器件的开关时间典型地是比少数载流子器件快。
图5是当VS非选择成接近VD时NBD 300的电流对电压(IV)特性图。当输入电压为负时NBD 300可以传导可测知的逆向电流，且当输入电压大于Vth时可以传导前向电流。当反向偏压介于0和Vth间时，NBD 300传导可测知的漏电流。当介于0与VS之间的前向偏压施加至NBD时，只要器件的费米能级大于耗尽区的费米电势，耗尽区域宽度即无变化。此行为由图4绘示，该图显示NBD 300耗尽区电压VFD与输入电压VIN之间的关系，其中还显示了耗尽宽度的行为。图24为当VS选择成非常接近VD时NBD 300的电流对电压(IV)特性图，其中对于0伏特与VS之间的外加偏压，显示了因隧道效应所引起的持续前向电流。
在实施例中，造成持续电流的NBD 300p-区宽度依下列计算：
1)使用利用相同材料与掺杂浓度的NBD的传统二极管的IV曲线，找出曲线上符合所需电流的前向偏压。该偏压需小于Vth。此偏压将是VS值。
2)当传统二极管施以步骤1)中所决定的VS偏压时，决定传统二极管中p-区的耗尽带宽度。此可通过本领域技术所知的器件的计算或模拟而实现。此宽度为WP。
3)制作NBD，其p-区宽度WP为以步骤2)利用步骤1)所使用的传统二极管的相同材料与掺杂浓度所决定。
NBD器件对于0伏特与电压VS之间的增加的施加的偏压和相同电压范围的减少的施加的偏压表现不对称。当施加的偏压增加时，器件的费米能级减少，故二次电场减少。但是，当外加偏压在相同范围内减少时，三次电场在n-区302中性区的二次电场边缘出现，持续增加而不造成费米能级变化。若偏压再次被增加，此三次电场减少。一旦外加偏压变成负值，三次电场中的电荷被释出，由此造成逆电流电涌。通过三次电场的最大电压为VS。因此，在施正偏压后施加负偏压在NBD 300上可能造成逆电流。
本发明另一实施例在p-区有强制耗尽状态以及宽度小于xn的n-区302，其中耗尽带宽度不完全覆盖n-区302。此器件的行为与上述的NBD 300相同。当强制耗尽状态被造成时的情形，n-区302的耗尽宽度覆盖接触304和完整的耗尽p-区301之间的整个n-区302，(“NBD 310”)：NBD 310在VIN＝0的条件(a)下的行为与前述相同。在0<VIN<＝VS时在条件(b)下的NBD300的行为状态在n-区302成为完全耗尽前与前述相同。一旦n-区302完全耗尽，在VIN＝VA前NBD300抵达状态(c)。在状态(c)下的NBD 300行为与前述相同。
当NBD 300是与电流源(即来自天线或传感器的信号)串联时，出现通过NBD 300的电压。因NBD 300在反向偏压下传导电流，当电流源施加反向偏压电流时出现负电势。
因此，当在接触区303施加小于VS的正偏压VIN时(即0<VIN<＝VS)，NBD300可提供小正电流。NBD 300亦可整流负输入信号(即，VIN<0)。在0<VIN<＝VS之间具有存储电荷且在反向偏压下有传导逆电流能力的NBD 300可整流VS至-VS及负电压信号范围内的非常高频信号。
本发明的又一实施例提供强制耗尽p-区301和强制耗尽n-区302(即具有小于xn的宽度)。NBD的行为与上述的NBD 300相同。
依本发明再一实施例具有非强制耗尽宽度(即，wp＝xp或wn＝xn)。在此结构中，所得到的NBD在反向偏压下导电。非强制NBD具有和NBD 300相同的反向偏压特性。但是，当前向偏压被施加在非强制NBD上时，其电流和电压特性与传统的pn结二极管者相同。
总而言之，本发明的NBD在施加反向偏压时容许传导电流流通。如果NBD与电流源被串联连接，则有通过NBD的输出电压。通过选择前向偏压值VS，可提供比如电荷存储与持续电流的需要的特征。如果施加的偏压超过阈值电压，则NBD提供导电电流。NBD 300通过减少0伏特与VS之间的施加的电压存储电荷；所存储的电荷在所施加的电压变成负值时释放。因此，NBD可全波整流甚至是微小的正弦信号，故适合用在诸如太阳能发电上。此NBD发明应用在传统pn结二极管上造成两个新的有效偏压范围，即零与VS伏特间的反向偏压和前向偏压。这两个新的有效区域能使NBD改性的PN结二极管具有三个可以被应用的有效区域。
NBD不具有击穿电压。当pn结的一个区域完全耗尽时，即使是在反向偏压状态下亦无漏电流。通过使电子与空穴移动通过pn结至相反区时的距离归零，内建电场在反向偏压下提供高电导率。当外加偏压VIN为负值时(即，0>VIN)逆电流流动。视应用而定，在前向偏压下的持续电流或电荷存储可通过非零VS值提供。
图23绘示依据本发明一实施例当接触电阻非常低时NBD 300的IV曲线。在此实施例中，IV曲线非常接近理想二极管IV曲线。由于VS值不等于零，NBD 300在前向偏压向零伏特减少时使电荷被存储。此电荷在NBD 300受反向偏压时被释放且造成逆电流电涌。NBD 300可被视为具有逆电流电涌能力的理想二极管。图23中，依据本发明一实施例，当VS＝0时，IV曲线与接触电阻非常低的非强制NBD 300的IV曲线相同。非强制NBD 300可视为在前向阈值电压下有击穿电压的理想二极管。
依据本发明另一实施例，如前文所讨论，图6(a)绘示了n-型区602的NBD600，其具有宽度wn小于xn—传统pn结二极管的耗尽宽度。
w n &le; x n = 2 &epsiv; s N A &phi; i q N D ( N A + N D )
类似的决定方式提供NBD 600的宽度wn。n-区602的耗尽带宽度wn<xn且p-区601大于或等于xp的强制耗尽状态操作时表现如下：
