CN101330270A - 电动机控制装置以及压缩机 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种对于驱动负载转矩周期性地变动的负载的电动机执行矢量控制的电动机控制装置，该电动机控制装置具备：电动机速度导出机构，其推定或检测电动机速度；速度控制机构，其生成转矩电流指令值，以使上述电动机速度跟踪从外部提供的电动机速度指令值；谐振式滤波器，其接收对应上述负载转矩的变动而变动的控制值并通过加强上述控制值的周期性的变动成分，来生成转矩电流校正值；转矩电流校正机构，其通过将上述转矩电流校正值叠加到上述转矩电流指令值，来生成叠加转矩电流指令值；和，根据上述叠加转矩电流指令值，调整由上述谐振式滤波器所形成的上述变动成分的加强程度的调整机构，根据上述叠加转矩电流指令值执行上述矢量控制。

Description

电动机控制装置以及压缩机

技术领域

本发明涉及控制电动机的电动机控制装置，尤其是涉及对驱动负载转矩周期性地变动的负载的电动机实施矢量控制的电动机控制装置。另外，本发明还涉及压缩机。

背景技术

电动机的负载要素，经常伴随周期性的负载变动。用于空调等的压缩机，是包括这种负载要素的代表例子。众所周知，在空调中使用的封闭式压缩机中，吸入/压缩/吐出各行程间的制冷气体压力变化作用于负载转矩。由该制冷气体压力产生的负载转矩与压缩机的旋转同步变动，伴随于此，压缩机的旋转速度也周期性的变动。这样的压缩机旋转速度周期性的变动，在使压缩机自身产生振动的同时，也成为噪声的原因。

为了解决这样的负载转矩变动引起的振动或噪声，提出了各种方法。例如在某些现有方法(以下，称为现有方法1)中，在推定负载装置产生的转矩变动成分，补偿该转矩变动成分的转矩控制中，由极限值限制校正变动成分的电流成分(例如，特开2006-180605号公报)。

另外例如，其他现有方法(以下，称为现有方法2)中，根据推定电动机速度和电动机速度指令值之间的偏差等提取转矩变动成分，使用提取的转矩变动成分降低振动(例如，参照特开2006-191737号公报)。

降低机器的振动和噪声是重要的课题，但是，另一方面，降低驱动电动机的***的消耗功率也是重要的课题。

假定，在以往的方法1中，试图降低消耗功率时，需要事先一边改变上述极限值，一边逐步测量消耗功率，根据其测量结果确定最佳极限值。用于导出这样的参数(极限值)的调整操作很繁杂。另外，对应现有方法2的特开2006-191737号公报没有公开用于降低消耗功率的技术。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供有助于降低消耗功率以及抑制由负载转矩变动引起的振动等的电动机控制装置、电动机驱动***以及压缩机。

本发明中的电动机控制装置，是对驱动负载转矩周期性地变动的负载的电动机，执行矢量控制的电动机控制装置，其特征在于，具备：电动机速度导出机构，其推定或检测电动机速度；速度控制机构，其按照上述电动机速度跟踪从外部提供的电动机速度指令值的方式，生成转矩电流指令值；谐振式滤波器，其接收与上述负载转矩的变动相对应而变动的控制值并通过加强上述控制值的周期性的变动成分，来生成转矩电流校正值；转矩电流校正机构，其通过将上述转矩电流校正值叠加到上述转矩电流指令值，来生成叠加转矩电流指令值；和，调整机构，其根据上述叠加转矩电流指令值，调整由上述谐振式滤波器产生的上述变动成分的加强程度，根据上述叠加转矩电流指令值执行上述矢量控制。

由此，不需要繁杂的调整操作就可以实现消耗功率的降低，并且可以抑制振动和噪声。

具体的说，例如，上述控制值为上述电动机速度和上述电动机速度指令值之差，或，上述转矩电流指令值。

另外，例如，在将与上述电动机的转子上设置的永磁体所产生的磁通量的方向平行的轴作为d轴，与d轴对应的控制上的推定轴作为γ轴时，该电动机控制装置具备推定机构，该推定机构基于对上述电动机供给的电动机电流，推定上述d轴和上述γ轴之间的轴误差以及上述电动机速度，上述控制值是上述轴误差或者与上述轴误差的变动同步地变动的值。

另外，具体的说，例如，上述调整机构根据上述叠加转矩电流指令值的变动幅度，来调整上述加强程度。

并且例如，上述调整机构，在上述变动幅度变小的方向上调整上述加强程度。

另外例如，上述调整机构，从上述叠加转矩电流指令值提取上述负载转矩的变动的频率成分，根据此频率成分的振幅来调整上述加强程度。

并且例如，上述调整机构，在上述频率成分的振幅变小的方向上调整上述加强程度。

另外，本发明相关的电动机驱动***，其特征在于，具备电动机；驱动上述电动机的逆变器；通过上述逆变器执行对上述电动机的矢量控制的上述电动机控制装置。

另外，本发明相关的压缩机的特征在于，将上述电动机驱动***中具备的电动机的旋转力作为驱动源。

通过本发明，能够提供有助于消耗功率的降低和负载转矩变化所引起的振动等的抑制的电动机控制装置、电动机驱动***以及压缩机。

本发明的意义或效果，通过以下所示的实施方式的说明会更明确。但是，以下的实施方式，只是本发明的一个实施方式，本发明或各构成要件的用语的意义，并不局限于以下实施方式所述的内容。

附图说明

图1是本发明实施方式中的电动机驱动***的概略框图。

图2是图1电动机的分析模型图。

图3是本发明第1实施例中的电动机驱动***的详细框图。

图4是图3的位置/速度推定器的内部框图。

图5是表示与本发明第1实施例相关的，负载转矩的电流换算值、δ轴电流指令值、负载转矩的电流换算值与δ轴电流指令值之间的误差以及δ轴电流校正值的波形的图。

图6(a)是表示图3的谐振式滤波器的增益特性的图。

图6(b)是表示图3的谐振式滤波器的相位特性的图。

图7是表示在图3的谐振式滤波器的增益发生各种变化时的，(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度、(i_δ ^*+i_δC)的1次成分振幅和消耗功率的增减量测量结果的图。

