CN101369735A - 紧急辅助负载的供电方法、辅助变换器及其铁道车辆 - Google Patents

Abstract

本发明涉及紧急辅助负载的供电方法、辅助变换器及其铁道车辆。用于为铁道车辆的紧急辅助负载(22)供电的车载方法包括下述步骤：在充电器中的每个开关中提供至少一个可控功率切换电子单元，用于切换该开关所在的臂中流过的电流，以及在正常模式中，控制单元在自由指定的时间控制(210)可控电子单元从导通状态至非导通状态的切换以及反过来的切换以整流三相电压，晶体管的切换频率比三相电压的基频高至少二十倍，在紧急模式中，控制单元控制电子单元的切换，以产生意在用于紧急辅助负载的辅助三相电压。

Description

紧急辅助负载的供电方法、辅助变换器及其铁道车辆

技术领域

本发明涉及一种用于为紧急辅助负载供电的方法、辅助变换器以及利用该方法的铁道车辆。

背景技术

已经存在从车辆上的车载可再充电电能存储设备为铁道车辆的紧急辅助负载供电的方法。在紧急模式中，能量存储设备能够存储足够多的能量使得紧急辅助负载单独利用该能量源运行大约多于三十分钟，典型地在30分钟和1小时之间。

现有的方法包括正常模式，在该正常模式中，电池充电器为低压辅助负载供电并对电能存储设备再充电，该充电器能够产生DC电压，其能够利用三相电源对电能存储设备再充电。

所提出的本发明涉及辅助变换器的改进：

●用于来自承载DC电压的接触网(catenary)的DC电源，或者在接触网承载交流电压的情况下，用于来自强制切换单相桥(FSSPB)的DC电源；

●具有低频输出变压器(典型的50Hz或60Hz)的通用的DPI(直接PWM逆变器)拓扑结构；

●具有由低频变压器以及可能也从400Vac平台电源插座馈电的电池充电器。

从DC电力获得三相电压，其中该DC电力经由DC/AC变换器从接触网获取，或者在接触网承载交流电压的情况下，该DC电力通过由强制切换单相整流桥(FSSPB)馈电的中间直流母线(bus)获取。

该充电器包括：

●三个输入端子，每一个与三相电压的其中一相连接，

●至少两个输出端子，更经常的是三个，其中两个输出端子连接至电能存储设备，并且整流后的直流电压传送至该电能存储设备。

实际上，电池充电器通常具有三个输出端子：两个具有正极性以及一个具有负极性，具有正极性的第一端子直接连接至电池。具有正极性的第二端子具有非返回二极管(non-return diode)，且为必须由DC电压供电的辅助负载供电，这样产生由火车上的多个电池和多个充电器供电的辅助低电压***，且保证如果电池或充电器短路时，母线上保持有电力。

该充电器还包括：

●三相AC/DC变换器，其三个臂作为输入端连接至三相***，其DC输出端连接至电池充电器的输出端子，该AC/DC变换器是晶闸管桥或混合晶闸管和二极管桥，

●晶闸管开关和控制单元，以变换三相电压。

除了铁道车辆的驱动电动机以外，铁道车辆上的辅助负载全部是安装在铁道车辆上的电气负载。这些辅助负载分为两类：

●由低电压供电的三相AC负载，以及

●由低电压供电的负载。

出于冗余原因，中等电压三相交流负载经由不同的***(通常为两个)或通过单个网络由多个辅助变换器供电，则该辅助变换器彼此同步，其中如果一个辅助变换器发生故障，则该不同的***可以通过它们之间的耦合接触器连接在一起。中等电压是指350Vac和500Vac之间的三相电压。这些中等电压辅助负载例如是空调单元、加热汽车内部的辐射器、照明装置或加湿器。

由低电压DC供电的负载由具有缓冲电池的低电压网络供电，该标准电池电压是24、48、72、96和110Vdc。低电压辅助负载例如是设备、控制电子器件、乘客信息服务、所有或部分照明装置等。

辅助变换器是指能够从经由接触网俘获的电力产生为辅助负载供电的三相中等电压和DC低电压的电气设备。该设备通常位于一个外壳内。

在本文中，“低电压”也指小于150Vdc的DC电压。

术语“接触网”不仅是指悬挂在铁轨上方为铁道车辆供电的架空线(overhead wire)，而且是指地面上的为铁道车辆馈送电力的沿铁轨延伸且与集电靴接触的第三轨。

可控功率切换电子单元的切换频率定义为每单位时间该单元切换次数的倒数。当切换次数由该方法控制时，切换频率典型地等于脉宽调制载波频率。有时术语“脉宽调制”的首字母缩略词PWM(脉宽调制)更公知。

在现有方法中，可控开关包括晶闸管，低通滤波器连接在充电器的输出端子之间以使整流的DC电压平滑。该滤波器典型地包含串联的电容器和电感；该类型的滤波器是必须的，这是由于晶闸管将电压峰值施加于整流器的输出端。

此时，这些L-C滤波器体积大且重量大，整流谐波的存在也对中等电压***的三相滤波器施加了限制。

通过由J.Rodriguez等人写的IEEE文章“PWM Regenerative Rectifiers：state of the Art”中描述的类型的再生整流器来替代晶闸管整流器，可以消除充电器滤波器的电感和由于整流产生的低频谐波。

