CN101364966B - 多入多出正交频分多址下行***的时域信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多入多出正交频分多址下行***的时域信道估计方法，发明假设使用了虚拟导频符号和码域正交的导频符号序列；接收端首先估计各子信道实际导频符号子载波处的频响；然后，虚拟导频符号子载波的信道估计由相邻正交频分复用符号的信道估计线性内插得到；再利用虚拟导频符号及其信道估计重构接收符号，并联合实际导频符号子载波的接收符号按子载波索引值升序排列后应用时域正则最小二乘法得到各子信道冲激响应估计，经部分傅立叶变换后得到所有导频符号子载波的信道估计；最后，每个用户数据符号子载波的信道频响由导频符号子载波的信道估计线性内插得到。本发明具有信道估计精度高和支持更多发射天线数的优点。

Description

多入多出正交频分多址下行***的时域信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种多入多出正交频分多址(MIMO OFDMA)下行***的时域信道估计方法，具体涉及一种基于IEEE802.16e标准中部分使用子载波(PUSC)符号结构的估计方法，属于无线通信***领域。

背景技术

近年来，宽带无线技术发展迅猛，WiMAX逐渐成为无线通信业界关注的焦点。WiMAX是以IEEE802.16系列标准为基础的宽带无线接入技术，支持固定、游牧、便携和全移动四种应用场景。其中移动宽带无线接入空中接口标准802.16e凭借其移动性的支持、高速数据业务和低成本，被业界视为能与3G相抗衡的下一代无线宽带技术。而正交频分多址(OFDMA)已成为IEEE802.16e物理层的核心技术，其中多个用户可同时传输信息数据。另一方面，将多入多出(MIMO)技术和OFDMA***相结合能够为无线通信***提供更高的***容量和数据传输速率。

通常，信道信息对于通信***非常重要，因为它可以辅助实现相干检测和自适应分配。然而，该信息在接收端是未知的，为此接收机需要对其进行估计，而信道估计的好坏极大地影响着整个***的性能。目前，多载波MIMO***的信道估计一般在频域完成，也可在时域完成。由于接收信号是多个发射天线的信号叠加，不同发射天线之间信号存在干扰，因此还需考虑如何设计导频符号序列以避免天线干扰。通常，多天线间干扰的避免可以通过在时域、频域或码域设计正交导频符号序列实现，也即不同天线可以采用时分的方式发送(相同或不同的)导频符号序列；或者不同天线使用不同子载波位置集合发送(相同或不同的)导频符号序列；或者不同天线的导频符号占用相同的时频单元，通过使用相互正交码实现天线间正交。然而，由于IEEE802.16ePUSC符号结构分配的导频符号数非常少，所以若在MIMO OFDMA***下使用频域正交(即频分)导频符号序列的频域最小二乘信道估计方法，会引起较大的估计误差，并且和完美信道下相比性能损失较大。在相关文献中，出现过采用码域正交导频符号序列时域最小二乘信道估计方法，该方法估计精度较高，但需要每个发射天线的导频符号序列相对第一个发射天线的导频符号序列的时间位移量介于信道长度和每个发射天线导频个数除以发射天线数之间，所以在有些信道环境下无法支持更多的发射天线数。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种多入多出正交频分多址下行***的时域信道估计方法，以获得较优的信道估计性能，支持更多的发射天线数。

为完成上述任务，本发明提供方法在IEEE802.16e的PUSC符号结构使用了虚拟导频符号，即认为偶数(奇数)OFDM符号的导频符号是奇数(偶数)OFDM符号的虚拟导频符号，增加了***有效导频符号数；接收端首先得到每一收发天线对实际导频符号子载波处的最小二乘法信道频响估计；然后，每个OFDM符号中虚拟导频符号子载波处的信道频响由相邻OFDM符号中相同子载波处的信道频响线性内插得到；再利用虚拟导频符号子载波处的信道频响和虚拟导频符号重构该子载波处的频域接收符号，联合实际导频符号子载波处的接收符号按升序子载波索引值顺序排列后再应用时域正则最小二乘准则得到每个子信道时域冲激响应估计，经部分傅立叶变换后得到所有导频符号子载波处的信道频响估计；最后，每个用户相应数据符号子载波处的信道频响由导频符号子载波处的信道频响估计线性内插得到。