图8是表示输入到图3的增益控制部的(i_δ ^*+i_δC)的FFT分析结果的图。

图9是表示输入到图3的增益控制部的(i_δ ^*+i_δC)的FFT分析结果的图，是放大图8一部分的图。

图10是表示用于最小化输入到图3的增益控制部的(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度的处理顺序的流程图。

图11是本发明第2实施例中的电动机驱动***的详细框图。

图12是本发明第3实施例中的电动机驱动***的详细框图。

图13是由本发明中的电动机驱动***驱动的压缩机的外观图。

图14是表示本发明第7实施例相关的仿真结果的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明实施方式进行具体说明。在参照的各图中，相同的部分赋予相同的符号，原则上省略与相同部分相关的重复的说明。后面说明了第1～第7实施例，但首先，对各实施例共同的事项或由各实施例参照的事项进行说明。

图1是本发明实施方式中的电动机驱动***的概略框图。图1的电动机驱动***，具备电动机1、PWM(Pulse Width Modulation)逆变器2和电动机控制装置3。

电动机1是三相永磁体同步电动机，具有：具备永磁体的转子(没有图示)和具备3相电枢线圈的定子(没有图示)。

PWM逆变器(以下，只称为逆变器)2，根据电动机1的转子位置向电动机1提供由U相，V相和W相构成的三相交流电压。施加到该电动机1的所有电压称为电动机电压(电枢电压)V_a，由逆变器2向电动机1提供的所有电流称为电动机电流(电枢电流)I_a。

电动机控制装置3，参照检测的电动机电流I_a等，并向逆变器电路2提供用于实现要求的矢量控制的PWM信号。

图2是电动机1的分析模型图。在以下的说明中，电枢线圈是指设置在电动机1上的线圈。图2表示U相、V相、W相的电枢线圈固定轴。1a是设置在电动机1的转子的永磁体。在以与永磁体1a产生的磁通量的旋转速度相同速度旋转的旋转坐标系中，将永磁体1a产生的磁通量的方向作为d轴，对应d轴的控制上的旋转轴作为γ轴。另外，图中没有表示，将从d轴电角度超前90度的相位作为q轴，将从γ轴电气角超前90度的相位作为δ轴。对应实轴的旋转坐标系是选取d轴和q轴为坐标轴的坐标系，将此坐标轴称为dq轴。控制上的旋转坐标系是选取γ轴和δ轴为坐标轴的坐标系，此坐标轴被称为γδ轴。

d q轴旋转，其旋转速度用ω表示。γδ轴也旋转，其旋转速度用ω_e表示。另外，在dq轴中，由θ表示从U相的电枢线圈固定轴方向观察的d轴角度(相位)。同样，在γδ轴中，由θ_e表示从U相的电枢线圈固定轴方向观察的γ轴角度(相位)。由θ和θ_e表示的角度，是电气角的角度，这些一般也被称为转子位置或磁极位置。由ω和ω_e表示的旋转速度，是电气角的角速度。

以下，将θ或θ_e称为转子位置，ω或ω_e称为电动机速度。如后面所述的第1实施例等，通过推定而导出转子位置和电动机速度时，可以将γ轴和δ轴称为控制上的推定轴。

电动机控制装置3，进行矢量控制，以使θ和θ_e基本上一致。但是，有时也故意错开θ和θ_e。θ和θ_e一致时，d轴和q轴分别与γ轴和δ轴一致。

在以下描述中，电动机电压V_a的γ轴成分和δ轴成分，分别用γ轴电压v_γ和δ轴电压v_δ表示，电动机电流I_a的γ轴成分和δ轴成分，分别用γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ表示。

表示γ轴电压v_γ，和δ轴电压v_δ的目标值的电压指令值，分别由γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*表示。表示γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ的目标值的电流指令值，分别由γ轴电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*表示。v_γ ^*也被称为成为v_γ目标的目标γ轴电压，v_δ ^*也被称为成为v_δ目标的目标δ轴电压。i_γ ^*也被称为成为i_γ目标的目标γ轴电流，i_δ ^*也被称为成为i_δ ^*目标的目标δ轴电流。

电动机控制装置3，进行矢量控制，以使γ轴电压v_γ和δ轴电压v_δ的值分别跟踪γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*，并且，γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ的值分别跟踪γ轴电流指令值i_γ ^*和δ轴电流指令值i_δ ^*。

电动机电压Va的U相成分，V相成分和W相成分，通过由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*和W相电压指令值v_w ^*构成的3相电压指令值来表示。

另外，在以下描述中，R_a是电动机电阻(电动机1的电枢线圈的电阻值)，L_d、L_q分别是d轴电感(电动机1的电枢线圈的电感的d轴成分)，q轴电感(电动机1的电枢线圈电感的q轴成分)。并且，R_a、L_d和L_q是电动机驱动***制造时的规定值，这些值被电动机控制装置3的运算所使用。

并且，在本说明书中，在描述的简化方面，只由记号(i_γ等)标明，也有表现对应此记号的状态量等的情况。即，在本说明书中，例如，“i_γ”和“γ轴电流i_γ”是指相同的值。另外，表示状态量的电流、电压、速度等的语句，原则上来说，表示其状态量的值。即例如，γ轴电流i_γ意味着γ轴电流的电流值(但是，有时也标记为γ轴电流i_γ的值等)。

电动机1，旋转驱动负载转矩周期性地变动的负载。该负载，是例如压缩机(参照图13)、洗衣机或干燥机(没有图示)等具备的负载要素。压缩机用于空调等。在压缩机中，周期性执行的吸入/压缩/排出的各行程中的制冷气体压变化作用于负载转矩，因此负载转矩周期性地变动。

洗衣机或干燥机，具体的说，是例如滚筒式洗衣机或滚筒式干燥机。在滚筒式洗衣机中，装洗涤物的滚筒以与垂直线不平行的轴为旋转轴旋转(即，在纵或斜方向上旋转)，通过抬起洗涤物，落下洗涤物进行拍打洗涤。将该滚筒作为电动机1的负载时，由于在抬起洗涤物时负载转矩变得比较大，其他时间负载转矩变得比较小，因此负载转矩周期性地变动。滚筒式干燥机也是一样的。

(第1实施例)