在(a)零施加偏压下，器件中无电流流通。当wn<xn时，过量数目的空穴沿着p-区601的耗尽区边缘积聚，由此造成二次电场。通过二次电场的电势为VS。
在(b)，当电压VS选择成不接近VD且外施电压在0伏特与VS之间时(即，0<VIN<＝VS)，n-区602在完全耗尽状态。当施加的偏压VIN增加时，二次电场减少。一旦VIN等于VS，p-区601的二次电场变为零。因此，由于二次电场宽度小于传统pn结的耗尽宽度，NBD 600对信号变化的响应比传统pn结快。因此，NBD 600适合整流高速信号。
当电压VS被选择为接近VD并且对于外加偏压介于0伏特与VS之间(即，0<VIN<＝VS)，因通过充分薄的耗尽区的隧道效应而产生持续前向电流。N-区602维持完全耗尽整个n-区602宽度的状态。
(c)当外加偏压在VS与阈值电压之间时(即，VS<VIN<Vth)，p-区601与n-区602中的耗尽宽度减少。器件中的电流为与VIN成正比的小前向漏电流。输出电压为VIN-VD。当VIN非常接近Vth时，NBD 600上的耗尽宽度对于流通的传导电流相当小以流动。
(d)当外加偏压超过阈值电压时(即，VIN>＝Vth)，NBD 600导通电流。
(e)当反向偏压VIN被施于NBD 600时，耗尽宽度仍相同。当反向偏压增加，逆向电流亦基本上线性地增加。
NBD 600具有与NBD 300相同的电流对电压特性。NBD 600在0与VS之间的前向偏压下亦以与NBD 300相同的方式存储电荷。而且，也如NBD 300一般，当NBD 600与电流源串联连接时出现通过NBD 600的电压。
依据本发明的另一实施例，提供wn＝xn(即，非强制耗尽状态)。非强制NBD 600具有与非强制NBD 300相同的行为。
依据本发明的一实施例，图6(b)绘示具有两个区域(p-区和n-区)的NBD，该两个区域均为耗尽状态。依据本发明的其他实施例，图7(a)，7(b)和7(c)绘示不同的NBD结构，由NBD 700、NBD 710和NBD 720表示，每个包括在耗尽状态下的区域(例如，701、711、721或722)。另外，当区域702为p-型且区域712为n-型时，则NBD 700与NBD 710分别可视为NPN和PNP晶体管。图8(a)、8(b)、8(c)、8(d)和8(e)绘示不同的NBD结构800、810、820、830和840，其在耗尽状态下每个包括具有两个以上的掺杂浓度的区域(例如，801、811、821、822、831、832、833、841、842、以及843)。图15(a)至15(d)、16(a)和16(b)绘示依据本发明的一些NBD实施例。
图17(a)至17(f)绘示零外加偏压下的某些NBD，每个具有邻近肖特基势垒或欧姆接触形成的强制耗尽p-区(或n-区)。肖特基势垒或欧姆接触建立完全耗尽p-区或完全耗尽n-区。这些完全耗尽区可被视为非强制或强制耗尽区。
图18(a)绘示在零外加偏压下的NBD 1800，以及使NBD 1800连接至电路的接触的导体1801和1803。NBD 1800中，n-区1802在强制耗尽状态下完全耗尽，其宽度小于耗尽宽度1804。N-区1802中的掺杂浓度足够高，使导体1803和n-区1802之间的结为欧姆接触，且导体1801对n-区1802形成肖特基势垒。在反向偏压下NBD 1800基本上以与上述NBD 600相同的方式作用，具有如快速开关、在反向偏压下导通以及与电流源串联时具有反向电压的特性。在前向偏压下，NBD 1800与在前向偏压下利用相当的材料的传统n-型肖特基二极管基本上相同工作。上述的pn结结构的强制耗尽宽度可被应用来决定完全耗尽的p-区1812(或n-区1802)的强制耗尽宽度。
图18(b)绘示零偏压下的NBD 1810以及连接NBD 1810至电路的接触的导体1811和1813。P-区1812在强制耗尽状态下被完全耗尽，因此p-区1812的宽度小于耗尽宽度1814。P-区1812的掺杂浓度足够高，使得导体1813与p-区1812间的结为欧姆接触，且导体1811对p-区1812形成肖特基势垒。在反向偏压时NBD 1810基本上以与上述NBD 300相同的方式作用，具有如快速开关、在反向偏压下导通以及与电流源串联时具有反向电压的特性。在前向偏压下，NBD 1810与在前向偏压下利用相当的材料的传统p-型肖特基二极管基本上相同工作。
为了决定NBD 1800的强制耗尽宽度，(1)传统肖特基二极管的耗尽宽度xn、内建电压VD和阈值电压Vth是利用零偏压下的n-区掺杂浓度决定，(2)介于零与Vth间的前向工作电压VS选择成可与肖特基二极管1800一起使用，以及(3)n-区1802的耗尽宽度wn是计算成使得前向偏压VS施加在NBD 1800上时，n-区1802维持耗尽且内建电压VFD等于-VX(VX是由VX＝VD-VS所给定)。区域1802和1812分别包括多个不同掺杂浓度的p-型和n-型区段。依据本发明另一实施例，NBD亦可利用三个半导体区域形成，其中一个以上为完全耗尽的。例如，所有三个区域全部皆为耗尽的。具有至少一个完全耗尽半导体区域的晶体管为本发明范围内的NBD，例如可与上述的整流天线一起使用。
依据本发明另一实施例，图19(c)绘示没有施加外部电压的NPN双极器件2020。器件2020具有完全耗尽的n-型区2026、足够大而在耗尽区2027和2028之间有中性区域的p-型区2025、以及在耗尽区2028与接触2023之间有中性区的n-型区2024。P-型区2025(中性区域)足够大而能避免来自耗尽区2027与2028的少数载流子扩散重叠。当n-型区2026被强制耗尽时，器件2020被视为强制耗尽器件，且当n-型区2026非强制耗尽时被视为非强制耗尽器件。当n-型区2026在接触2021和耗尽区2027间具有中性区时，器件2020被视为传统器件。