与上述方法对应，本发明提供了具体步骤：

1)发送端每个发射天线根据IEEE802.16e中下行链路PUSC的符号结构进行数据符号和导频符号子载波映射，形成一个OFDM符号；具体方法为：将每个OFDM符号内所有有用子载波(排除保护子载波和直流子载波)分成若干个簇，簇的个数取决于傅立叶变换的大小，每个簇内含有14个相邻子载波，其中有两个子载波用于放置导频符号，偶数OFDM符号和奇数OFDM符号的导频符号子载波位置不同，剩余的子载波用于不同用户以频分多址的形式进行数据符号传输；

2)发送端每个发射天线在每个正交频分复用符号中使用虚拟导频符号，即认为偶数或奇数正交频分复用符号中导频符号是奇数或偶数正交频分复用符号中虚拟导频符号，所有发射天线使用相同的频率资源，且第i个发射天线每个正交频分复用符号中实际导频符号序列和虚拟导频符号序列形成的新导频符号序列第p′个导频符号为 $X_i^a\left(k_{p\′}^a\right)=c_i(p\′)=c(p\′)e^{-\frac{\mathrm{j\πp}\′(i-1)\mathrm{\Δt}}{N_p}},$ 其中p′＝1，…，2N_p，时间移位Δt满足L≤Δt≤2N_p/M_t，L为所有子信道的阶数，M_t是发射天线的总数，N_p为每个正交频分复用符号内实际使用的导频符号个数，

为将每个正交频分复用符号中实际导频符号和虚拟导频符号占据子载波索引值按升序排列后的第p′个元素，c(p′)是第一根发射天线发射的第p′个导频符号；

3)将每个发射天线处的正交频分复用符号作逆傅立叶变换，然后***循环前缀后经发射天线发出；

4)接收端每个接收天线需要对去除循环前缀后的接收信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的正交频分复用符号，根据发射端使用的子载波映射模式分别提取偶数正交频分复用符号和奇数正交频分复用符号中实际导频符号子载波位置的符号；

5)由接收端已知发射端的导频符号和步骤4)一起，计算得到每一收发天线对每个正交频分复用符号内实际导频符号子载波处信道频响的最小二乘估计；

6)每个正交频分复用符号中虚拟导频符号子载波处的信道频响由相邻正交频分复用符号中相同子载波处的信道频响线性内插得到；

7)利用每个正交频分复用符号中虚拟导频符号和步骤6)一起重构虚拟导频符号子载波处的频域接收符号，联合实际导频符号子载波处的频域接收符号一起，按子载波索引值 $\{k_{p\′}^a,p\′=1,\·\·\·,2N_p\}$ 升序排列后得到所有导频符号子载波处的频域接收符号序列；

8)由步骤7)得到的所有导频符号位置的频域接收符号序列和步骤2)的新导频符号序列一起，基于时域正则最小二乘估计准则计算得到每一收发天线对的时域信道冲激响应估计，然后经部分傅立叶变换后得到正交频分复用符号内所有导频符号子载波处的最终信道频响估计；

9)最后，每个用户相应数据符号子载波处的信道频响由导频符号子载波处的信道频响估计线性内插得到。

本发明方法通过使用虚拟导频符号增加了***可使用的导频符号数量，且重构了虚拟导频符号子载波处的频域接收符号，使得***支持的发射天线数增加一倍。基于所有导频符号序列和相应子载波位置的频域接收符号序列，应用时域最小二乘准则估计每一个收发天线对的信道冲激响应，并使用了正则的方法进一步地改善了信道估计的精度。整个过程无需信道相关特性信息，使用的时域正则最小二乘方法会使本发明的复杂度和计算量最低的频分导频最小二乘频域方法相比略有增加。然而，本发明方法由于使用了更多的导频符号以及使用正则方法克服导频符号位置的不均匀性，所以比传统方法获得了更高的估计精度，而且可支持更多的发射天线数，使其更加适用于实际的应用场景。