首先，对本发明第1实施例进行说明。图3是第1实施例中的电动机驱动***的详细框图。图3的电动机驱动***，具备：图1所示的电动机1和逆变器2；起到作为图1的电动机控制装置3发挥功能的电动机控制装置3a；和，相电流传感器11。电动机控制装置3a构成包括由符号12～20和30～32参照的各部位。也可以认为电动机控制装置3a内包括相电流传感器11。电动机控制装置3a内的各部位，能够自由利用电动机控制装置3a内生成的各值。

形成本实施例和后面所述的各实施例的电动机驱动***的各部位，以规定的更新周期来更新自身计算(或检测)并输出的指令值(包括i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*、v_δ ^*、v_u ^*、v_v ^*和v_w ^*)、状态量(包括i_u、i_v、i_γ、i_δ、θ_e和ω_e)或δ轴电流校正值i_δC。

相电流传感器11，检测作为由逆变器2向电动机1提供的电动机电流I_a的固定轴成分即U相电流i_u和V相电流i_v。并且，对于W相电流i_w，由关系式“i_w＝-i_u-i_v”计算。i_u、i_v和i_w是电动机1的定子中的U相的电枢线圈的电流，V相的电枢线圈的电流和W相的电枢线圈的电流。

坐标变换器12，通过根据转子位置θ_e，将U相电流i_u和V相电流i_v坐标变换到γδ轴上，来算出γ轴电流i_γ和δ轴电流i_δ并输出。在第1实施例中，转子位置θ_e由位置/速度推定器20计算。

减法运算器19，参照电动机速度ω_e和来自设置在电动机控制装置3a外部的电动机速度指令值发生部(没有图示)的电动机速度指令值ω^*，计算两者之间的速度偏差(ω^*-ω_e)。在第1实施例中，电动机速度ω_e由位置/速度推定器20算出。

速度控制部17，通过使用比例积分控制等，算出并输出δ轴电流指令值i_δ ^*，以使速度偏差(ω^*-ω_e)收敛于零。加法运算器31，将来自速度控制部17的i_δ ^*与来自谐振式滤波器30的δ轴电流校正值i_δC相加，其加法运算值(i_δ ^*+i_δC)输出到减法运算器13。另外，加法运算值(i_δ ^*+i_δC)也被发送到增益控制部32。本来，i_δ ^*是变为i_δ的目标值的，但是i_δ ^*被谐振式滤波器30和加法运算器31校正，实际上校正后的值(i_δ ^*+i_δC)成为i_δ的目标标值。对于谐振式滤波器30和增益控制部32的动作，在后面进行描述。

磁通量控制部16，确定γ轴电流指令值i_γ ^*，输出到减法运算器14。i_γ ^*能够根据由电动机驱动***执行的矢量控制的种类或电动机速度，取各种值。在本实施例中，为了推定dq轴，进行用于使d轴电流变为零的控制时，取i_γ ^*＝0。另外，进行最大转矩控制或弱磁通量控制时，i_γ ^*取与电动机速度ω_e相应的负值。作为电动机控制装置3a的特征部位的谐振式滤波器30和增益控制部32的动作，不依赖于i_γ ^*值。在以下的说明中，处理i_γ ^*＝0的情况。

减法运算器14，从由磁通量控制部16输出的γ轴电流指令值i_γ ^*，减去由坐标变换器12输出的γ轴电流i_γ，计算电流误差(i_γ ^*-i_γ)。减法运算器13，从由加法运算器31输出的值(i_δ ^*+i_γC)减去由坐标变换器12输出的δ轴电流i_δ，计算电流误差(i_δ ^*+i_δC-i_δ)。

电流控制部15，进行使用比例积分控制等的电流反馈控制，以使电流误差(i_γ ^*-i_γ)和(i_δ ^*+i_δC-i_δ)共同收敛于零。此时，利用用于排除γ轴和δ轴之间的干涉的非干涉控制，计算γ轴电压指令值v_γ ^*和δ轴电压指令值v_δ ^*，以使(i_γ ^*-i_γ)和(i_δ ^*+i_δC-i_δ)共同收敛于零。并且，在计算v_γ ^*和v_δ ^*时，也能够参照ω_e或i_γ以及i_δ。

坐标变换器18，通过根据由位置/速度推定器20输出的转子位置θ_e，将由电流控制部15提供的v_γ ^*和v_δ ^*坐标变换到三相的固定坐标轴上，来计算三相电压指令值(v_u ^*，v_v ^*和v_w ^*)并输出。

没有图示的PWM变换部，根据三相电压指令值(v_u ^*，v_v ^*和v_w ^*)生成脉冲幅度被调制的PWM信号。逆变器2，向电动机1提供与该PWM信号相适应的电动机电流I_a，驱动电动机1。更具体的说，逆变器2具备3相半桥电路和驱动器(没有图示)，驱动器通过根据PWM信号开/关控制各半桥电路中的开关元件，向电动机1提供符合三相电压指令值的电动机电流i_a。并且PWM变换部，设置在电动机控制装置3a内，它也可以设置在逆变器2内。

位置/速度推定器20，通过使用来自坐标变换器12的i_γ和i_δ以及来自电流控制部15的v_γ ^*和v_δ ^*内的全部或一部分，进行比例积分控制等，推定转子位置θ_e和电动机速度ω_e，以使d轴和γ轴之间的轴误差Δθ(参照图2，Δθ＝θ-θ_e)收敛于零。作为转子位置θ_e和电动机速度ω_e的推定方法，以前就提出了各种方法，位置/速度推器20可以采用众所周知任意一种方法。

图4表示位置/速度推定器20内部框图的一个例子。图4的位置/速度推定器20具备由符号21～23注明的各部位。轴误差推定部21，根据i_γ、i_δ、v_γ ^*和v_δ ^*计算轴误差Δθ。例如，使用日本专利第3411878号公报中所示的下式(1)，计算轴误差Δθ。比例积分运算器22，为了实现PLL(PhaseLocked Loop)控制，进行比例积分控制，计算电动机速度ω_e，以使轴误差推定部21计算的轴误差Δθ收敛于零。积分器23，积分电动机速度ω_e，计算转子位置θ_e。计算的θ_e和ω_e，提供给需要此值的电动机控制装置3a内的各部位。