图28分别绘示传统器件、非强制耗尽器件及强制耗尽器件的IV曲线2801、2802和2803。IV曲线2801、2802和2803经放大且仅供说明之用。偏压关于完全耗尽n-型区2026，故前向偏压器件2020将具有相对接触2021处于正电压的接触2023。当器件2020为传统器件时，前向偏压减少耗尽区2027宽度，而耗尽区2028宽度增加。由IV曲线2801，当通过传统器件2020的前向偏压增加时，电流小且恒定(即漏电流)直至耗尽区2027导电为止，且耗尽区2028宽度充分增加使得其少数载流子扩散到达耗尽区2027。当通过器件2020(传统器件)的前向偏压进一步增加时，电流增加直至耗尽区2028到达耗尽区2027为止，在该情形电流以指数方式增加。IV曲线2801是以器件2020为基础，器件2020为传统的并具有n-型区2024和n-型区2026，这两个区每个有相同的中性区域宽度。因此，当器件2020为传统的时，由于耗尽区2028宽度减少且耗尽区2027宽度增加而前向偏压时，它具有相似的反向偏压的特性。
将非强制耗尽器件IV曲线2803与传统器件IV曲线2801比较可看到，在前向偏压期间两个器件的行为相似，除了在反向偏压时非强制耗尽器件在比传统器件小的电压下电流呈指数增加。此行为可通过如下事实而了解，非强制耗尽区在前向偏压时行为与传统区域相同，但在反向偏压时立即传导，如上所述。因此，当非强制耗尽器件被反向偏压时，一旦耗尽区2028在电流上开始指数增加而非当耗尽区2027与2028彼此接触时，逆电流就将开始指数增加。
将强制耗尽器件IV曲线2802与传统器件IV曲线2801比较可见到，在前向偏压和反向偏压上有差异。如上述说明，强制耗尽区域在增加前向偏压期间与减少前向偏压期间有不同表现。在零与VS间增加前向偏压期间，耗尽区2027宽度保持相同，直至耗尽区2028宽度增加且n-型区2026费米能级向非强制费米能级移动时为止。在零与VS间减少前向偏压期间，耗尽区2027宽度保持相同且耗尽区2028宽度亦保持相同。此因通过p-型区2025产生的电势所致，中性区域在p-型区2025与n-型区2024间维持相同的电势。在零与VS之间的增加或减少前向偏压周期后，n-型区2026或p-型区2025结的阈值电压将减小VS伏特。而且，在该前向偏压周期之后，耗尽区2028将增加(即阈值电压增加)VS伏特。可以理解，电压VS由强制耗尽区(即n-型区域2026)的阈值电压被转移至相邻的半导体区域(即p-型区2025)的阈值电压。
IV曲线2802呈现在零与VS之间的增加/减少前向偏压后的强制耗尽器件2020的IV特性。强制耗尽n-型区2026中的减少阈值电压意味着在前向偏压期间，电流将在比非强制耗尽器件与传统器件为低的电压下流过耗尽区2027。而且，在前向偏压期间，由于耗尽区2028的宽度增加，在较低电压下发生指数电流增加。在反向偏压下，耗尽区2028的增加宽度使得在指数电流发生前需要较大的负偏压。
在本发明的NBD内的完全耗尽区将遵从以下规则：
1)如果完全耗尽区是强制耗尽，则在热平衡下强制耗尽区的费米能级将朝向本征半导体费米能级调整了造成通过器件的净零电流所需的量。
2)邻近完全耗尽区的中性区域的电压差在完全耗尽区的费米能级朝向本征半导体费米能级调整前被建立。
3)在电压差在邻近完全耗尽区的中性区域被建立前，完全耗尽区的费米能级是朝向原始准位调整。
根据NBD内的强制耗尽区域的上述规则特性如下：
在任何偏压前的热平衡：
-强制偏压区的费米能级被强制向半导体本征能级。与此能量偏移相关的电压是VS。
-在完全耗尽区内的所有耗尽区与相同材料的非完全耗尽的传统区域在完全耗尽时相比具有缩减的宽度。
在零与VS间增加前向偏压期间：
-强制耗尽区的费米能级朝向其原始费米能级移动。
-与强制耗尽区关联的耗尽区维持相同宽度。
在零与VS间减少前向偏压期间：
-若无邻近强制耗尽区的中性区域，则强制耗尽区的费米能级朝本征能级移动。
-若在邻近强制耗尽区的中性区域内没有宽度增加的耗尽区，则电荷将积聚在邻近的中性区内。耗尽区的费米能级将维持相同。与强制耗尽区相关的耗尽区于该处维持相同宽度。
-任何在邻近强制耗尽区的中性区域内宽度增加的耗尽区将在宽度上增加。与强制耗尽区相关的内建电势将减少，而使其阈值电压更低。强制耗尽区的费米能级保持相同。与强制耗尽区相关的耗尽区维持其相同的宽度。
在反向偏压期间
-如果器件仅有一个耗尽区，则器件将在接近零偏压下传导(无阈值电压)，任何由于减少前向偏压的电荷存储则被立即释放，强制耗尽区费米能级朝向其半导体本征能级移动直至抵达热平衡能级为止。强制耗尽区中的耗尽区建立通过器件的负电势。
-若器件具有一个以上的耗尽区，则器件将有反向阈值电压(即，击穿电压)。任何存储的电荷停驻直至该器件传导逆向电流为止。当器件传导逆向电流时，强制的耗尽区添加了负电势。
依据以上规则，NBD内的非强制耗尽区的特性如下：
热平衡
-与当利用非完全耗尽区时相同。
前向偏压增加
-与当利用非完全耗尽区时相同。
前向偏压减少
-与当利用非完全耗尽区时相同。
反向偏压
-若器件仅具有耗尽区，则器件在接近零偏压下传导(无阈值电压)。非强制耗尽区内的耗尽区通过器件建立负电压。
-若器件具有一个以上的耗尽区，则器件具有反向阈值电压(击穿电压)。非强制耗尽区在器件传导逆向电流时增加负电压。
图27.1至27.4绘示NBD与其预期特性的图表。表左侧的第一栏为NBD的结构，如线性方式配置的结构。表示结构的术语如下：
“Sch”——接触-半导体肖特基势垒
“Ohm”——接触-半导体欧姆势垒，