并且，一些三相供电的AC辅助负载，特别是地下火车的紧急通风，需要专门的DC/AC变换器，其可以连接至电池，使得它们可以在紧急模式下被供电，也就是说，在缺失接触网电压的情况下，在正常模式下由接触网供电的主变换器不再被供电。

这代表着大量的大型设备和由此导致的更高的制造费用。

该技术问题是减少正常模式和紧急模式所需的设备的质量和体积，而保留由现有设备的结构实现的谐波滤波性能。

发明内容

出于该目的，本发明涉及一种用于三相辅助模式供电的方法，其中该方法包括步骤：

-在整流器的每个臂中提供两个可控功率切换电子单元，其能够以受控的方式断开和闭合，并且能够在正常模式中切换它们所在的臂中流过的电流，

-在正常模式中，控制单元在特定的时间控制电子单元的导通和关断以整流三相电压，该电子单元的切换频率比三相电压的基频高至少二十倍，以及

-在紧急模式中，也就是说没有接触网电压时，主DC/AC变换器不再受控制单元的控制，而电池充电器象DC/AC变换器一样受控制单元的控制，

-该控制单元控制在特定的时间控制电子单元从导通状态(passing state)至非导通状态(non-passing state)的切换以及反过来的切换，以在辅助网络中产生三相电压，使得辅助紧急负载运行，该三相电压从电能存储设备中存储的能量产生。

在上述过程中，使用可控电子单元特别是晶体管的事实提供了不仅可以自由确定它们导通的时间还可以自由确定它们关断的时间。因此，晶体管比晶闸管提供了更多的控制的可能性，其中晶闸管仅有导通可控。这里使用该附加的可能性用以对电流斩波，其中该电流必须利用比三相电压的频率高得多的切换频率进行整流。该高频斩波使得可以利用变压器的漏电感来使得电流平滑并因此去除输出电感，这样整流器变成电流源。这样产生的电流谐波可以通过位于输出端的电容器从电池充电器滤除。

除此之外，整流器包括六个可控功率切换电子单元的事实意味着它本质上是可逆的，也就是说，它可以在不具有接触网电压(紧急模式)的情况下，被控制为DC/AC变换器。那么它可以在不使用特定的单独的DC/AC变换器的情况下，对由AC供电的特别的辅助负载(紧急通风)供电。

该方法的实施例可以包括一个或多个下述特征：

-同样地，电子单元的切换频率也至少比产生的三相电压的基频高二十倍，

-在正常模式中，三相变压器利用从接触网俘获的能量在辅助母线上产生350和500Vac之间的三相中等电压，以为连接至该辅助母线的辅助负载供电。

-接触网承载DC电压，在正常模式中，DC/AC变换器利用从接触网俘获的能量产生三相电压作为给三相变压器的输入，

-接触网承载AC电压，在正常模式中，单相整流桥产生整流的DC电压作为给DC/AC变换器的输入，连接所述DC/AC变换器作为三相变压器的输入，

-在正常模式中，控制单元能够以同步方式控制三个臂中的可控开关和DC/AC变换器，

-可控功率切换电子单元是晶体管(优选是IGBT型)或GTO(栅极关断晶闸管)。

-在正常模式中：

-控制单元从三相电流和三相电压的测量建立代表有功功率(activepower)的参数，

-控制单元获取有功功率参考值，其用于确定由充电器在其输入端子和输出端子之间传送的有功功率值，以及在其端子之间传送的有功功率的方向，

-控制单元基于有功功率参考值和建立的代表有功功率的参数之间的差值，确定可控功率切换电子单元的切换次数，

-控制单元基于测量的三相电流和三相电压建立无功功率的代表性参数，

-控制单元利用无功功率参考值被编程，该无功功率参考值用于确定由充电器在其输入端子和输出端子之间传送的无功功率值，以及在其端子之间传送的无功功率的方向，

-控制单元根据所述无功功率参考值和建立的代表无功功率的参数之间的差值，确定晶体管的切换次数，

-在正常模式中，所述无功功率参考值是零，

-在紧急模式中，控制单元调节网络的电压和频率以预设存储器中记录的值。

-在从正常模式跳至紧急模式之前，导航单元(pilot unit)确定晶体管的切换次数，以抵消在辅助母线中测量的三相电压的相位和充电器的输入端子之间的三相电压的相位之间的差值，后者的相位仅取决于晶体管的切换次数。

这些供电过程的实施例也具有下述优势：

-晶体管切换以产生三相电压的控制使得可以利用相同的晶体管对能量存储设备充电并为紧急辅助负载供电，这降低了为紧急辅助负载供电所需的设备的费用和体积。

-利用三相变压器产生对辅助母线馈电的中等电压使得可以在正常模式和紧急模式中利用相同的辅助母线以为紧急辅助负载供电，

-根据无功功率参考值和测量的代表无功功率的参数之间的差值来确定晶体管切换次数，这一点使得可以调节通过输入端子流至充电器输出端子的无功功率，

-在正常模式中设定零无功功率使得可以限制能量损耗，

-根据辅助母线上三相电压的相位和充电器输入端子之间的电压的相位之间的差值来确定晶体管切换次数，这一点使得可以在当从正常模式转为辅助模式时，为辅助母线上的三相电压相位提供连续性，