本发明方法的计算量主要源于时域正则最小二乘估计器含有的矩阵求逆项的计算。为了分析简单起见，本发明仅比较各方法所需的乘法次数的最高阶。由于本发明中矩阵求逆项的计算和信道无关，且仅取决于实际导频符号和虚拟导频符号形成的导频符号序列以及相应的子载波索引值的集合，因此它是恒定不变的并且可被接收机已知，因此该项可被预先计算出，所以此部分的计算量可以忽略不计。将上述的矩阵求逆项事先算好后乘以频域接收符号序列即可得到信道冲激响应估计，而这部分的计算量为O(

)阶。传统的频分导频频域最小二乘方法由于仅需要简单的乘除运算，所以复杂度最低，可为O(N_p)阶。另外，传统的码分导频时域最小二乘方法的计算量和本发明类似，其复杂度也为O()阶。所以，本发明方法和频分导频频域最小二乘方法相比，虽然复杂度略有增加，但估计性能获得了极大的提高；和码分导频时域最小二乘方法相比，复杂度相同，但可支持更多的发射天线数。

附图说明

图1为本发明信道估计方法的流程框图；

图2为本发明实际导频符号和虚拟导频符号在连续簇内的分布图；

图3为4X4PB MIMO信道下传统信道估计方法和本发明的信道估计方法误码率性能比较。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步描述。

考虑四根发射天线和四根接收天线的单用户OFDMA下行传输***，其通信环境为频选较为严重的PB信道，用户的移动速度为3km/h，载波频率为2.5GHz且***带宽为10MHz，傅立叶变换大小为1024，循环前缀长度为128。背景噪声服从零均值的复加性高斯分布。数据符号是由二进制数经过码率为1/2的turbo编码、截短、帧内交织和QPSK星座映射而形成。采用本发明方法进行信道估计的流程如图1所示，具体的实施步骤如下：

1)发送端每个发射天线根据IEEE802.16e中下行链路PUSC的符号结构进行数据符号和导频符号子载波映射，形成一个OFDM符号。具体方法为：将每个OFDM符号内所有有用子载波(排除保护子载波和直流子载波)分成60个簇，每个簇内含有14个相邻子载波，其中有两个子载波用于放置导频符号，放置原则为：偶数OFDM符号和奇数OFDM符号的导频符号子载波位置不同，偶数OFDM符号中每个簇内的实际导频符号分别位于第5个和第9个子载波，并形成所有簇内导频符号占据子载波位置索引的集合为 $k^e=\{k_1^e,\·\·\·,k_p^e,\·\·\·,k_{N_p}^e\};$ 奇数OFDM符号中每个簇内的实际导频符号分别位于第1个和第13个子载波，并形成所有簇内导频符号占据子载波位置索引的集合为 $k^o=\{k_1^o,\·\·\·,k_p^o,\·\·\·,k_{N_p}^o\}.$ 最后，剩余的子载波用于不同用户以频分多址的形式进行数据符号传输；

2)发送端每个发射天线在每个OFDM符号中使用虚拟导频符号，即认为偶数(奇数)OFDM符号中导频符号是奇数(偶数)OFDM符号中虚拟导频符号，使得导频符号数增加为原来不使用虚拟导频符号方案的两倍。那么，集合k^o为偶数OFDM符号中虚拟导频符号的子载波位置集合；集合k^e为奇数OFDM符号中虚拟导频符号的子载波位置集合。每个OFDM符号中实际导频符号和虚拟导频符号占据子载波位置的集合为k^a＝sort{k^e∪k^o}，其中，“∪”表示集合并操作，“sort”表示将集合中的元素按升序排列。由于所有发射天线使用相同的频率资源，天线间的干扰可通过导频符号序列的码域正交去除，所以第i个发射天线的每个OFDM符号中实际导频符号序列和虚拟导频符号序列形成的新导频符号序列第p′个导频符号满足 $X_i^a\left(k_{p\′}^a\right)=c_i(p\′)=c(p\′)e^{-\frac{\mathrm{j\πp}\′(i-1)\mathrm{\Δt}}{N_p}},$ 其中p′＝1，…，2N_p，时间移位Δt满足L≤Δt≤2N_p/M_t，L为所有子信道的阶数上界，M_t是发射天线总数，N_p为每个OFDM符号内实际使用的导频符号个数，为将每个OFDM符号中实际导频符号和虚拟导频符号占据子载波索引值按升序排列后集合k^a中的第p′个元素，c(p′)是第一个发射天线的第p′个导频符号。由于使用了虚拟导频符号，所以每个发射天线的有效导频符号数增加为原来的两倍，所以本发明方法支持的天线数是码域导频时域最小二乘方法的两倍；