$\mathrm{\Δ\θ}={\tan }^{-1}\left(\frac{-({v_{\mathrm{\γ}}}^{*}-R_a{i}_{\mathrm{\γ}}+{\mathrm{\ω}}_e{L}_q{i}_{\mathrm{\δ}})}{{v_{\mathrm{\δ}}}^{*}-R_a{i}_{\mathrm{\δ}}-{\mathrm{\ω}}_e{L}_q{i}_{\mathrm{\γ}}}\right)...\left(1\right)$

如上所述，在本实施方式中，假设电动机1旋转驱动负载转矩周期性地变动的负载。此时，由于负载转矩的变动，i_δ ^*有时偏离理想值，但谐振式滤波器30和加法运算器31作用于抑制该偏离的方向上。

参照图5等，对该抑制的原理进行说明。在图5中，横轴表示电气角中的电流的相位，纵轴表示电流值。在电动机1稳定旋转时，由于电流的相位随着时间经过而变化，因此图5的横轴也对应时间。在图5中，曲线201表示负载转矩的电流换算值(电流成分)，曲线202表示由速度控制部17计算的δ轴电流指令值i_δ ^*，曲线203表示由曲线201表示的负载转矩的电流换算值和由曲线202表示的δ轴电流指令值i_δ ^*之间的误差波形。曲线204表示翻转由曲线203表示的误差波形的极性的波形，并且表示由谐振式滤波器30计算的δ轴电流校正值i_δC的波形。

为了使电动机1产生与负载转矩一致的转矩，可以流过与负载转矩的电流换算值相当的δ轴电流i_δ。考虑没有δ轴电流校正值i_δC时，如果i_δ ^*与负载转矩的电流换算值完全一致，则能够谋求由负载转矩变动引起的速度变动的降低，振动和噪声的降低。

可是，实际上，由于控制***产生延迟，导致δ轴电流指令值i_δ ^*，比真正应算出的值(负载转矩的电流换算值)迟。因此，在本实施例中，将对应曲线204的δ轴电流校正值i_δC与i_δ ^*叠加，使(i_δ ^*+i_δC)与负载转矩的电流换算值一致。为了实现该一致，需要最优化i_δC的相位和振幅。在本实施例中，在用于该振幅的最优化的调整中利用增益控制部32(图3)。对于增益控制部32的功能在后面进行描述，首先对谐振式滤波器30的功能进行说明。

谐振式滤波器30，接收减法运算器19的减法计算结果(ω^*-ω_e)作为输入信号，根据此输入信号，提取来源于负载转矩变动的周期性的变动成分。并且，提取的变动成分作为i_δC输出。谐振式滤波器30的传递函数H_A(S)由下式(2)(或后面所述的式(3))表示。

H_A(s)＝(b₀+b₁s)/(s²+2ζω_rs+ω_r ²)      …(2)

其中，b₀为增益系数，b₁为相位调整量，ζ为衰减系数，ω_r为固有角频率。另外，S为拉普拉斯算子。理想的情况下，谐振式滤波器30，只提取输入信号的ω_r的频率成分并输出。

图6(a)表示谐振式滤波器30的增益特性。谐振式滤波器30，以与增益系数b₀相应程度放大(加强)输入信号中的固有角频率ω_r的成分并输出，另一方面，尽量使输出信号中不包括ω_r以外的频率成分。图6(b)表示谐振式滤波器30的相位特性。谐振式滤波器30，使固有角频率ω_r成分的相位超前90°，与固有角频率ω_r相比，低频波成分则超前了180°。与固有角频率ω_r相比，高频波成分的相位，与谐振式滤波器30的输入输出信号间相同。

固有角频率ω_r被设定为与电动机1的负载的周期性的负载转矩变动的角频率变得相等(或者变得尽量相等)。该固有角频率ω_r的值，随电动机速度指令值ω^*或者电动机速度ω_e值而变化。这是因为负载转矩变动的周期，根据电动机1的旋转速度而变化的缘故。怎样根据电动机速度指令值ω^*或者电动机速度ω_e的值设定固有角频率ω_r，在电动机驱动***的设计时中被事先规定。例如，用于由ω^*或者ω_e确定ω_r的表格数据，被预先提供给电动机控制装置3a。

衰减系数ζ，是确定谐振式滤波器30的谐振程度(谐振特性)的值，可以设定为0≤ζ＜1的任意值。例如，取ζ＝0.01，或ζ＝0.1。衰减系数ζ，能够在电动机驱动***的设计时预先规定。

相位调整量b₁，是用于调整δ轴电流校正值i_δC的相位的值，通过改变它，使图5的曲线204在左右方向上移动。相位调整量b₁的值，随电动机速度指令值ω^*或者电动机速度ω_e的值而变化。怎样根据电动机速度指令值ω^*或者电动机速度ω_e的值设定相位调整量b₁，在电动机驱动***设计时被预先规定。例如，用于根据ω^*或者ω_e确定b₁的表格数据，被预先提供给电动机控制装置3a。并且，在不需要由谐振式滤波器30调整i_δC相位时，取b₁＝0。

谐振式滤波器30的增益，即，谐振式滤波器30对输入信号的固有角频率ω_r的成分的加强程度，由增益系数b₀确定。更具体的说，b₁＝0时，通过改变上述式(2)中的b₀，能改变谐振式滤波器30的增益。在b₁≠0时，上述式(2)变形为如下式(3)，通过改变式(3)中的b₀，能够改变谐振式滤波器30的增益。

H_A(s)＝b₀(1+b₁s/b₀)/(s²+2ζω_rs+ω_r ²)    …(3)

图7表示在谐振式滤波器30的增益进行各种变化时的(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度、(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅和消耗功率的增减量的测量结果(实验结果)。在图7中，横轴表示谐振式滤波器30的增益。折线221和222的纵轴表示电流值，折线223的纵轴表示消耗功率的增减量。以下，只称增益时，认为它是指谐振式滤波器(本实施例中为谐振式滤波器30)的增益。另外，只称消耗功率时，认为它是指本实施方式相关的电动机驱动***的消耗功率。

在对应图7的实验中，谐振式滤波器30的增益分9个阶段变化。该9个阶段的增益，从小到大依次为G₁，G₂，G₃，G₄，G₅，G₆，G₇，G₈和G₉。另外，G₁为零。即，增益为G₁时，等于不存在谐振式滤波器30。