-辅助模式具有下述特殊的特征，即通过在变压器初级侧三相电压的无源整流产生给主DC/AC变换器的输入电压，利用此可以：

●将电池充电器用作DC/AC变换器，从电池对主DC/AC变换器的输入滤波电容器预充电(消除预充电电阻)，

●如果没有接触网，重新产生接触网电压，其可以用作能量源以使得火车前移。

本发明还涉及辅助变换器，该变换器包括：

-三相DC/AC变换器，其能够利用从接触网俘获的电力产生三相电压，

-三相变压器，具有三个初级，次级和第三绕组单元，其通过变压器的初级连接至DC/AC变换器的三相输出端，该DC/AC变换器/变压器单元能够在正常模式中将接触网的电压变换为350Vac和500Vac之间的三相中等电压，其可以被传递至辅助***中的变压器的次级以向辅助负载供电，

-连接至变压器的第三绕组的充电器，其能够在正常模式中从由三相DC/AC变换器产生的三相电压中产生整流的DC电压，该充电器包括：

●三个输入端子，每一个都连接至变压器的第三绕组，

●两个输出端子，其连接至电能存储设备，整流的DC电压被传送至该电能存储设备，

●并联连接在两个输出端子之间的三个臂，每个臂包括两个通过中点串联连接的可控开关，每个中点分别连接至相应的输入端子，

●控制单元切换开关以整流三相电压，

-所述开关的每一个都具有至少一个可控功率切换电子单元，其能够以受控方式在非导通状态断开，并在导通状态闭合，以切换所述开关所在的臂中流过的电流，以及

-控制单元能够在特定的时间控制充电器的电子单元从导通状态至非导通状态的切换以及从非导通状态至导通状态的切换，以整流三相电压，电子单元的切换频率比三相电压的基频高二十倍。

该变换器的实施例可以包括一个或多个下述特征：

-在紧急模式中，控制单元能够在特定的时间控制电子单元从导通状态至非导通状态的切换以及反过来的切换，以从其输出端子之间存在的DC电压产生输入端子之间的三相电压，晶体管的切换频率比所产生的三相电压的频率高至少二十倍，

-充电器通过三相变压器与三相DC/AC变换器电隔离。

本发明还涉及一种铁道车辆，其包括：

-三相辅助***，

-至少一个紧急辅助负载，其在紧急模式中必须保持被供电至少大约三十分钟，该负载连接至辅助***，

-可再充电电能存储设备，其可以连接至每个紧急辅助负载，该设备能够存储足够多的能量，以允许所有紧急辅助负载在紧急模式中单独利用该能量源至少运行超过十分钟，

-至少一个向辅助***供电的上述辅助变换器。

附图说明

通过阅读下述纯粹通过非限制性示例提供的说明书并参照附图，将更好的理解本发明，其中：

图1是装配有电池充电器的铁道车辆的图解性说明，

图2是用于图1中电池充电器的控制单元的图解性说明，

图3是为图1中车辆中的紧急辅助负载的供电的过程的流程图，

图4是表示在图3中的过程中使用的多个矢量的图，

图5是图1中的铁道车辆电池充电器的用于模拟图3中的过程的模型的图解性说明，

图6、10和14是计时图，用于示意由电池充电器产生的三相电流的一相的波形。

图7和11是分别示出在图6和10中示意的电流频谱的图形，

图8、12和15是计时图，用于示出对于不同的切换频率来说，由电池充电器整流的DC电压的变化，

图9和13是用于分别示意图8和12中示意的电压频谱的图形。

在这些附图中，相同的附图标记用于指示相同的元件。

具体实施方式

在该说明书的剩余部分，将不详细描述本领域技术人员公知的特征和功能。

图1表示通过受电弓(pantograph)4供电的铁道车辆2，其中受电弓4与供电接触网6接触。接触网6承载高压，即典型的具有额定值600Vdc或更高的DC电压。例如，接触网6的电源电压这里是1500Vdc。

车辆2例如是装配了紧急通风设备的地下铁道、火车或有轨电车。

车辆2包括向辅助网络12提供三相中等电压的辅助变换器10。母线12上的三相电压是400Vac。

辅助网络12包括三相导体14至16和一个中性导体18。

典型地，辅助网络12延伸穿过车辆2中的各个车厢。

作为变形，车辆2包括至少两个辅助变换器和一般为至少两条的400Vac母线。

该车辆2上承载的辅助负荷组连接至母线12。这里没有示出DC低电压负载。

辅助负载细分为两组，一组普通辅助负载和一组紧急辅助负载。该普通辅助负载在正常模式下必须被供电而在紧急模式下不必供电。这里正常模式定义为一般辅助负载通过受电弓4俘获的能量供电的运行模式。紧急辅助负载在正常模式下也由母线12从通过受电弓4俘获的能量供电。