3)将每个发射天线处的OFDM符号作逆N点傅立叶变换，然后***循环前缀后经发射天线发出。第i个发射天线偶数和奇数OFDM符号的第p个导频符号分别表示为

和

其中p＝1，…，N_p。另外，被假设为相邻偶数OFDM符号的虚拟导频符号，而被假设为相邻奇数OFDM符号的虚拟导频符号，其连续几个簇内的导频分布结构如图2所示；

4)接收端每个接收天线需要对去除循环前缀后的接收信号进行N点傅立叶变换，得到经过无线信道传输的OFDM符号，根据发射端使用的子载波映射模式分别提取OFDM符号中实际导频符号子载波处频域接收符号序列为 $R_j^n=\underset{i=1}{\overset{M_i}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{diag}\left\{X_i^n\right\}{\tilde{F}}^n{h}_{\mathrm{ji}}^n+W_j^n,$ j＝1，…，M_r，如果时刻“n”是偶数，那么 $X_i^n=X_i^e={[X_i^e\left(k_1^e\right),\·\·\·,X_i^e\left(k_p^e\right),\·\·\·,X_i^e\left(k_{N_p}^e\right)]}^T,$ 部分傅立叶变换矩阵的元素 ${\left[{\tilde{F}}^n\right]}_{p,l}={\left[{\tilde{F}}^e\right]}_{p,l}=e^{\frac{-j2\mathrm{\πl}{k}_p^e}{N}},$ p＝1，…，N_p，l＝0，…，L-1；如果是奇数OFDM符号时刻， $X_i^n=X_i^o={[X_i^o\left(k_1^o\right),\·\·\·,X_i^o\left(k_p^o\right),\·\·\·,X_i^o\left(k_{N_p}^o\right)]}^T,$ ${\left[{\tilde{F}}^n\right]}_{p,l}={\left[{\tilde{F}}^o\right]}_{p,l}=e^{\frac{-j2\mathrm{\πl}{k}_p^o}{n}},$ p＝1，…，N_p，l＝0，…，L-1。其中，“diag{·}”表示对向量取对角矩阵操作，

表示第n个OFDM符号时第i个发射天线到第j个接收天线的子信道冲激响应，并假设所有子信道具有相同的信道阶数L，

是第j个接收天线处零均值的复高斯噪声，其统计特性不随时刻“n”的变化而变化；

5)由接收端已知发射端的导频符号和步骤4)一起，计算得到每一收发天线对第n个OFDM符号内实际导频符号子载波处信道频响的最小二乘估计

i＝1，…，M_t，j＝1，…，M_r；

6)每个OFDM符号中虚拟导频符号子载波处的信道频响由相邻OFDM符号中相同子载波处的信道频响线性内插得到，即偶数OFDM符号内虚拟导频符号子载波的信道频响估计为