折线221是表示(i_δ ^*+i_δ)的变动幅度与增益的依存关系的实验结果。(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度，是电动机1以机械角旋转一圈的期间内的(i_δ ^*+i_δC)的最大值和最小值之差(但，该差取正值)。折线222是表示(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅与增益的依存关系的实验结果。(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅，是(i_δ ^*+i_δC)的ω_r的频率成分的振幅。折线223，是表示以增益为零(即，b₀＝0)时的消耗功率为基准的消耗功率的增减量与增益的依存关系的实验结果。并且，在对应折线221～223的实验时，增益以外的条件(b₁或ω^*等)固定为定值。

由图7知，随着增益从G₁向G4增加，δ轴电流校正值i_δC的叠加效果起作用，(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度和(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅减少，在增益变为G4时，它们取最小值。如果增益从G₄向G₉进一步增加，则(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度和(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅将增加。

消耗功率的增减量也同样动作。即，随着增益从G₁向G₄增加而消耗功率减少，在增益变为G₄时，消耗功率取最小值。如果增益从G₄向G₉进一步增加，则消耗功率，从其最小值逐渐地增加。如果增大增益，则希望振动降低效果的提高，但是，从消耗功率降低的观点看不希望过大的增益。

图8和图9表示对应图7的实验的(i_δ ^*+i_δC)的FFT(Fast FourierTransform；高速傅立叶变换)解析结果。在图8和图9中，横轴表示次数，纵轴表示各次数成分的振幅。图9相当于图8的0次和1次部分的放大图。在图8中，带有符号250，251，252，253，254，255，256，257，258和259的柱形图群，分别表示(i_δ ^*+i_δC)的0次，1次，2次，3次，4次，5次，6次，7次，8次和9次成分的振幅。(i_δ ^*+i_δC)的0次成分意味着(i_δ ^*+i_δC)的直流成分。(i_δ ^*+i_δC)的j次成分意味着(i_δ ^*+i_δC)的(ω_r×j)的频率成分(j为1～9的整数值)。

各柱形图群，由9根柱形图形成。在各柱形图群中，最左的柱形图的高度，表示增益为零时的振幅，随着移向右侧而增益对应地增大。即，在图9中，柱形图271，272，273，274，275，276，277，278和279的高度，分别表示增益为G₁，G₂，G₃，G₄，G₅，G₆，G₇，G₈和G₉时的(i_δ ^*+i_δC)的0次成分的振幅，柱形图281，282，283，284，285，286，287，288和289的高度，分别表示增益为G₁，G₂，G₃，G₄，G₅，G₆，G₇，G₈和G₉时的(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅。

可知关于(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅，随着增益从G₁向G₄增加，而该振幅减少，在增益为G₄时，该振幅取最小值，随着增益从G₄向G₉进一步增加，该振幅增加。另外，可知(i_δ ^*+i_δC)的0次成分的振幅几乎不随增益变化而变化，2次以上成分的振幅，相对于0次和1次振幅也非常小。

关于转矩的δ轴电流变动的主要原因是负载转矩变动，由于其变动的频率为ω_r，认为如果(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅被最小化，则消耗功率也会被最小化。

对消耗功率产生最强影响的是(i_δ ^*+i_δC)的直流成分，但由图8和图9可知，(i_δ ^*+i_δC)的直流成分(0次成分)相对增益变化几乎不变化。并且，由于(i_δ ^*+i_δC)的1次成分以外的频率成分的变动量微小，因此在相当于合成各次数成分的(i_δ ^*+i_δC)自身的变动中，受1次成分变动支配。于是，认为(i_δ ^*+i_δC)的1次成分振幅被最小化的增益和(i_δ ^*+i_δC)变动幅度被最小化的增益通常一致。因此，为了最小化消耗功率，并不是谋求(i_δ ^*+i_δC)的1次成分振幅的最小化，也可以最小化(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度。

并且，通常，i_γ ^*＝0或i_δ ^*＞＞i_γ ^*，电动机驱动***的损失功率，与δ轴电流的2次方大约成比例。认为i_δ的直流成分一定时，i_δ只具有直流成分时，消耗功率最小，随着i_δ的变动幅度增加而消耗功率也增加，这点由一般的关系式(4)可明确(但，严格的说，电压和电流的相位关系也影响消耗功率)。因此，通过最小化(i_δ ^*+i_δ)的变动幅度或(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅，能够谋求消耗功率的最小化。

${\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{1}^2\mathrm{dx}<{\&Integral;}_0^{2\mathrm{\&pi;}}{(1+\sin x)}^2\mathrm{dx}...\left(4\right)$

用于最小化上述消耗功率的方法，适用于图3的电动机控制装置3a中。具体的说，图3的增益控制部32，参照由加法运算器31输出的(i_δ ^*+i_δC)，计算谐振式滤波器30的增益(即，增益系数b₀)，以使(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度或(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅最小化。使用该计算的增益，谐振式滤波器30，计算并输出δ轴电流校正值i_δC。

参照图10，对用于最小化(i_δ ^*+i_δC)变动幅度的方法进行说明。图10是表示用于最小化(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度的处理顺序的流程图。该处理顺序，根据所谓的登山法而产生。

进行该处理时，将最新的(i_δ ^*+i_δC)的值逐次代入变量i_δCom。另外，导入应代入i_δCom的最大值的变量i_δComMax和应代入i_δCom的最小值的变量i_δComMin，导入应代入本次的i_δCom的变动幅度的变量i_δAmp now和应代入上次的i_δCom的变动幅度的变量i_δAmp_old。并且，导入G，作为表示谐振式滤波器30的增益(即，增益系数b₀)的变量。另外，变量G每1次的变更量为α。变量i_δComMax和i_δComMin以及i_δAmp_now和i_δAmp_old的初始值取零。变量G的初始值取规定值。

步骤S11～S20的各处理，由增益控制部32，在变量i_δC Com被更新时执行。首先，在步骤S11中，从某基准时刻开始判断电动机1的转子是否旋转1圈。这里的旋转1圈，并不是电气角的旋转1圈，是指机械角的旋转1圈。判断没有旋转1圈时，转移到步骤S12，判断当前时刻的变量i_δCom是否比当前时刻的变量i_δComMax大。并且，i_δCom＞i_δComMax时，转移到步骤S14，将当前时刻的变量i_δCom代入到变量i_δComMax后，转移到步骤S13。另一方面，在i_δCom≤i_δComMax时，直接转移到步骤S13。