“N-非-F”——非强制耗尽n-型区。
“P非-F”——非强制耗尽p-型区。
“N强制”——强制耗尽n-型区。
“P强制”——强制耗尽p-型区。
“N”-具有中性区的n-型区。
“P”-具有中性区的p-型区。
本表的第二栏指出完全耗尽区的费米能级是否已向半导体本征能级调整。强制耗尽区的费米能级已调整(即，“是”)，而非强制耗尽区未调整(即，“否”)。第三和第四栏定义了结构在分别增加及减少前向偏压期间所具有的特性。在各栏中使用的术语如下：
“->Efn”——指完全耗尽区的费米能级在被完全耗尽以前朝向其原始费米能级移动。
“->Efn”——指完全耗尽区的费米能级朝向半导体本征能级调整。
第五栏指出NBD结构是否在接近零反向偏压下以通过结构的反向电势传导逆电流。第六栏指出在偏压结构之后结构是否维持相同偏压以传导电流(即，阈值电压)。“否”表示在增加前向偏压且随后减少前向偏压之后(前向偏压循环)，一个以上的结具有和前向循环前不同的势垒。
依据本发明另一实施例，图19(a)和19(b)绘示未施加外部电压时NPN双极晶体管2000和2010。如图19(a)所示，NPN双极晶体管2000有完全耗尽的n-型区2006，其作为NPN双极晶体管2000的发射极或集电极。图19(b)绘示NPN2010以完全耗尽的n-型区2014和2016分别作为发射极与集电极。不同的晶体管特性可利用一个以上的在强制或非强制耗尽状态下的不同半导体区域实现。例如，NPN晶体管2000和2010中的耗尽区2006、2014和2016可被置于强制或非强制耗尽状态下。基极P-型区2005和2015亦可成为完全耗尽。PNP双极晶体管结构亦可依据根据上述NPN晶体管2000和2010所描述的原则形成。
NPN和PNP晶体管的行为在其一个以上的半导体区域完全耗尽时改变。用以共发射极配置(即，发射极端子2003接地)构成的NPN半导体2000为例，当发射极区2006完全耗尽时，则在发射极区2006相对基极2005反向偏压或零偏压时电流从发射极区2006流至基极区2005(即，电子从基极区2005流动至发射极区2006)。此电流影响NPN晶体管2000的截止模式操作。视NPN晶体管2000的发射极区2006是否为强制耗尽状态而定，决定基极-发射极电压VBE是否在维持发射极区2006在完全耗尽的范围内。图26绘示当发射极强制耗尽时NPN晶体管2000的IV特性的例子。虚线表示传统NPN晶体管的IV特性。
依据本发明另一实施例，完全耗尽或未耗尽(即，传统者)半导体区域的不同组合的四个以上区域亦可用来形成NBD。此外，中心半导体区域是否在两个完全耗尽的相邻半导体区域之间完全耗尽产生不同的NBD。因此，所有相对于半导体材料类型、完全耗尽区的数量(是否在强制耗尽状态下)、未耗尽区的数量、半导体区域的排列或方位、不同掺杂浓度在NBD中的变化，皆在本发明的范围内。本发明的强制与非强制耗尽状态可应用至任何器件上，该器件具有一个以上的未完全耗尽的半导体区域以改变此器件的行为。此亦可以产生新器件。
如同本领域所知，并没有能够建立真正的p-型欧姆接触的接触材料。相反，利用具有足够薄的耗尽区的p-型肖特基接触模拟p-型欧姆接触。薄的耗尽区允许如同利用重掺杂的p-型材料所产生的隧道效应产生。利用重掺杂的p-型材料可能不理想或不能提供足够低的电阻。本发明的另一实施例是利用NBD结构以产生p-型欧姆接触，该NBD结构包括接触、邻近该接触的强制耗尽n-型区以及邻近n-型区与该接触相对的p-型区。如前所述，如果p-型区在其中性区内有另一耗尽区，则在增加与减少前向偏压循环之后，强制耗尽的n-型区和接触及p-型区间之间的内建电势减少。强制耗尽的n-型区足够薄而允许接触与p-型区间的隧道效应发生。P-型欧姆NBD结构在某些情况中可减少p-型区和接触之间的电阻。在本发明的另一实施例中，邻近接触的强制耗尽区和邻近n-型区与该接触相对的n-型区形成n-型欧姆NBD结构。
完全耗尽区可利用邻近本征材料的p-型或n-型材料造成。在本发明另一实施例中，NBD利用由邻近至少一个本征半导体区的p-型或n-型半导体区域建立的强制耗尽区。在本发明的另一实施例中，NBD利用由邻近至少一个本征半导体区域的p-型或n-型半导体区域所建立的非强制耗尽区。
在NBD中，当p-型区在零外加偏压下完全耗尽时，其中无漂移电流。因此，在完全耗尽区中，不会出现携带通常与具有漏电流的传统pn结二极管相关的非完全耗尽区域的载流子的热产生电流。这是因为，电场使任何此种电子从完全耗尽p-区移动至非完全耗尽区，且使任何此种空穴从非完全耗尽区移动至完全耗尽p-区，因此NBD在零偏压下传导。在某些NBD诸如肖特基二极管中，器件的接触可作用成p-型或n-型区。
图8(f)绘示串联连接的多个NBD 600以从电流源产生电压，因此依本发明的运用供应电力至负载。因此，串联连接的多个NBD的输出电压产生数倍于单一NBD的输出电压的所需输出电压。NBD可被并联连接以避免输入电流大于串联连接的NBD中任一者的饱和电流。通过改变NBD的数目与连接方式，可实现所需输出电压或电流的变化。
依据本发明的一个实施例，NBD 300具有以下特性：(1)低反向电流阈值电压，(2)小信号整流，(3)高频信号整流，(4)反向偏压下可感知的电流量的导电性，以及(5)当与电流源串联连接时的反向输出电压。此外，在反向偏压模式中，NBD 300的传导电流比传统二极管在击穿前的漏电流显著要大。此外，当内建电压提高输出电压水平时，NBD 300间接提高输出电力。因此利用NBD的用于网络交换、数字运算、信号发送与波形整形(诸如截波和箝位)的新型电路成为可能。利用P-型和N-型材料的特殊二极管，包括阶跃恢复(SRD)，PIN和齐纳二极管类型，可通过修改耗尽区宽度而建立，这些耗尽区宽度例如可通过上述的步骤决定。通过具有不同掺杂浓度的多个p-型和n-型区而可建立其他二极管特性，诸如饱和电流、漏电流和输入/输出电阻。