紧急模式定义为仅有紧急辅助负载被供电的运行模式。在紧急模式中，这些负载仅由车辆2上承载的电能存储设备供电。

典型地，紧急模式对应于在从接触网6至车辆2的电源中断后车辆2的运行模式。电源的这种中断可以是意外性质的或有意的。

为了简化图1，仅示意一个普通辅助负载20和一个紧急辅助负载22。

负载20例如是车厢的空调。负载20通过可控接触器24连接至辅助网络12。在紧急模式下接触器24将负载20与母线12电隔离。

负载22连接至网络12，而不经过接触器，因此，它可以在正常模式和紧急模式下被供电。负载22例如是用于循环由中等电压供电的车辆2中一个车厢内的空气的风扇。

这里变换器10也能够向DC母线提供低压电源，该DC母线包括两个彼此电隔离的导体28和30。这里低压典型的是110Vdc。

可再充电电能存储设备32电连接在导体28和30之间。可再充电能量存储设备32包括两个输出端子。

设备32可以存储足够的能量以由自身向紧急辅助负载供电多于大约三十分钟。这里，例如，设备32是电池。

变换器10通过彼此电隔离的导体36和38连接。

变换器10包括在一个单个的金属外壳中按照以下顺序彼此连接的下述元件：

-隔离和预充电电路40，

-滤波器42，

-DC/AC变换器44，

-包括一组三相电感L1、L2、L3和一组电容器C1、C2、C3的正弦输出滤波器，

-变压器48。

电路40包括与导体36串联连接的开关或接触器50，使得当开关50断开时该变换器可以被隔离，并且当开关50闭合时，将该变换器可以交替重新连接至其电源。

作为变形，在AC接触网的情况下，变换器10通过导体36至38连接至由接触网经由变压器供电的强制切换单相桥(FSSPB)。

电路40还包括可控开关或接触器52，其与预充电电阻54串联后与开关50并联。预充电电路是公知的，因此这里不在更详细的描述电路40。

滤波器42是LC滤波器，包括与导体36串联连接的电感L和连接在导体36和导体38之间的电容器C_f。

DC/AC变换器44可以将由滤波器42滤波的DC电压变换为频率为f_T的三相电压。典型地，频率f_T在45Hz和65Hz之间。这里，频率f_T是50Hz。产生的三相电压中的每一相由相应的端子58至60传送。

正弦输出滤波器用于滤波DC/AC变换器44在端子58至60上产生的三相电压。例如，正弦输出滤波器包括在一端分别连接至端子58至60，在另一端分别连接至滤波器46的输出端子62至64的三个电感L₁、L₂和L₃。实际上，电感L1、L2、L3以变压器漏电感的形式集成。

端子62、63和64分别连接至变压器48的三个初级绕组70至72的一端。初级绕组70至72以三角形连接并形成一组初级绕组。

这些初级绕组70至72通过电磁耦合连接至三个次级绕组74至76，其中该三个次级绕组以星形连接形成一组次级绕组。没有连接至星形中点的绕组74至76的端部分别连接至三相中等电压的输出端子78至80。次级绕组的星形连接的中点连接至输出端子82。

电容器C₁、C₂和C₃分别连接在端子78和79、79和80以及78和80之间。

选择初级绕组和次级绕组之间的匝数比，以在端子78至80传送三相中等电压。端子78至80和端子82分别连接至导体14至16和18。因此变压器48可以用于向辅助网络12提供中等电压。

变压器48还包括三个第三绕组84至86，其电磁耦合至初级绕组70至72和次级绕组74至76并形成一组第三绕组。第三绕组的一端连接至中点以形成星形连接。这些第三绕组的另一端分别连接至输出端子88至90。

变换器2还包括电池充电器100。该充电器100包括分别连接至端子88至90的三个输入端子102、104。

充电器100还包括分别与充电设备32的端子相关联，且电连接至导体28和30的两个端子106和108。

作为变形，未示出的辅助负载也可以连接至电池充电器的输出端并与其并联。

还利用电流传感器测量电池32的充电电流。

这里，充电器100是可逆的，即它可以从输入端子102至104向输出端子106和108传递电力，以对设备32进行再充电，也可以以相反方向从设备32向紧急辅助负载供电。

为此目的，充电器100包括可逆的整流器110，其包括并联连接在端子106和108之间的三个臂112至114。每个臂包括通过中点串联连接的两个可控的开关I_H和I_B。臂112至114的中点分别具有参考点116至118。中点116至118分别连接至端子102至104。

开关I_H和I_B是两个开关，其在闭合时在两个方向上流过电流，在断开时在一个方向上流过电流。

每个开关I_B包括：

-功率晶体管120，其集电极电连接至端子106，其发射极连接至中点，以及

-并联在所述集电极和发射极之间的二极管122，其阴极连接至端子106，其阳极连接至相同的中点。

每个晶体管I_H包括：

-功率晶体管124，其集电极电连接至中点，其发射极连接至端子108，以及

-并联在晶体管124的集电极和发射极之间的二极管126，二极管126的阴极连接至相同的中点，其阳极连接至端子108。

为了简化图1，仅在臂112中利用附图标记120、122、124和126指示开关I_H和I_B。

功率晶体管是能够切换大于50A电流的晶体管。例如，晶体管120和124是IGBT(绝缘栅双极晶体管)。

晶体管120、124中的每一个能够响应于在其栅格(grid)接收的命令，从非导通状态切换为导通状态，反之亦然。

为此目的，这些晶体管中每一个的栅格都通过由双箭头132概略示出的电连接而连接至整流器110的控制单元130。

控制单元或者中央单元130可以同步控制整流器110和DC/AC变换器44。控制单元130使得整流器110在正常模式下能够作为整流器运行，以及作为替换在紧急模式下作为DC/AC变换器运行。为此目的，中央单元130连接至电流传感器134至136，该电流传感器可以分别测量流经端子104至102的电流强度I_R、I_S、I_T。单元130也连接至两个分别具有电压V_RT和V_RS的传感器138和140。电压V_RT和V_RS分别是端子104和102之间以及104和103之间的电压。

结合图2更详细的描述单元130。

在正常模式中，单元130连接至存储器142，该存储器142包括有功功率的参考值I_dcsg和无功功率的参考值I_qcsg。在正常模式下，参考值I_dcsg是负的。例如，同样的情况也适用于参考值I_qcsg。

