CN101345490A - 输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，主要是在组成输入串联输出并联的各拓扑模块控制端的驱动信号中包含有共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}和各模块输入均压调节器的输出信号v_{cd_EAi}的基础上，增设有相位差依次为π/n的正弦波调制信号，共同作为各路新的误差信号与控制芯片内部锯齿波V_RAMPi相交截，得到并作为各拓扑模块开关管的驱动信号，从而控制各拓扑模块的开关管有序导通和关断。通过一定幅值相位差的正弦波的引入可以明显改善在空载或轻载时出现某台变换器失去占空比调节空间及其产生的问题，具有设计合理、能在全负载条件下实现均压均流的目的，是一种稳定性好和可靠性高的控制方法。

Description

输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法

技术领域

本发明涉及一种输入串联输出并联组合变换器输入均压的控制方法，特别是这种变换器在全负载范围内的输入均压的控制方法，属于直流电压变换领域。

背景技术

随着现代电力电子技术的发展、高频开关器件的诞生，开关电源向着高频化、集成化和模块化的方向发展。输入串联输出并联(以下简称ISOP)的组合变换器作为标准模块的串并联技术中的一种，具备标准模块化带来的开发周期短、***成本低等优点，近年来成为研究的热点，十分适用于工业生产、电力***应用中输入电压较高、输出功率较大的场合。

21世纪以来，全球可再生能源不断发展，风能作为一种高效清洁的能源正受到越来越多国家的重视，成为继石油、煤炭等石化原料之后的核心能源之一。我国在大力发展风能并网研究的同时也支持非并网风电的研究，进而实现我国风能应用的多元化发展，切实有效的缓解能源压力。非并网风电***将风电直接应用于电解铝、氯碱加工制氢、海水淡化等高耗能产业，大部分负载表现为直流负载特性，因而可在负载侧直接采用DC-DC(即直流变直流)变换器，将输电线上的高压直流变换为适合负载所需要的直流电压，从而简化了逆变变压和整流等环节，相应的，高输入电压成为非并网风电***中DC-DC变换器的主要设计难点，而ISOP变换器因其自身的优点十分适合运用于该场合。

ISOP变换器中各模块的输入是串联的，而输出是并联的，因此ISOP变换器的模块必须选择隔离型拓扑结构，根据不同的输入输出条件和使用场合可以选择全桥、半桥、正激和反激等隔离型直流变换器。由于该变换器中各模块的器件参数，如高频变压器、导通占空比以及输入电容等器件参数不一致，将导致分压电容不均压、输出不均流。若不采取有效措施，会使开关管承受的电压不一致，***可靠性降低而不能工作，甚至补烧毁。因此这种结构的关键技术是保证串联的各变换器模块的输入电压相等，才能使输出均流和正常工作。

R.Giri，R.Ayanar and N.Mohan，“Common duty ratio control of input seriesconnected modular DC-DC converters with active input voltage and load currentsharing，”in Proc.IEEE.APEC，2003，pp.322-326针对ISOP变换器存在分压电容均压和输出均流问题，提出两模块用一个完全相同的占空比信号可以实现均压均流，因为占空比相等，输入电压的不平衡导致输入电压高的变换器抽取更大的电流，从而达到输入电压的自动均衡。但采取该控制方案的前提是两模块没有占空比丢失或者占空比丢失完全相等，而桥式变换器在变压器原边换流时存在占空比丢失，由于两模块元器件的分散性，不能保证两模块占空比丢失相等。因此桥式拓扑的组合变换器就不能用单个输出电压环来自动实现均压均流。A.Bhinge，N.Mohan，R.Giri，R.Ayanar，“series parallel connection of DC-DC convertermodules with active sharing of input voltage and load current，”in Proc.IEEEAPEC，2002，pp.648-653提出使用两个输入均压环实现模块分压电容电压均压和输出的均流。但采取该控制方式，仍然无法实现ISOP组合变换器在空载或较轻载条件下的输入均压输出均流。

发明内容

本发明的目的主要是针对上述已有的ISOP组合变换器无法在空载或较轻载条件下实现均压均流的缺点，给出一种在空载或轻载条件下也能实现均压均流而正常工作的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法。

本发明的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，包括n个拓扑模块组成输入串联输出并联的电路，各拓扑模块控制端的驱动信号为各路误差信号和锯齿波V_RAMPi相交截而产生的信号，所述各路误差信号中包括：

1)共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}；

2)各模块输入均压调节器的输出信号v_{cd_EAi}；

所述各路误差信号中还包括

3)相位差依次为π/n的正弦波调制信号，

所述各路误差信号中的共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}与各模块输入均压调节器的输出信号v_{ca_EAi}相减后再依次叠加相位差为π/n的正弦波调制信号作为各路新的误差信号与控制芯片内部锯齿波V_RAMPi相交截，得到各拓扑模块开关管的驱动信号，从而控制各拓扑模块的开关管有序导通和关断。