依据本发明的一实施例，不同的NBD特性可利用退化材料来实现。利用退化材料的器件典型地在低于Vth的电压范围内展现隧道效应与负电阻特性。具有不同VS值的NBD可使移隧道效应和负电阻电压范围偏移。图25(a)绘示对于不接近Vth的电压值VS，利用退化材料制作的NBD 300的电流-电压(IV)特性。此构造的NBD 300相对利用相同退化材料的传统pn结二极管有较大的隧道效应发生电压范围与较小的负电阻电压发生的电压范围。图25(b)绘示***接近阈值电压VS，使用退化材料的NBD 300的电流-电压(IV)特性。此配置中的NBD比利用相同退化材料的传统pn结二极管具有更大的最小前向电流和减小的负电阻值。
以上实例说明依据本发明可由NBD提供隧道效应器件。此种隧道效应器件在电压范围、电流范围和电阻上具有所需的特性。在本发明的一实施例中，具有不同高峰电压、高峰电流、谷电压或谷电流的隧穿二极管皆是可能的。利用NBD型隧穿二极管的高频应用亦为可能。通过在NBD器件中改变及混合不同类型的材料，诸如利用非退化和退化材料的组合，在现存器件中可获得新器件或新特征。
此外，依据本发明的器件基本上是低电压器件或者能以高信噪比操作的器件，故其非常适于作为光通讯***中的检测器。本发明的EM整流天线图式仅供说明之用，并不代连接件在尺度、尺寸或位置上的关系。例如，天线设计的俯视图示出了NBD与电子输入/输出通道，但实际实施方式可能包括其他考虑。为了说明，用来描述本发明中的整流天线实施例的图形所示的半导体区域不成比例性地大且相对于天线位置。可能需要对整流天线***的调整以获得更高的封装密度或效率。依据本发明，高掺杂n-型材料可在某些情况下使用作接触。同时高掺杂p-型材料在某些情况下可使用作接触。
在零外加偏压下的器件中完全耗尽区实现：(1)当区域在零外加偏压下完全耗尽时，由于耗尽区建立的电场，而使接触/半导体结处的电子从完全耗尽p-区移动至n-区，接触/半导体结处的正电粒子(空穴)从完全耗尽n-区移动至p-区。在此情况下，接触/半导体结的完全耗尽p-区与外部电子间距离(完全耗尽n-区和接触/半导体结的外部正电粒子(空穴)之间的距离)为零。结果，获得了反向偏压传导电流。(2)如果完全耗尽p-区在接触/半导体结有外部电子(完全耗尽n-区在接触/半导体结有外部正电粒子(空穴))，则反向偏压传导的发生而没有阈值电压。(3)接触半导体结处的电子与耗尽区所造成的电场方向逆向移动(接触半导体结处的外部正电粒子(空穴)与耗尽区所造成的电场方向同向移动)。例如，NBD在反向偏压下导电不需如同在传统二极管中有击穿电压而导电。(4)NBD将传统pn结耗尽区划分成两个电场。
本发明亦可适用于双极整流天线元件以外的整流天线。同时，本发明的NBD实际上可与任何天线类型和尺寸一起利用而获得EM波至DC功率转换。对于最大电压或电流点可测定且间隙可在不需影响动作EM波频率响应的下定位的天线类型而言，相关NBD的间隙可置于一个以上的最大电流点。不然的话，对于此天线类型，非间隙或无间隙整流天线元件可通过找出最大电压点来使用，在沿天线的每一最大电压点，放置一对NBD以形成输入端子和输出端子，诸如图20(a)和20(b)中所示。
利用上述讨论的并联与串联连接，将双极整流天线元件连接成整流天线阵列，器件可被设计成以任何天线类型输出任何电压。再者，每一器件上的整流天线可不同，因此单一器件可被制造成在大的EM波频谱内捕捉各种不同频率。同时，单一器件的不同部分可包括不同天线类型的整流天线元件且这些不同部分可被用来完成不同功能。本发明不限于双极整流天线设计，亦不限制于上述的全波整流的整流天线。依据本发明的实施例，每一整流天线元件可具有任何尺寸、形状或造型。此外，整流天线阵列可包括一种类型以上的整流天线元件。例如，在RFID应用中，一部分的整流天线阵列可对一个频率敏感且被用来捕捉EM波以供电给RFID电路，而此整流天线阵列的另一部分可被用来作RF传输与接收。此配置减少需要的零件数目且产生更紧凑的设计。单一平面结构并不限制于连续的双极而亦可适用于更通常的分离双极的情形。虽然上述组态只提到平面阵列，但是本发明亦适用于非平面阵列。本发明亦可利用分离零件实施。由于本发明的NBD能整流非常高频的信号，本发明的EM整流天线可用来有效地检测并整流非常高频的EM波。因此可在EM频谱内实现以往不可行或不可能的新频率探测及功率转换。此包括通过IR与可见光谱(例如太阳能)产生DC电力，以及用于光感测及光学网络的迅速响应的光传感器。本发明在高频下吸收IR频率的能力可被利用在诸如热屏蔽和冷却器件的应用场合中。
阻止太阳能转换***传播的障碍是效率。效率的主要问题大多数在于整流器以及整流器与天线连接的方式。本发明的EM整流天线中所提出的实施例通过提供以下改良而相对于传统技术改进了将电磁(EM)波转换成DC电力的效率：(1)较宽输入信号频率范围的全波整流(例如，红外线频率或高于红外线频率)，(2)解决了整流器3中的电压降问题，(3)通过利用响应小信号而输出电压的特殊整流器以较高效率提供输出电压水平，(4)较少的整流器的全波整流，以及(5)提供两个输入电流源，一个来自接收的EM波，另一个来自电子输入通道。
虽然只有双极天线被用来说明本发明的整流天线，但是上述讨论的方法可内来实施本发明整流天线的其他天线类型与尺寸。
以上的详细叙述是提供用来解说以上的特定实施例而意于进行限制。在本发明范围内可能有许多不同的修改与变化。本发明界定于权利要求范围之内。