在紧急模式下，没有有功和无功功率的调节。在紧急模式下，单元130调节母线12上的电压和频率以预设存储器142中记录的值(例如250V和35Hz)。当阅读本说明书的剩余部分时，这些参考值的作用将变得显而易见。

充电器100还包括连接至端子106和108之间的电容器150。该电容器152的电容小于50mF。更特别地，选择该电容器150的电容，使得其端子上的电压波动(ripple)位于1％的数量级。

图2更详细地示出了单元130。该单元130包括解调器160，用于根据在正常模式下，由传感器134至136提供的电流I_R、I_S和I_T和传感器138和140提供的电压V_RS和V_RT的测量而建立有功电流强度I_d和无功电流强度I_q。

这里不应忘记由下述关系限定有功功率(AP)：

其中

-I是三相电流的有效值，

-U是三相电压的有效值，

是三相电流和电压之间的相位差的值，

类似地，无功功率(RP)由下述关系限定：

有功电流I_d和无功电流I_q分别为值

和。

在车辆2中，有效值U基本恒定，使得电流强度I_d和I_q本身可以分别被视为代表有功功率和无功功率。

解调器160分别向减法器162和164的负输入端发送电流I_d和I_q的值。减法器162的正输入端被设计成接收参考值I_dcsg。减法器162的输出端连接至调节器166以向后者发送参考值I_dscg和测量的电流强度I_d之间的差值。利用该差值，该调节器166可以计算必须产生的电压矢量U_αβcsg的横坐标V_d。

减法器164的正输入端被设计成用于接收存储器142中记录的参考值I_qcsg。减法器164的输出端向调节器168传送参考值I_qscg和测量的电流强度I_q之间的差值。基于该差值，调节器168可以计算必须产生的电压矢量U_αβcsg的纵坐标V_q。

解调器160也能够传送与矢量U_αβm和参考系αβ中的α轴之间的角度对应的角度ρ。

单元130包括转换模块170，用于从横坐标和纵坐标V_d和V_q计算矢量U_αβcsg的模M和角度α。

减法器172用于计算角度ρ和脉宽调制器174传送的角度γ之间的差值ε。

减法器172可以向相位环(其更公知的是其首字母缩写PLL(锁相环))传送差值ε，该差值ε已经加入角度值α。利用角度α和差值ε的和，环176能够产生频率参考值f_s。

调制器174可以基于模M和频率f_s确定各个晶体管接通的时刻，并在所确定的时间控制这些晶体管的切换。为此目的，例如，调制器174使用载波和调制器之间的交点。该载波频率固定了晶体管切换频率。

现在参照图3的过程并借助图4中的图形，更详细描述车辆2的运行。

开始，假设车辆2在正常模式下在阶段180运行。通过该阶段180车辆2通过受电弓4和接触网6被供电。开关50处于导通状态，而一旦滤波器已经被充电，则仅用于预充电输入滤波器的开关52就被控制为断开。初始，在阶段182，普通的辅助负载电连接至母线12，使得它们可以由此被供电。

随后，在阶段184，DC/AC变换器44利用导体36和38之间存在的DC电压，在端子58至60上产生三相电压。

在步骤186，变压器48将由DC/AC变换器44产生的三相电压变换为在辅助母线12上传送的三相中等电压。

在步骤188，连接至母线12的各个辅助负载由此由通过受电弓4俘获的能量供电。这样，负载20和22被供电且运行。

同时，在步骤190，变压器48也向充电器100的输入端子102至104传送三相电压。

在步骤192，充电器100利用输入端子102至104上存在的三相电压再充电设备32。为此目的，充电器100整流在端子102至104上存在的三相电压，以在端子106和108之间产生整流后的DC电压，其用于对设备32再充电。

更具体的，在操作194中，传感器134至136、138和140测量电压V_RS、V_RT和电流强度I_R、I_S和I_T。

然后，在操作196中，由调节器130计算对应于正常操作模式的参考值I_dcsg和I_qcsg以遵照电池充电功能。这些值是负的，其等价于从输入端子102至104通过可逆整流器110至输出端子106和108的能量传送。这里，参考值I_qcsg是零，以不消耗无功功率。

在操作198中，解调器160根据步骤194中获得的测量值，在参考系αβ中确定电压矢量U_αβm的坐标V_a和V_b。坐标变换用于该目的。这里根据下述关系确定坐标V_a和V_b：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a=\frac{V_{\mathrm{RS}}+V_{\mathrm{RT}}}{3}\\ V_b=\frac{V_{\mathrm{RS}}-V_{\mathrm{RT}}}{\sqrt{3}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

在图4中的参考系αβ中示出该矢量U_αβm。该矢量U_αβm相对于轴α成角ρ。

图4也示出了对应于测量的三相电流在参考系αβ中表达的矢量I_αβm。该矢量I_αβm的坐标分别由I_a和I_b表示。这些坐标例如再次利用Concordia变换来计算。例如，利用下述关系确定坐标I_a和I_b：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_a=\frac{2\·I_R+I_S+I_T}{3}\\ I_b=\frac{I_T-I_S}{\sqrt{3}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

例如，利用坐标V_a和V_b建立角ρ的值。

然后，还是作为操作198的一部分，解调器160利用下述关系建立测量的有功电流I_d和无功电流I_q：

$\left\{\begin{array}{c}{I}_d=I_a\·\sin \left(\mathrm{\ρ}\right)+I_b\·\cos \left(\mathrm{\ρ}\right)\\ I_q=I_a\·\cos \left(\mathrm{\ρ}\right)-I_b\·\sin \left(\mathrm{\ρ}\right)\end{array}\right.---\left(5\right)$