在步骤S13中，判断当前时刻的变量i_δCom是否比当前时刻的变量i_δComMin小。并且，i_δCom＜i_δComMin时，转移到步骤S15，将当前时刻的变量i_δCom代入到变量i_δComMin后，返回到步骤S11。另一方面，在i_δCom≥i_δComMin时，原样返回到步骤S11。

在步骤S11中，判断从基准时刻开始电动机1的转子旋转了1圈时，转移到步骤S16。在此时刻，变量i_δComMax和i_δComMin中，分别代入转子旋转1圈过程中的变量i_δCom的最大值和最小值。在步骤S16中，将(i_δComMax-i_δComMin)代入到变量i_δAmp_now。接着，在步骤S17中，判断不等式“i_δAmp_now＜i_δAmp_old”是否成立，该不等式成立时，直接转移到步骤S19。另一方面，不成立时，转移到步骤S18，将对当前变量α乘以(-1)的值重新代入到变量α后，转移到步骤S19。

在步骤S19中，将对当前时刻的变量G加入变量α的值，作为新的变量G。其中，被更新的变量G被传递给谐振式滤波器30，作为计算δ轴电流校正值i_δC时的增益系数b₀使用。然后，在步骤S20中，一方面将零代入到变量i_δComMax，另一方面将变量i_δComMin能够取得的值中的最大值MAX代入到变量i_δComMin，并且，将当前时刻的变量i_δAmp_now的值代入到变量i_δAmp_old后，返回到步骤S12。从步骤S20返回到步骤S12的时刻，称为下次步骤S11的分支处理参照的基准时刻。

通过反复执行由步骤S11～S20构成的循环处理，使(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度保持在最小值(严格说是极小值)，或者，最小值(严格说是极小值)附近。

使用图10对最小化(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度的处理顺序进行了说明，当然，利用同样的方法，也可以最小化(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅。此时，使用FFT(高速傅立叶变换)，根据加法运算器31的输出值提取(i_δ ^*+i_δC)1次成分，也可以逐次调整变量G，以使该1次成分的振幅保持在最小值或者最小值附近。

在日本特开2006-180605号公报的构成中，谋求降低消耗功率时，需要一边变化对于转矩变动成分校正用的电流成分的极限值，一边逐次测量消耗功率，根据其测量结果，事先确定最佳极限值。并且，将该最佳极限值作为表格数据存储，实际工作时参照该数据表格。用于导出这样的参数(极限值)的调整操作很繁杂。另一方面，通过电动机控制装置3a，不需要这样的调整操作，也能够自动地进行消耗功率的最小化，同时也能够得到振动和噪声的降低效果。

(第2实施例)

下面，对本发明第2实施例进行说明。图11是第2实施例相关的电动机驱动***的详细框图。图11的电动机驱动***，具备：图1所示的电动机1和逆变器2；起到作为图1的电动机控制装置3的功能的电动机控制装置3b；和相电流传感器11。电动机控制装置3b构成包括符号12～20和30～32标明的各部位。可以认为电动机控制装置3b内包括相电流传感器11。电动机控制装置3b内的各部位，可以自由地使用电动机控制装置3b内生成的各值。

在图3的电动机控制装置3a中，谐振式滤波器30的输入信号为速度偏差(ω^*-ω_e)，但图11的电动机控制装置3b中，谐振式滤波器30的输入信号不是速度偏差(ω^*-ω_e)，而是来自速度控制部17的δ轴电流指令值i_δ ^*。因此，在本实施例中，谐振式滤波器30，从i_δ ^*提取由负载转矩变动所引起的周期性的变动成分，提取的变动成分作为i_δ输出到加法运算器31。除了与谐振式滤波器30的输入信号相关的这个不同点之外，电动机控制装置3a和3b相同。

速度偏差(ω^*-ω_e)引起负载转矩变动而进行变动时，δ轴电流指令值i_δ ^*也同样与速度偏差(ω^*-ω_e)同步地同样进行变动。因此，电动机控制装置3b这样的构成，也能够得到与第1实施例一样的效果。

(第3实施例)

下面，对本发明第3实施例进行说明。图12是第3实施例相关的电动机驱动***的详细框图。图12的电动机驱动***具备：图1所示的电动机1和逆变器2；起到作为图1的电动机控制装置3的功能的电动机控制装置3c；和相电流传感器11。电动机控制装置3c构成包括符号12～20以及31和32标明的各部位，和谐振式滤波器30c。也可以认为电动机控制装置3c内包括相电流传感器11。电动机控制装置3c内的各部位，可以自由地利用电动机控制装置3c内生成的各值。

在图3的电动机控制装置3a中，谐振式滤波器30根据速度偏差(ω^*-ω_e)计算δ轴电流校正值i_δC，但在图12的电动机控制装置3中，谐振式滤波器30c根据轴误差Δθ计算δ轴电流校正值i_δC。除了与该谐振式滤波器相关的不同点之外，电动机控制装置3a与3c相同。以下，省略两者间相同部分的说明，进行与谐振式滤波器30c和谐振式滤波器30c的输入输出相关的说明。

谐振式滤波器30c，接收由位置/速度推定器20推定的轴误差Δθ作为输入信号，根据此轴误差Δθ提取由负载转矩变动引起的周期性的变动成分。并且，将提取的变动成分作为δ轴电流校正值i_δC输出。谐振式滤波器30c的传递函数H_B(S)，由下式(5)表示。

H_B(s)＝(b₀s+b₁)/(s²+2ζω_rs+ω_r ²)    …(5)

其中，b₀为增益系数，b₁为相位调整量，ζ为衰减系数，ω_r为固有角频率，这些与第1实施例中所述的内容是一样的。另外，S为拉普拉斯算子。谐振式滤波器30c，以与增益系数b₀相适应的程度，放大(加强)输入信号的ω_r的频率成分并输出，理想的情况下，只提取输入信号ω_r的频率成分并输出。