而奇数OFDM符号内虚拟导频符号子载波的信道频响估计为

7)利用每个OFDM符号中虚拟导频符号和步骤6)一起重构虚拟导频符号子载波处的频域接收符号为：和

其中，i＝1，…，M_t，j＝1，…，M_r和p＝1，…，N_p。然后将

和实际导频符号子载波处的频域接收符号序列

一起，按子载波索引值 $\{k_{p\′}^a,p\′=1,\·\·\·,2N_p\}$ 升序排列后得到所有导频符号子载波处的频域接收符号序列

8)由步骤7)得到的所有导频符号位置的频域接收符号序列和步骤2)的新导频符号序列得到新的接收信号数学模型： ${\stackrel{\‾}{R}}_j^n={\mathrm{Ah}}_j^n+W_j^n,$ j＝₁，…，M_r，其中，矩阵 $A=[\mathrm{diag}\left\{X_1^a\right\}\stackrel{-}{F},\·\·\·,\mathrm{diag}\left\{X_{M_i}^a\right\}\stackrel{-}{F}],$ ${\left[\stackrel{-}{F}\right]}_{p\′,l}=e^{\frac{-j2\mathrm{\πl}{k}_{p\′}^a}{N}}$ 为部分傅立叶变换矩阵的元素，p′＝1，…，2N_p，l＝0，…，L-1，接收天线j处第n个OFDM符号的信道矢量为 $h_j^n={\left[\begin{array}{ccc}{h_{11}^n}^T& \·\·\·& {h_{M_{i}1}^n}^T\end{array}\right]}^T.$ 基于上述模型应用时域正则最小二乘估计准则计算得到接收天线j的时域信道冲激响应估计为 ${\tilde{h}}_j^n={(A^{H}A+\mathrm{\α}{I}_{{\mathrm{LM}}_i})}^{-1}{A}^H{\stackrel{-}{R}}_j^n,$ 其中参数α为极小的数，其作用是减轻坏条件矩阵求逆的误差对信道估计性能的影响。这是由于导频子载波位置并不是等间隔分布的，而且整个频谱还存在大量的保护子载波，所以A^HA虽然在理论上可逆，但会呈现坏条件性，这将影响信道估计的准确性。然后，所有导频符号子载波处信道频响的最终估计可经部分傅立叶变换得到：

其中符号

表示kroneck卷积；

9)最后，每个用户使用的数据符号子载波处的信道频响由导频符号子载波处的信道频响估计线性内插得到。

上述的信道估计过程，通过使用虚拟导频符号增加了***有效导频符号的数量，因此***可以支持更多的发射天线数，同时通过使用时域正则最小二乘法则估计信道冲激响应，有效地改善了信道估计的性能。整个过程未使用信道相关特性知识和复杂的矩阵操作，因此使用本发明的信道估计方法计算频域均衡器系数，不仅可以满足一定的估计精度，而且可支持更多的发射天线数，更加适合IEEE802.16e标准下的通信环境。

图3为本发明方法采用的信道估计方法、频分导频频域最小二乘信道估计方法以及已知完美信道信息下误码率性能的比较结果。接收机采用了简单的迫零均衡方法抗击无线衰落信道产生的码间干扰。传统的码分时域最小二乘信道估计方法由于构造导频序列时不能满足条件L≤Δt≤N_p/M_t，所以在四根发射天线的***环境下已无法使用。每个用户使用数据符号子载波处的信道频响由估计到的导频符号子载波处的信道频响线性内插得到。假设信道是时变的，但是在一个OFDM符号内保持恒定，即满足块衰落特性。从图上可以看出，本发明的信道估计方法的误码率性能明显优于传统的频分导频频域最小二乘信道估计方法，并且在误码率为10^-3时和完美信道信息相比，仅有大约3dB的性能损失。本发明信道估计方法不需要每次都进行复杂矩阵运算，也无需事先获取信道的相关特性信息，获得了一定的估计精度，而且支持了更多的发射天线数，易于实用化。

尽管本发明结合特定实施例进行了描述，但是对于本领域的技术人员来说，可以在不背离本发明的精神或范围的情况下进行修改或变化。这样的修改和变化都应被视作在本发明的范围和附加的权利要求书范围之内。

Claims (3)