然后，在操作200中，减法器162和164利用下述关系计算差值ΔI_d和ΔI_q：

ΔI_d＝I_dcsg-I_d              (6)

ΔI_q＝I_qcsg-I_q              (7)

然后计算用于抵消差值ΔI_d和ΔI_q的电压参考矢量U_αβcsg的坐标V_d和V_q。为此目的，在操作202中，调节器166根据差值ΔI_d计算矢量U_αβcsg的坐标V_d。调节器166例如是PI(比例积分)调节器以使有功功率的调节稳定。例如，利用下述关系计算坐标V_d的值：

V_d＝K_pd·ΔI_d+∫K_id·ΔI_d　　　　　　　(8)

其中：

-K_pd和K_id是调节器PI的比例和积分常数。

同样地，在操作204中，调节器168根据差值ΔI_q计算坐标V_q的值。在操作204中，例如，利用下述关系计算坐标V_q：

V_q＝K_pq·ΔI_q+∫K_iq·ΔI_q               (9)

关系(9)中的常数K_pq和K_iq不必和关系(8)中的K_pd和K_id具有相同的值。

在操作206中，模块170根据坐标V_d和V_q计算参考系αβ中矢量U_αβcsg的角度α和模M。

模M被直接发送至调制器174，而角度α被发送至减法器172。

在操作208中，减法器172利用下述关系计算差值ε：

ε＝ρ-γ                (10)

其中γ是对应于由调制器174确定的切换次数的三相电压U_αβg相对于参考系αβ的α轴的角度。

角度γ是由调制器174产生的数值数据。

ε代表测量的三相电压的相位和此时由整流器110产生或消耗的三相电压的相位之间的差值。

为了整流器110能够与测量的三相电压同步，该差值ε必须是零。

减法器172也将由模块170传送的角度α的值加至该差值ε。该加法的结果被发送至环176，该环176在操作209中计算频率f_s，该频率f_s可以同时抵消差值ε并达到施加的有功和无功功率的参考值I_dcsg和I_qcsg。例如，环176利用下述关系计算频率f_s：

f_s＝k_pPLL·e_kPLL+∫k_iPLL·e_kPLL          (11)

其中：

-e_kPLL＝α+ε，

-k_pPLL和k_iPLL是环176的调节PI的比例和积分常数。

然后，在操作210中，调制器174确定晶体管120和124的切换次数以产生频率f_s的三相电压，其有效值等于模M。调制器174也按所确定的次数控制晶体管120和124的切换。

持续重复操作194和210，因此，电池32由通过整流交流而产生的DC电流再充电。

晶体管组120和124在步骤214持续切换以确保电池中的零电流以及为并联连接至电池的所有辅助负载供电。

在某个操作事件之后，如果接触网6不再承载高电压功率，那么变换器10停止正常模式的操作。它终止阶段180并跳至按紧急模式运行的阶段216。

除了阶段182由阶段218代替，阶段184和214被省略之外，阶段216与阶段180相同。在阶段218，一般的辅助模式从辅助母线12断开。例如，在阶段218，接触器24打开以将负载20与辅助***12电隔离。相反，紧急辅助负载组保持电连接至母线12。在阶段218，开关50和52也打开。

为了简化图3，由虚线代表阶段218之后执行的阶段186至192。

在阶段192，不再进行从端子102至104到端子106至108的能量传送，但是进行在相反的方向的能量传送，使得母线12由设备32中存储的能量供电。这样，在阶段186，负载22由设备32通过次级绕组和第三绕组之间的电磁耦合供电，使得它即使在车辆2不再由接触网6供电时还持续运行。

图5示出了充电器100一部分功率的模型。在该模型中，模块R、L对应于串联连接的电阻和电感。该电感和该电阻在变压器48的第三绕组84至86中合并，因此不在图1中示出。

图6至15示出了利用图5中的模型获得的仿真结果。利用下述数字值执行仿真：

-V_RS＝45Vac，

-交流***的频率是50Hz，

-三相电流的有效值是321.68A，

-电感L是15mH，

-电阻R是236mΩ，

-充电器输出电容C是1.1mF

-端子106和108之间的DC电压V_DC是120Vdc，

-对设备32充电的DC电流I_DC是208.33A，

-端子106和108之间传送的电功率是25kW，

-三相电流和三相电压之间的相位差

取为0。

当调制器174使用的脉宽调制载波的频率是1050Hz时，获得图6至9。

图6示出了当设备32被再充电时，作为时间的函数且经过输入端子102至104中一个的电流的变化。最大峰值强度是841A。

图7示出了图6中示出的曲线的频谱。可以看出该相位的基频是50Hz。最接近基频的谐波紧邻1050Hz(切换频率)。除此之外，基波幅值至少比第一谐波的幅值高四倍。这里，基波的幅值是454A。

图8示出了当设备32被再充电时，作为时间的函数的充电器100的输出电压的变化。最大峰值幅值是43.7Vdc，其代表小于37％的变换比。

图9示出了图8中示出的充电器的输出电压的频谱，其包括DC分量。去除超过1050Hz的50Hz的第一显著谐波。在图9中未示出的DC分量的幅值也至少比第一谐波的幅值大四倍。