轴误差Δθ，由于与周期性的负载转矩变动同步地变动，因此由轴误差Δθ乘以传递函数H_B(S)得到的i_δC变为加强轴误差Δθ的周期性的变动成分来表示。并且，其加强的程度，即谐振式滤波器30c的增益，由增益系数b₀确定。

在电动机控制装置3c中，加法运算器31，计算来自速度控制部17的δ轴电流指令值i_δ ^*和来自谐振式滤波器30c的δ轴电流校正值i_δC的和(i_δ ^*+i_δC)，并将其输出到减法运算器13。增益控制部32，与第1实施例一样，根据加法运算器31的输出值(i_δ ^*+i_δC)调整谐振式滤波器30c的增益(即，式(5)中增益系数b₀)，以使(i_δ ^*+i_δC)的变动幅度或(i_δ ^*+i_δC)的1次成分的振幅被最小化。由此，能够得到与第1实施例一样的效果。

并且，在图12的电动机控制装置3c中，将向谐振式滤波器30c的输入作为轴误差Δθ，但向谐振式滤波器30c的输入，只要是与轴误差Δθ的变动(固有角频率ω_r的轴误差Δθ的变动)同步地变动的值就可以。这是由于与轴误差Δθ的变动同步地变动的值，与轴误差Δθ一样，包括与周期性的负载转矩变动同步的周期性的变动成分的缘故。

例如，能够将与轴误差Δθ成比例(或者大致成比例)的信号，作为对谐振式滤波器30c的输入信号。

例如，也可以将使用轴误差Δθ推定的转矩的变动成分ΔTm，作为对谐振式滤波器30c的输入信号。转矩的变动成分ΔTm，如文献「能登原保夫(のとはらやすぉ)等4人著，“Reduction Control Method of PeriodicTorque Disturbance for Compressor”，平成16年电气学会産业応用部門大会，2004年9月14日，1-57(I-337～I-340)」中记载，是例如由下式(6)近似计算的值，是因为可以认为与轴误差Δθ成比例的缘故。式(6)中，P表示电动机1的极数，J表示惯量(inertia，イナ一シヤ)。

$\mathrm{\&Delta;Tm}=\frac{2J{{\mathrm{\&omega;}}_r}^2}{P}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;\&theta;}...\left(6\right)$

转矩的变动成分ΔTm，相当于从电动机1产生的转矩减去负载转矩后的部分，电动机1产生的转矩不能跟踪负载转矩的周期性的变动，但成为转矩变动产生(即，ΔTm不为零)的原因。转矩的变动成分ΔTm，产生速度变动，最终变为轴误差Δθ的变动来表示。

(第4实施例)

在第1～第3实施例相关的电动机驱动***中，使d轴和γ轴之间的轴误差Δθ收敛于零的矢量控制，即，实施让γ轴跟踪d轴的矢量控制，但也可以实施让γ轴跟踪与d轴不同的轴的矢量控制。将针对第1～第3实施例的该变形例，作为第4实施例。例如，也可以定义如文献“比田等2人著，“Position Sensorless Vector control for Permanent MagnetSynchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame”，平成18年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成18年8月，p385-388(I-385～I-388)”所记载的dm轴，实施使γ轴跟踪dm轴的矢量控制。

dm轴，是电气角从qm轴延迟90度的轴。qm轴，在实施最大转矩控制时，是与应提供给电动机1的电流矢量的方向一致的旋转轴。所谓应提供给电动机1的电流矢量，是指由矢量表现应提供给电动机1的电流的矢量。另外，也可以将与实现最大转矩控制时应该提供给电动机1的电流矢量的方向一致的旋转轴相比相位超前的旋转轴，作为qm轴。

实施让γ轴跟踪dm轴的矢量控制时，也可以进行例如，如下处理。图3等中的位置/速度推定器20，使用i_γ和i_δ以及v_γ ^*和v_δ ^*中的全部或一部分，来推定dm轴和γ轴之间的轴误差Δθ_m，使用比例积分控制，推定转子位置θ_e和电动机速度ω_e，以使轴误差Δθ_m收敛于零。

(第5实施例)

第1～第4实施例相关的电动机驱动***，不使用用于检测转子位置的位置传感器来进行无位置传感器矢量控制。可是，第1～第4实施例中所述的技术，在设置了位置传感器时也有益。将设置了位置传感器的电动机驱动***作为本发明的第5实施例。第1～第4实施例所述的事项，只要不矛盾，都可以应用到第5实施例中。

为了具体的说明，参照图3，说明在第1实施例相关的图3的电动机驱动***中设置了位置传感器时的构成(没有图示)。第5实施例相关的电动机驱动***，除了根据位置传感器的输出信号检测θ_e和ω_e这一点和伴随于此不需要推定器20这一点之外，与图3的电动机驱动***相同。

位置传感器，由例如霍尔元件或者分解器(resolver)构成，输出用于指定电动机1的转子的永磁体1a的磁极位置的信号(即，用于指定转子位置θ的信号)。根据该位置传感器的输出信号，检测从U相的电枢线圈固定轴方向看的d轴的相位。所检测的相位(转子位置)被作为θ_e处理。该转子位置θ_e，理想的状态下与图2的θ完全一致，它被提供给坐标变换器12和18。另外，通过由速度运算用微分器(没有图示)对此θ_e进行微分而得到ω_e，此ω_e被提供给减法运算器19和电流控制部15。

也可以象第5实施例那样构成电动机驱动***，当然，也能得到与第1实施例一样的效果。

(第6实施例)

压缩机400，作为应用第1～第5实施例中例示的各电动机驱动***的机器，如图13所示。图13是压缩机400的外观图。第1～第5实施例中的任意一种电动机驱动***，被设置在压缩机400中。压缩机400，将电动机1的旋转力作为驱动源进行制冷气体(没有图示)的压缩。

例如，压缩机400是涡旋压缩机。压缩机400为涡旋压缩机时，压缩机400内设置1对相同形状的螺旋体(没有图示)，一个螺旋对被固定。并且，由电动机1的旋转力使另一个螺旋体进行圆运动，改变压缩室内的体积，压缩压缩室内的气体(制冷气体等)。在气体压缩工序前后，进行气体的吸入和排出。此时，由电动机1的旋转力直接地驱动的负载是上述螺旋体，也能够掌握涡旋压缩机自身作为电动机1的负载。