3现有技术的整流器(通常为二极管)需要在其导电之前通过其的偏压压降。该压降导致功率损耗，特别是对于低功率信号。该压降问题在太阳能引擎中很重要，因为压降减小了施加到负载上的电压。

Claims (86)

1.一种半导体器件，包括在通过半导体器件的零偏压下完全耗尽的半导体区域。
2.如权利要求1的半导体器件，还包括邻近所述第一半导体区域的接触。
3.如权利要求1的半导体器件，还包括与所述第一半导体体区域形成pn结的第二半导体区域。
4.如权利要求3的半导体器件，其中当反向偏压施加在所述pn结上时，所述半导体器件基本上线性地传导电流。
5.如权利要求1的半导体器件，其中所述第一半导体区域为强制耗尽区。
6.如权利要求1的半导体器件，其中所述第一半导体区域为非强制耗尽区。
7.如权利要求5的半导体器件，其中所述半导体区域的费米能级在零偏压时比所述半导体器件费米能级更接近所述半导体区域的本征费米能级。
8.如权利要求5的半导体器件，还包括和所述半导体区域费米能级与所述半导体器件费米能级之间的能量差相关的电压差相等的电压差。
9.一种制作自然击穿器件的方法，包括：
提供具有由第一半导体区域和预定材料区域所形成结的半导体器件，其中所述第一半导体区域具有大于其耗尽宽度的宽度；
调整所述预定材料区域的参数以使得所述第一半导体的宽度等于或小于所述第一半导体区域的预期耗尽宽度。
10.如权利要求9的方法，其中所述预定材料包括第二半导体区域，且调整的参数包括掺杂浓度。
11.如权利要求9的方法，其中所述预定材料包括形成接触的导体材料，且调整的参数包括所述导体材料的功函数。
12.如权利要求9的方法，其中调整的参数是所述预定材料的区域相对所述半导体区域的尺寸宽度的尺寸。
13.一种整流天线，包括：
包括由预定距离隔开的第一点及第二点的传导部分，从而当所述传导部分由电磁波照射时，所述第一点与所述第二点构成最大电压的点；以及
邻近所述第一点的半导体二极管，包括与所述传导部分接触的p-区以及与所述p-区接触的n-区。
14.如权利要求13的整流天线，还包括邻近所述第二点的第二半导体二极管，包括与所述传导部分接触的p-区和与所述p-区接触的n-区。
15.如权利要求13的整流天线，其中所述整流天线为形成所述整流天线阵列的多个天线中的一个天线，形成整理天线阵列通过连接所述整流天线的第二半导体二极管的p-区以形成输入通道，且连接所述整流天线的第一半导体二极管的n-区以形成输出通道。
16.如权利要求15的整流天线，其中所述整流天线阵列中的整流天线执行两种或两种以上功能。
17.如权利要求13的整流天线，其中所述p-区和所述n-区分别具有第一掺杂浓度与第二掺杂浓度，且其中所述p-区在通过所述p-区和所述n-区的零外加偏压下完全耗尽。
18.一种整流天线，包括：
第一传导部分；
与所述第一传导部分以间隙隔开的第二传导部分，所述间隙基本上小于所述第一传导部分和所述第二传导部分的合并长度；以及
具有p-区和n-区的半导体器件，所述p-区于所述间隙接触所述第一传导部分。
19.如权利要求18的整流天线，其中所述半导体器件的p-区在所述间隙接触所述第二传导部分。
20.如权利要求18的整流天线，还包括具有p-区和n-区的第二半导体器件，所述p-区在所述第一半导体器件和第二半导体器件被互相隔离的间隙处接触所述第二传导部分。
21.如权利要求18的整流天线，还包括与远离所述间隙的第一传导部分的端部相接触的n-区。
22.如权利要求18的整流天线，其中所述半导体器件的p-区和n-区分别有第一掺杂浓度与第二掺杂浓度，且其中在通过所述p-区和所述n-区的零外加偏压下所述p-区完全耗尽。
23.如权利要求18的整流天线，还包括与远离所述间隙的所述第二传导部分的一端接触的n-区。
24.如权利要求18的整流天线，其中所述整流天线是整流天线阵列中的多个整流天线之一。
25.如权利要求24的整流天线，其中所述整流天线阵列是由连接所述整流天线的半导体器件的n-区以形成输出通道，以及连接远离所述间隙的第一传导部分和第二传导部分的端部的n-区以形成输入通道。
26.如权利要求25的整流天线，其中所述整流天线阵列中的整流天线执行两种或两种以上功能。
27.一种修改半导体区域内的费米能级的方法，包括：
提供具有第一传导类型的第一半导体区域且处于第一费米能级的半导体器件，所述第一半导体区域在通过所述半导体器件的零偏压下被强制耗尽；
在热平衡下将所述第一半导体区域调整至第二费米能级，所述第二费米能级比所述第一费米能级更接近所述第一半导体区域的本征半导体费米能级；
提供通过所述半导体器件的次阈值偏压。
28.如权利要求27的方法，其中在邻近所述第一半导体区域的中性区域内的电压差是在所述第一半导体区域的费米能级朝所述第二费米能级移动之前于被建立。
29.如权利要求27的方法，其中在电压差于邻近所述第一半导体区域的中性区域中被建立之前，所述第一半导体区域的费米能级朝向所述第一费米能级被调整。
30.一种自然击穿二极管，包括：
具有第一掺杂浓度的第一传导类型的第一半导体区域；
具有第二掺杂浓度的与第一传导类型相反的第二传导类型的第二半导体区域；
邻近所述第一半导体区域的欧姆接触；其中所述第一半导体区域在通过所述第一半导体区域和所述第二半导体区域的零偏压下完全耗尽。
31.如权利要求30的自然击穿半导体，还包括介于所述第一半导体区域和所述欧姆接触之间的具有第一半导体类型的第三半导体区域，且其中所述第一半导体区域和所述第三半导体区域在通过所述第一半导体区域、第二半导体区域及第三半导体区域的零偏压下完全耗尽。