所述相位差依次为π/n的正弦波调制信号是根据负载I_o的大小，通过控制开关S_i的通断或调节正弦波幅值A_i来控制n路相位差为π/n的正弦波调制信号的引入与退出。

所述拓扑模块为正激或反激、半桥、全桥式隔离型拓扑结构的输入串联输出并联的组合变换器。

本发明的有益效果是通过一定幅值相位差的正弦波的引入可以明显改善ISOP组合变换器在空载或较轻载条件下出现某台变换器失去占空比调节空间，甚至退出并联，导致各模块输入分压电容两端电压不均，输出不均流，影响整个变换器的稳定性与可靠性的问题。具有设计合理、能在全负载条件下实现均压均流的目的，是一种稳定性好和可靠性高的控制方法。

附图说明

附图1是本发明所采用的隔离型直流变换器为拓扑模块的输入串联输出并联组合变换器方框示意图；

附图2是采用图1的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法的电路示意图；

附图3是采用图2的方法应用于双管正激为拓扑的三模块输入串联输出并联组合变换器的示意图，其中图3b是图3a的控制部分电路示意图；

附图4是采用图2的方法应用于移相全桥变换器为拓扑的三模块输入串联输出并联组合变换器的示意图，其中图4b是图4a的控制部分电路示意图。

上述附图中的主要符号名称：V_in表示输入的高压直流电源；C_d1～C_dn是输入分压电容；C_f是输出滤波电容；R_ld是负载；V_in/n是各模块输入电压基准；v_cd1～v_cdn是各模块输入的采样电压；v_{cd_EA1}～V_{cd_EAn}是各模块输入均压调节器Gvcd的输出信号；V_og是输出电压基准；v_of是输出采样电压；v_{o_EA}是输出电压调节器G_VO的输出信号； $A_1\sin \mathrm{\ωt}~A_n\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{(n-1)}{n}\mathrm{\π})$ 是正弦波调制信号；V_RAMP1～V_RAMPn是控制芯片Comp1～Compn内部自备的锯齿波信号；S₁～S_n是控制正弦波引入与退出的开关，1#～n#为n个拓扑模块。

具体实施方式

附图非限制性公开了本发明的几个具体实施例，结合附图对本发明作进一步描述如下。

参见附图1，是本发明所采用的隔离型直流变换器为拓扑模块的输入串联输出并联组合变换器方框图，图中的V_in表示输入的高压直流电源，采取如图所示的n个模块的ISOP组合变换器即可将输入的高压直流电源变换为适合负载R_ld需要的直流电源，图中的C_d1～C_dn是n个串联后连接在高压直流电源V_in两端的分压电容，各分压电容两端的较低的电压即可分别为对应的1～n号拓扑模块提供正常工作的工作电源，拓扑模块的输出电压可根据负载R_ld需要进行调节，各路拓扑模块的直流输出并联后即可为负载R_ld提供稳定的大功率直流电压，图中的C_f是输出滤波电容。当变换器工作在正常负载时，驱动拓扑模块控制端的触发信号中包括：1)共用的输出电压调节器G_VO的输出信号v_{o_EA}；2)各模块输入均压调节器Gvcd的输出信号v_{cd_EAi}相减后再和锯齿波V_RAMPi相交截而产生的信号即可成为各拓朴模块1#～n#控制端的驱动信号。而当变换器工作在空载或较轻载的情况时，就会破坏输入均压输出均流的基本条件，严重时甚至会烧毁电路，如果在驱动拓扑模块控制端的触发信号中增加有第3种的相位差依次为π/n的正弦波调制信号，就可有效防止负载在空载或较轻载时，也能满足输入均压输出均流的基本条件，确保高压直流变换器正常工作，其电路信号连接关系如图2所示，图中的V_in/n是输入电压的1/n作为的基准信号，v_cd1～v_cdn是输入分压电容C_d1～C_dn(见图1)上的各路分电压信号，V_og是输出电压基准；v_of是输出采样电压；V_{o_EA}是共用的输出电压调节器G_VO的输出信号； $A_1\sin \mathrm{\ωt}~A_n\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{(n-1)}{n}\mathrm{\π})$ 是相位差为π/n正弦波调制信号；V_RAMP1～V_RAMPn是控制芯片Comp1～Compn内部自备的锯齿波信号；S₁～S_n是控制正弦波调制信号引入与退出的开关。其各路误差信号中的共用的输出电压调节器Gvo的输出信号v_{o_EA}与各模块输入均压调节器Gvcd的输出信号v_{cd_EAi}相减后再依次叠加相位差为π/n的正弦波调制信号 $A_1\sin \mathrm{\ωt}~A_n\sin (\mathrm{\ωt}+\frac{(n-1)}{n}\mathrm{\π})$ 后作为各路新的误差信号与控制芯片Comp1～Compn内部锯齿波V_RAMP1～V_RAMPn相交截，得到并作为各拓扑模块1#～n#的开关管的驱动信号，从而控制各拓扑模块的开关管有序导通和关断。