在其他情况相等的情况下，当脉宽调制载波频率是3450Hz的情况下，获得图10至13。

图10示出了作为时间的函数且流经端子102至104中一个的电流强度的变化。最大峰值强度是575A。

图11示出了图10中示出的电流频谱。用于图11中的比例和用于图7中的相同。在图11中，基波落在50Hz。第一谐波落在3450Hz以上。基波的幅值至少比第一谐波的幅值大十倍。

图12示出了当设备32被充电时，由充电器100产生的整流的DC电压。这里最大的峰值幅值是11.9Vdc，其代表小于10％的变换比。

图13示出了图12中的整流的DC电压的频谱，其包括未示出的0Hz的DC分量。从基波中去除高于3450Hz的50Hz的第一显著谐波。并且，DC分量的幅值至少比第一谐波的幅值大五倍。

在其他都相同的情况下，利用脉宽调制载波的频率15150Hz获得图14和15。图14示出了流经端子102至104中一个的电流强度。最大峰值强度是484.2A。

在图14中相电流的频谱中，从基频中去除高于15150Hz的第一谐波。

图15示出了当充电器100给设备32充电时，由充电器100产生的整流的DC电压的变化的外部包络线。最大的峰值幅值是2.55Vdc，其等价于小于3％的变换电平。

在整流的DC电压的频谱中，从基波中去除高于15150Hz的第一谐波。可以看出，脉宽调制载波的频率越高，也就是说切换频率越高，从基波中将去除更多的第一谐波。这样，切换频率增加得越多，变压器的分散电感(dispersioninductance)的值越大，电容器152的电容可以减小，这反映在这些元件，尤其是滤波器150的体积的减小。

可以有许多其他的实施例。

例如，充电器100可以通过独立于变压器48的三相变压器连接至导体14、15和16。在这种情况下，可以省略变压器48的第三绕组。

这里描述的电池充电器110的控制是矢量控制。但是，作为变形，从当晶体管切换频率至少比三相电压的基频大二十倍时起，可以使用标量控制取代矢量控制。

在图1中，仅示出了车辆2中的一个辅助变换器。但是，实际上，铁道车辆至少包括例如和变换器10一样的第二辅助变换器。

作为变形，紧急辅助负载由连接至设备32的端子的低压DC母线供电，而不通过三相辅助母线12供电。

作为变形，电容器组C1、C2、C3可以分为两部分且去除一部分，以能够在正常模式中提供无功功率，以及在紧急模式中补偿变压器的磁化电流。

作为变形，执行从电池对电容器的预充电(消除预充电设备52、54)。

最后，如果仅期望通过和给设备32充电的设备一样的设备来给紧急辅助负载供电，那么切换频率不必比三相电压的基频高至少二十倍。在这种情况下，滤波器150的体积和质量不必减小，但是另一方面，保持了下述优点，即具有单个可逆整流器，用于在辅助负载和设备32之间，在双方向上交换电能。

Claims (17)

1.一种用于从铁道车辆的车载可再充电电能存储设备(32)给铁道车辆的紧急辅助负载(22)供电的方法，其中该可再充电电能存储设备(32)能够存储足够多的能量以允许紧急辅助负载在紧急模式中利用该单个的能量源至少运行大约三十分钟，该方法包括充电器(100)给该电能存储设备(32)充电的正常模式(180)，该充电器(100)能够产生整流的DC电压，通过该整流的DC电压，该电能存储设备(32)在正常模式下能由从接触网(4)俘获的电力获得的三相电压充电，该充电器包括：

●三个输入端子(102-104)，每一个都连接至该三相电压中的一相，

●两个输出端子(106、108)，其连接至该电能存储设备，其中该整流的DC电压传送至该电能存储设备，

●并联连接在该两个输出端子之间的三个臂(112-114)，每个臂包括两个通过中点(116-118)串联连接的可控开关(I_H、I_B)，每个中点连接至相应的输入端子，

●控制该开关的切换以整流该三相电压的单元(130)，

其特征在于该方法包括下述步骤：

-在每个开关中设置可控功率切换电子单元(120、124)，该可控功率切换电子单元(120、124)能够以可控的方式在非导通状态断开并且在导通状态闭合，以切换在其所在的臂中流过的电流，

-在正常模式中，控制单元(130)在自由选择的时间控制(210)该可控功率切换电子单元(120、124)从导通状态至非导通状态的切换以及反过来的切换，以整流该三相电压，该可控功率电子单元(120、124)的切换频率比该三相电压的基频高至少二十倍，以及

-在紧急模式中，AC供电的紧急辅助负载(22)通过三相中等电压辅助网络(12)连接至该充电器的输入端子，以及

-控制单元(130)在自由确定的时间控制(210)该电子单元从导通状态至非导通状态的切换以及反过来的切换，以在辅助网络(12)上产生辅助三相电压，使得该紧急辅助负载(22)能够运行，该辅助三相电压从电能存储设备中存储的能量产生。

2.如权利要求1所述的方法，其中在紧急模式中，该电子单元的切换频率也至少比产生的三相电压的基频高二十倍。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中在正常模式中，三相变压器(48)利用从该接触网俘获的能量在该辅助网络(12)上产生350和500Vac之间的三相中等电压，以为连接至辅助***(12)的辅助负载(20、22)供电。

4.如权利要求3所述的方法，其中该接触网(4)承载直流电压，其中在正常模式中，DC/AC变换器(44)利用从该接触网俘获的能量产生输入至该三相变压器(48)的三相电压。