32.如权利要求31的自然击穿半导体，其中当负偏压施加于所述第一半导体区域和所述第二半导体区域上时，该自然击穿二极管传导。
33.如权利要求30求的自然击穿半导体，其中在零伏特与预定电压VS之间的偏压被施加在所述第一半导体区域和所述第二半导体区域上时，所述自然击穿二极管提供基本上恒定的输出。
34.如权利要求30求的自然击穿半导体，还包括在所述第二半导体区域和所述第一半导体区域之间的具有第二半导体类型的第三半导体区域。
35.如权利要求30求的自然击穿半导体，其中所述n-型区在通过所述p-型区和所述n-型区的零偏压下完全耗尽。
36.一种提供自然击穿二极管的方法，包括：
(1)决定传统pn结二极管的p-型区和n-型区的掺杂浓度；
(2)选择低于所述传统pn结二极管阈值电压Vth的前向偏压VS且所述前向偏压Vs低于所述二极管的预定最大偏压；以及
(3)当Vs的偏压被施加在所述传统pn结二极管的p-型区和n-型区时，计算所述传统pn结二极管的耗尽宽度wp；
(4)为所述自然击穿二极管提供作为p-型区的宽度的wp。
37.如权利要求36的方法，还包括计算通过所述自然击穿二极管中的pn结的电场并调整p-区及自然击穿二极管的n-区的掺杂浓度，使得所述自然击穿二极管在零偏压下传导。
38.一种构成整流天线的方法，包括：
提供包括以预定距离分隔的第一点和第二点的传导部分，使得当所述传导部分被电磁波照射时，所述第一点和第二点构成最大电压的点；以及
提供邻近所述第一点的半导体二极管，其包括与所述传导部分接触的p-区及与所述该p-区接触的n-区。
39.如权利要求38的方法，还包括提供邻近所述第一点的第二半导体二极管，其包括与所述传导部分接触的第一n-区和与所述n-区接触的p-区。
40.如权利要求38的方法，还包括提供邻近所述第二点的第二半导体二极管，其包括与所述传导部分接触的p-区和与所述p-区接触的n-区。
41.如权利要求38的方法，还包括：
提供布置成整流天线阵列的多个整流天线；
连接所述整流天线的第二半导体二极管的p-区以形成输入通道；以及
连接所述整流天线的第一半导体二极管的n-区以形成输出通道。
42.如权利要求41的方法，还包括提供由所述整流天线阵列中的整流天线执行的两种或两种以上功能。
43.如权利要求42的方法，还包括提供分别有第一掺杂浓度和第二掺杂浓度的p-区与n-区，并使所述p-区在通过所述p-区和所述n-区的零偏压下完全耗尽。
44.如权利要求41的方法，还包括通过将所述整流天线阵列的输入通道连接在一起并将所述整流天线阵列的输出波导连接在一起，以提供多个整流天线阵列。
45.如权利要求36的方法，还包括：
提供通过所述自然击穿二极管的增加的偏压；
施加通过所述自然击穿二极管的减小的偏压，以使得电荷在所述n-区的中性区域积累。
46.如权利要求27的方法，其中与所述第一半导体区域相关的耗尽区在施加减小的偏压期间具有相同宽度。
47.一种提供整流天线的方法，包括：
提供第一传导部分；
提供与所述第一传导部分以间隙隔开的第二传导部分，所述间隙基本上小于所述第一传导部分和所述第二传导部分的组合长度；以及
提供具有p-区和n-区的半导体器件，所述p-区与所述第一传导部分和第二传导部分在所述间隙接触。
48.如权利要求47的方法，其中所述半导体器件的p-区与所述第二传导部分在所述间隙接触。
49.如权利要求47的方法，还包括具有p-区和n-区的第二半导体器件，所述p-区与所述第二部分在所述间隙接触。
50.如权利要求49的方法，其中所述第一半导体器件和第二半导体器件彼此隔离。
51.如权利要求50的方法，还包括提供与远离所述间隙的所述第一传导部分的端部接触的n-区。
52.如权利要求51的方法，还包括提供分别具有第一掺杂浓度与第二掺杂浓度的所述半导体器件的p-区和n-区，并使所述p-区在通过所述p-区和所述n-区的零偏压下完全耗尽。
53.如权利要求47的方法，还包括与远离所述间隙的所述第一传导部分的端部接触的n-区。
54.如权利要求47的方法，还包括提供成为整流天线阵列中的多个整流天线中之一的整流天线。
55.如权利要求51的方法，其中提供成为整流天线阵列中的多个整流天线中之一的整流天线包括：
提供所述多个整流天线；
连接所述整流天线的半导体器件的n-区以形成输出通道；以及
连接所述第一传导部分与所述第二传导部分的远离所述间隙的端部以形成输入通道。
56.如权利要求55的方法，其中所述整流天线为布置成多个整流天线阵列的多个整流天线之一，所述方法还包括：
提供多个整流天线阵列；
将所述整流天线阵列的输入通道连接在一起；以及
将所述整流天线阵列的输出通道连接在一起。
57.如权利要求56的方法，其中所述整流天线阵列为多个整流天线阵列之一，所述方法还包括：
提供所述多个整流天线阵列；
连接所述整流天线的第二半导体二极管的p-区以形成输入通道；以及
连接所述整流天线的第一半导体二极管的n-区道以形成输出通道。
58.如权利要求57的方法，其中所述整流天线阵列中的整流天线执行两种或两种以功能。
59.如权利要求57的方法，其中所述第一传导部分和所述第二传导部分提供有预定的组合长度，所述预定的组合长度基本上为电磁波的波长奇数倍的一半。
60.一种提供自然击穿二极管的方法，包括：
提供具有第一掺杂浓度的第一传导类型的第一半导体区域以及提供具有第二掺杂浓度的与第一传导类型相反的第二传导类型的第二半导体区域；
为第一传导区域设置一宽度，所述宽度小于或等于传统二极管的第一半导体区域耗尽宽度，所述传统二极管具有第一掺杂浓度和第二掺杂浓度的第一半导体区域；以及
提供与所述第一半导体区域相邻的欧姆接触。