图3是采用图2的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，具体应用于双管正激为拓扑的三模块输入串联输出并联组合变换器的控制方法结构示意图。其中的图3b是图3a的控制部分的电路示意图。图3b中的v_{o_EA}是共用的输出电压调节器G_VO的输出信号，该信号由输出电压基准v_og与图3a的输出采样电压v_of组成。v_{cd_EA1}、v_{cd_EA2}、v_{cd_EA3}分别是三个输入均压调节器Gvcd的输出信号，该信号由1/3的输入电压v_in为输入基准电压v_in/3分别与图3b的三个输入分压电容C_d1～C_d3的输入电压采样信号v_cd1～v_cd3组成。所述各路误差信号中的共用的输出电压调节器G_VO的输出信号v_{o_EA}与各模块输入均压调节器Gvcd的输出信号v_{cd_EA1}～v_{cd_EA3}相减后再依次叠加相位差π/3的正弦波调制信号作为各路新的误差信号与控制芯片Comp1～Comp3内部锯齿波V_RAMP1～V_RAMP3相交截，得到并作为各拓扑模块1#～3#的开关管的驱动信号，从而分别控制1#～3#的拓扑模块(如图3b所示)的开关管Q₁～Q6的控制栅极(如图3a所示)，使开关管Q₁～Q6有序导通和关断。

图4是采用图2的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，具体应用于移相全桥变换器为拓扑的三模块输入串联输出并联组合变换器的控制方法的结构示意图。其中的图4b是图4a的控制部分的电路示意图。

当工作在正常负载时，关断正弦波调制信号的开关S₁～S₃，仅由共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}和3个输入均压调节器的输出信号v_{cd_EA1}～v_{cd_EA3}分别相减后得到新的误差信号，再分别与控制芯片Comp1～Comp3内部锯齿波V_RAMP1～V_RAMP3相交截，得到各拓扑模块开关管的驱动信号，从而分别控制1#～3#拓扑模块的开关管有序导通和关断。

当工作在空载或较轻载时，稳定状态下，由于输出滤波电容具有较大容值，只需原边少量能量输入便可保证所需能量输出，故原边开关管的占空比被拉的极低甚至会导致有的模块不参与串联工作，为保证各模块的输入均压，在共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}和3个输入均压调节器的输出信号v_{cd_EA1}～v_{cd_EA3}分别相减后得到的误差信号的基础上再依次叠加相位差为π/3的正弦波调制信号得到新的误差信号，再分别与控制芯片Comp1～Comp3内部锯齿波V_RAMP1～V_RAMP3相交截，得到1#～3#拓扑模块开关管的驱动信号，从而控制1#～3#拓扑模块的开关管有序导通和关断。正弦波调制信号可根据负载I_O来调节幅值，即可维持全负载范围内输入均压输出均流的控制任务。

Claims (3)

1、输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，包括n个拓扑模块组成输入串联输出并联的电路，各拓扑模块控制端的驱动信号为各路误差信号和锯齿波V_RAMP相交截而产生的信号，所述各路误差信号中包括：

1)共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}；

2)各模块输入均压调节器的输出信号v_{cd_EAi}；

其特征在于所述各路误差信号中还包括

3)相位差依次为π/n的正弦波调制信号，

所述各路误差信号中的共用的输出电压调节器的输出信号v_{o_EA}与各模块输入均压调节器的输出信号v_{cd_EAi}相减后再依次叠加相位差为π/n的正弦波调制信号作为各路新的误差信号与控制芯片内部锯齿波V_RAMPi相交截，得到并作为各拓扑模块开关管的驱动信号，从而控制各拓扑模块的开关管有序导通和关断。

2、如权利要求1所述的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，其特征在于所述相位差依次为π/n的正弦波调制信号是根据负载I_o的大小，通过控制开关S_i的通断或调节正弦波幅值A_i来控制n路相位差为π/n的正弦波调制信号的引入与退出。

3、如权利要求1或2所述的输入串联输出并联组合变换器全负载输入均压的控制方法，其特征在于所述拓扑模块为正激或反激、半桥、全桥式隔离型拓扑结构的输入串联输出并联的组合变换器。

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