1.一种多入多出正交频分多址下行***的时域信道估计方法，其特征在于，该方法步骤如下：

1)在IEEE 802.16e的部分使用子载波PUSC符号结构使用虚拟导频符号，设定偶数OFDM符号的导频符号是奇数OFDM符号的虚拟导频符号，奇数OFDM符号的导频符号是偶数OFDM符号的虚拟导频符号，增加***有效导频符号数；

2)接收端首先得到每一收发天线对实际导频符号子载波处的最小二乘信道频响估计；

3)每个OFDM符号中虚拟导频符号子载波处的信道频响由相邻OFDM符号中相同子载波处的信道频响线性内插得到；

4)利用虚拟导频符号子载波处的信道频响和虚拟导频符号重构该子载波处的频域接收符号，联合实际导频符号子载波处的接收符号按升序子载波索引值顺序排列后应用时域正则最小二乘准则得到每个子信道时域冲激响应估计，经部分傅立叶变换后得到所有导频符号子载波处的信道频响估计；

5)最后，每个用户相应数据符号子载波处的信道频响由导频符号子载波处的信道频响估计线性内插得到。

2.一种多入多出正交频分多址下行***的时域信道估计方法，其特征在于，该方法具体步骤如下：

1)发送端每个发射天线根据IEEE 802.16e中下行链路部分使用子载波PUSC符号结构进行数据符号和导频符号子载波映射，形成一个正交频分复用符号；

2)发送端每个发射天线在每个正交频分复用符号中使用虚拟导频符号，偶数正交频分复用符号中导频符号是奇数正交频分复用符号中虚拟导频符号，奇数正交频分复用符号中导频符号是偶数正交频分复用符号中虚拟导频符号，所有发射天线使用相同的频率资源，且第i个发射天线每个正交频分复用符号中实际导频符号序列和虚拟导频符号序列形成的新导频符号序列第p′个导频符号为

其中p′＝1，…，2N_p，时间移位Δt满足L≤Δt≤2N_p/M_t，L为所有子信道的阶数，M_t是发射天线的总数，N_p为每个正交频分复用符号内实际使用的导频符号个数，

为将每个正交频分复用符号中实际导频符号和虚拟导频符号占据子载波索引值按升序排列后的第p′个元素，c(p′)是第一根发射天线发射的第p′个导频符号；

3)将每个发射天线处的正交频分复用符号作逆傅立叶变换，然后***循环前缀后经发射天线发出；

4)接收端每个接收天线需要对去除循环前缀后的接收信号进行傅立叶变换，得到经过无线信道传输的正交频分复用符号，根据发射端使用的子载波映射模式分别提取偶数正交频分复用符号和奇数正交频分复用符号中实际导频符号子载波位置的符号；

5)由接收端已知发射端的导频符号和步骤4)一起，计算得到每一收发天线对每个正交频分复用符号内实际导频符号子载波处信道频响的最小二乘估计；

6)每个正交频分复用符号中虚拟导频符号子载波处的信道频响由相邻正交频分复用符号中相同子载波处的信道频响线性内插得到；

7)利用每个正交频分复用符号中虚拟导频符号和步骤6)一起重构虚拟导频符号子载波处的频域接收符号，联合实际导频符号子载波处的频域接收符号一起，按子载波索引值

升序排列后得到所有导频符号子载波处的频域接收符号序列；

8)由步骤7)得到的所有导频符号位置的频域接收符号序列和步骤2)的新导频符号序列一起，基于时域正则最小二乘估计准则计算得到每一收发天线对的时域信道冲激响应估计，然后经部分傅立叶变换后得到正交频分复用符号内所有导频符号子载波处的最终信道频响估计；

9)最后，每个用户相应数据符号子载波处的信道频响由导频符号子载波处的信道频响估计线性内插得到。

3.根据权利要求2所述的估计方法，其特征在于，步骤1)的具体方法为：将保护子载波和直流子载波外的每个正交频分复用符号内所有有用子载波分成若干个簇，每个簇内含有14个相邻子载波，其中有两个子载波用于放置导频符号，偶数正交频分复用符号和奇数正交频分复用符号的导频符号子载波位置不同，剩余的子载波用于不同用户以频分多址的形式进行数据符号传输。

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