61.如权利要求60的方法，还包括在所述第一半导体区域与所述欧姆接触之间提供具有第三掺杂浓度且传导类型与所述第一传导类型相同的第三半导体区域，其中所述第一半导体区域和所述第三半导体区域在通过所述第一半导体区域、第二半导体区域及第三半导体区域的零偏压下完全耗尽。
62.如权利要求60的方法，还包括当零偏压施加通过所述第一半导体区域和所述第二半导体区时，使所述二极管在击穿方式下操作。
63.如权利要求60的方法，还包括当零伏特和预定电压Vs之间的偏压被施加通过p-区和n-区时，为所述二极管提供恒定的电压输出。
64.如权利要求60的方法，还包括在所述第二半导体区域和所述第一半导体区域间提供传导类型与所述第二传导类型相同的第三半导体区域。
65.如权利要求60的方法，还包括使所述第二半导体区域在通过所述第一半导体区域和所述第二半导体区域的零偏压下完全耗尽。
66.一种收集电磁辐射功率的方法，包括：
提供多个形成阵列的天线元件，所述阵列具有输入通道与输出通道，其中每个天线元件包括：
包括由预定距离分隔的第一点和第二点的传导部分，使得当所述传导部分由电磁波照射时，所述第一点和第二点构成最大电压的点；以及
邻近所述第一点的半导体二极管，其包括与所述传导部分接触的p-区和与所述p-区接触的n-区；以及
提供功率存储器件，用于从所述天线阵列接收电流，所述功率存储器件通过所述输入通道和所述输出通道被连接。
67.如权利要求66的方法，其中所述天线元件还包括邻近所述第一点的第二半导体二极管，所述第二半导体二极管包括与所述传导部分接触的第一n-区和与所述n-区接触的p-区。
68.如权利要求66的方法，其中连接所述天线阵列的第二半导体二极管的p-区形成输入通道，且连接所述天线阵列的第一半导体二极管的n-区形成输出通道。
69.如权利要求66的方法，其中所述天线元件还包括邻近所述第二点的第二半导体二极管，所述第二半导体二极管包括与所述传导部分接触的p-区和与所述p-区接触的n-区。
70.一种天线元件，包括：
输入端子；
输出端子；
以间隙分隔的第一导体和第二导体，每个分别具有第一端和第二端，其中每个导体的第二端位于所述间隙处，每个导体的第一端连接至所述输入端子，且所述第一导体、第二导体与间隙的总长度等于待被所述天线元件接收的电磁辐射的波长相关的预定值；以及
耦合在所述第一导体的第二端和所述输出端子之间的第一整流器。
71.如权利要求70的天线元件，其中第二整流器被耦合在所述第二导体的第二端与所述输出端子之间。
72.如权利要求70的天线元件，其中当电磁辐射入射至所述天线元件时，第一电流由于沿着每一导体的电压差而在所述天线元件中感生，以及第二电流由于电磁辐射的磁场而在所述天线元件中感生。
73.如权利要求70的天线元件，其中所述整流器在零偏压下导电。
74.一种包括多个通过半导体器件相连的天线元件的整流天线阵列。
75.一种整流器，包括：
具有第一端和第二端的导体；以及
连接至所述导体第一端的半导体器件，其中所述半导体器件包括在零偏压下完全耗尽的半导体区域。
76.如权利要求75的整流器，还包括连接至所述导体的第二半导体器件，其包括在零偏压下完全耗尽的半导体区域。
77.如权利要求75的整流器，还包括与第一导体以间隙分隔的第二导体。
78.一种在半导体器件中由第一内建电势传递电势至第二内建电势的方法，包括：
提供第一传导类型的第一强制完全耗尽半导体区域；
提供不同于所述第一传导类型的第二传导类型的第二半导体区域，所述第二导体区域邻近所述第一半导体区域且具有第一内建电势；
提供邻近所述第二半导体区域与所述第一内建电势相反的第二内建电势；
提供相对所述第一半导体区域的增加的前向偏压；
提供相对所述第一半导体区域的减小的前向偏压，使得所述第一内建电势减少且所述第二内建电势增加。
79.如权利要求78的方法，其中所述半导体器件的阈值电压小于传统pn结的阈值电压。
80.一种修改半导体器件的内建电势的方法，包括：
在半导体衬底内建立具有预定内建电势的pn结；以及
在所述半导体衬底中于与pn结相距预定距离处提供半导体区域，当半导体器件在零偏压下，所述半导体区域耗尽。
81.如权利要求80的方法，其中所述完全耗尽半导体区域通过对适当掺杂的半导体区域的欧姆接触提供。
82.如权利要求80的方法，其中所述完全耗尽半导体区域通过对适当掺杂的半导体区域的肖特基接触提供。
83.一种在半导体中存储信号功率的方法，包括：
提供包括在零偏压下完全耗尽的半导体区域的半导体器件；以及
通过半导体区域施加次阈偏压。
84.一种在半导体器件内的欧姆接触，包括：
第一传导类型的第一半导体区域；
与所述第一传导类型相反的第二传导类型的第二半导体区域；
邻近所述第一半导体区域的接触，邻近所述第一半导体区域的所述第二半导体区域与接触相对，所述第一半导体区域充分地薄而在所述第二半导体区域和所述接触之间建立欧姆接触。
85.一种在半导体器件内提供欧姆接触的方法，包括：
提供第一传导类型的第一半导体区域；以及
提供与所述第一传导类型相反的第二传导类型的第二半导体区域；以及
提供邻近所述第一半导体区域且与所述第二半导体区域相对的接触，其中所述第一半导体区域足够薄而在所述第二半导体区域与所述接触之间建立欧姆耦合。
86.一种以单个半导体器件完全整流输入信号的方法，包括：
提供第一传导类型的第一半导体区域；
提供与所述第一传导类型相反的第二传导类型的第二半导体区域；
提供邻近所述第一半导体区域且与所述第二半导体区域相对的欧姆接触；
提供第一半导体区域，其通过所述接触、第一半导体区域和第二半导体区域的零偏压下强制耗尽；以及
提供输入信号。
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