5.如权利要求3所述的方法，其中该接触网(4)承载交流电压，其中在正常模式中，单相整流桥产生整流的DC电压作为DC/AC变换器(44)的输入，连接该DC/AC变换器(44)作为该三相变压器(48)的输入。

6.如权利要求4和5所述的方法，其中在正常模式中，该控制单元(130)能够以同步方式控制该三个臂(112-114)中的可控开关和该DC/AC变换器(44)。

7.如权利要求1至6中任一项所述的方法，其中该功率电子单元是晶体管，特别的是IGBT型或GTO的。

8.一种如前述任一权利要求所述的过程，其中在正常模式中：

-该控制单元利用在充电器的输入端测量的三相电流和三相电压，建立(198)代表有功功率的参数(I_d)，

-该控制单元利用有功功率参考值被编程(196)，其中该有功功率参考值用于确定由充电器在其输入端子和输出端子之间传送的有功功率值，以及在其端子之间传送有功功率的方向，

-该控制单元根据该有功功率参考值和建立的代表有功功率的参数之间的差值，确定(210)该可控功率切换电子单元的切换次数。

9.一种如前述任一权利要求所述的方法，其中在正常模式中：

-该控制单元基于三相电流和三相电压的测量，建立(198)代表无功功率的参数(I_q)，

-该控制单元获得(196)无功功率参考值，其中该无功功率参考值用于确定由充电器在其输入端子和输出端子之间传送的无功功率值，以及在其端子之间传送无功功率的方向，

-该控制单元根据该无功功率参考值和建立的代表无功功率的参数之间的差值，确定(210)该晶体管的切换次数。

10.如权利要求9所述的方法，其中在正常模式中该无功功率参考值是零。

11.如权利要求1至10中任一项所述的方法，其中在紧急模式中，该控制单元(130)调节母线(12)的电压和频率以预设存储器(142)中记录的值。

12.一种如前述任一权利要求所述的方法，其中在从正常模式跳至紧急模式之前，该控制单元确定(209)该电子单元的切换次数，以抵消在辅助网络中测量的三相电压的相位和充电器的输入端子之间的三相电压的相位之间的差值，后者的相位仅取决于该电子单元的切换次数。

13.一种适用于铁道车辆的辅助变换器，该辅助变换器包括：

-三相DC/AC变换器(44)，用于利用从承载电压的接触网俘获的电能产生三相电压，

-三相变压器(48)，具有三组初级、次级和第三绕组，其通过初级绕组的组(70-72)连接至该变换器(44)的三相输出端，该变换器(44)/变压器(48)组件在正常模式中能够将接触网的电压变换为350Vac和500Vac之间的三相中等电压，其被传递至辅助***(12)中的该变压器的次级(74-46)以向辅助负载供电，

-连接至变压器(48)的第三绕组的组(84-86)的充电器(100)，其在正常模式中利用由三相变换器(46)产生的三相电压产生整流的DC电压，该充电器包括：

●三个输入端子(102-104)，每一个都连接至该变压器(148)的第三绕组(84-86)，

●两个输出端子(106、108)，其可连接至电能存储设备(32)，其中该整流的DC电压传送至该电能存储设备(32)，

●并联连接在该两个输出端子之间的三个臂(112-114)，每个臂包括两个通过中点(116-118)串联连接的可控开关(I_H、I_B)，每个中点分别连接至一个输入端子，

●控制该开关的切换以整流该三相电压的控制单元(130)，

其特征在于：

-该开关(I_H、I_B)中的每一个都具有至少一个可控功率切换电子单元(120、124)，其能够以受控方式在非导通状态断开并且在导通状态闭合，以通过从导通状态切换至非导通状态以及反过来的切换来切换该电子单元(120、124)所在的臂中流过的电流，以及

-在正常模式中，该控制单元(130)能够在特定的时间控制该充电器的可控功率切换电子单元(120、124)从导通状态至非导通状态的切换以及从非导通状态至导通状态的切换，以整流该三相电压，该电子单元的切换频率比该三相电压的基频高至少二十倍，以及

-在紧急模式中，该控制单元(130)能够在特定的时间控制该可控功率切换电子单元(120、124)从导通状态至非导通状态的切换以及反过来的切换，以从其输出端子(106、108)之间存在的DC电压产生输入端子(102-104)之间的三相电压。

14.如权利要求13所述的辅助变换器，其特征在于在紧急模式中，该可控功率切换电子单元(120、124)的切换频率比产生的三相电压的频率高至少二十倍。

15.如权利要求13或14所述的变换器，其中，在正常模式中，当该三相变压器(48)用于为辅助***供电时，该充电器(100)通过该三相变压器(48)的初级绕组(70-72)与该三相DC/AC变换器(44)电隔离。

16.如权利要求13至15中任一项所述的变换器，其中该可控功率电子单元是晶体管，特别是IGBT型或GTO的。

17.一种经由接触网供电的铁道车辆，该车辆包括：

-三相辅助网络(12)，

-至少一个紧急辅助负载(22)，其在紧急模式中必须保持被供电至少大约三十分钟，该负载连接至该辅助网络(12)，

-可再充电电能存储设备(32)，其可以连接至每个紧急辅助负载(22)，该设备能够存储足够多的能量以允许所有紧急辅助负载在紧急模式中利用该单个的能量源至少运行大约三十分钟，

-至少一个向该辅助***供电的辅助变换器，

其特征在于该辅助变换器(10)与权利要求13至16中的任一项中的一致。

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