当然，压缩机400也可以是涡旋压缩机以外的压缩机，也可以是往复式压缩机或旋转式压缩机等。压缩机400为往复式压缩机时，压缩机400具备活塞和形成压缩室的气缸，通过由电动机1的旋转力使活塞在气缸内往复运动，来改变气缸内的容积，压缩气缸内的气体(制冷气体等)。此时，由电动机1的旋转力直接地驱动的负载是上述活塞，但也能够掌握往复式压缩机自身作为电动机1的负载。

(第7实施例)

使用理论公式说明上述的消耗功率的行为。将该说明作为第7实施例的说明。

如果电动机驱动***的消耗功率为P_w，则消耗功率P_w由下式(7a)表示，通常，由于i_d＝0或者i_q＞＞i_d，考虑到这一点，如果忽略i_d，则消耗功率P_w由式(7b)表示。其中，v_d和v_q分别是电动机电压V_a的d轴成分和q轴成分，i_d和i_q分别是电动机电流i_a的d轴成分和q轴成分。

P_W＝i_dv_d+i_qv_q    …(7a)

P_W＝i_qv_q         …(7b)

另外，永磁体同步电动机的电压方程式由式(8a)表示，由式(8a)得到式(8b)。并且，如果假定

，并且假设稳定状态，则由于微分项能够忽略，式(8c)成立。其中，Φ_a表示由电动机1的永磁体所产生的电枢交链磁通量。另外，p为微分算子。

$\left[\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}_a+p{L}_d& -\mathrm{\&omega;}{L}_q\\ \mathrm{\&omega;}{L}_d& R_a+p{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\&omega;}{\mathrm{\&Phi;}}_a\end{array}\right]...\left(8a\right)$

v_q＝ωL_di_d+(R_a+pL_q)i_q+ωΦ_a    …(8b)

v_q＝R_ai_q+ωΦ_a                 …(8c)

并且，将式(8c)带入到式(7b)，得到式(9)。

P_W＝R_ai_q ²+ωΦ_ai_q    …(9)

在式(9)中，右边第1项表示由电动机电阻导致的损耗功率，右边第2项表示与转矩产生相关的功率。由于与i_q ²成比例的右边第1项的存在，如果i_q中包括的高次谐波成分增加，则损耗增加，消耗功率增加。如同第1实施例，使γδ轴跟踪dq轴时，由于i_q跟随(i_δ ^*+i_δC)，因此如果减去(i_δ ^*+i_δC)的高次谐波成分(尤其是，其中支配性的1次成分)，则能够得到消耗功率的降低效果。

现在，由式(10a)的fi表示i_δ ^*的波形，由式(10b)的fr表示i_δC的波形。其中，A₁和A₂分别为波形fi和fr的振幅，CONST为常数，Q是满足π/2≤Q≤π的波形fr的相位。另外，t表示时间。

f_i＝A₁sin(ωt)+CONST    …(10a)

f_r＝A₂sin(ωt+Q)        …(10b)

这样一来，合成波形(ji+fr)的振幅，最初随振幅A2从零增加而减少，然后增加。表示合成波形(fi+fr)的振幅的振幅A₂依存关系的仿真结果，由图14的曲线410表示。在表示曲线410的图形中，横轴表示振幅A₂，纵轴表示(fi+fr)的振幅。在该仿真中，选取A₁＝10，ω＝30，CONST＝20，并且，Q＝2π·100/360，估计了A₂从0变化到10(fi+fr)的振幅(省略了各值的单位)。

这样，存在对(fi+fr)的振幅提供最小值的的振幅A₂，如果谋求(fi+fr)的振幅的降低，也能降低消耗功率。即，存在对(i_δ ^*+i_δC)的振幅(变动幅度)提供最小值的谐振式滤波器的增益，如果谋求(i_δ ^*+i_δC)振幅的降低，则能够得到振动抑制效果，并且也能够降低消耗功率。

(变形等)

由某个实施例说明的事项，只要不矛盾，也可以对其他实施例应用。该应用时，作为不是关于相同名称部位的符号的不同(3a，3b和3c的不同等)的，进行适当解释。作为上述实施方式的变形例或者注释事项，以下，记录注释1～注释5。各注释中所述的内容，只要不矛盾，可以任意组合。

[注释1〕

包括上述各种指令值(i_γ ^*，i_δ ^*，v_γ ^*和v_δ ^*等)和状态量(i_γ，i_δ等)的应该被导出的全部值的导出方法是任意。即，例如，它可以由电动机控制装置(3a，3b或3c)内的运算而导出，也可以从预先设定的表格数据中导出。

[注释2]

在上述实施方式中，使用相电流传感器11直接检测U相电流i_u和V相电流i_v，但也可以根据逆变器2的电源侧的直流电流，检测它们。

[注释3]

电动机控制装置(3a，3b或3c)的功能的一部分或者全部，可以使用安装在例如通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。使用软件实现电动机控制装置时，表示电动机控制装置各部分构成的框图变为表示功能框图。当然，也可以不是软件(程序)，而只由硬件，或者，由软件和硬件的组合来形成电动机控制装置。

[注释4]

例如，可以考虑如下。在上述实施方式中，图3等所示的位置/速度推定器20，起到作为通过推定来导出电动机速度ω_e的电动机速度导出机构的功能。但是，在第5实施例中，上述速度运算用微分器(没有图示)起到作为电动机速度导出机构的功能，该速度运算用微分器与位置传感器协作，来检测电动机速度ω_e(另外，也可以考虑在电动机速度导出机构中包括位置传感器)。

δ轴电流指令值i_δ ^*，由于是与对电动机1的转矩相关的电流成分的指令值，也可以将其称为转矩电流指令值。与此对应，δ轴电流校正值i_δC也可以称为转矩电流校正值。另外，图3等中的增益控制部32，起到作为调整谐振式滤波器(30或30c)的增益的调整机构的功能。另外，图3等中的加法运算器31，起到作为转矩电流校正机构的功能。

Claims (9)

1、一种电动机控制装置，对驱动负载转矩周期性地变动的负载的电动机，执行矢量控制，其特征在于，具备：

电动机速度导出机构，其推定或检测电动机速度；

速度控制机构，其按照上述电动机速度跟踪从外部提供的电动机速度指令值的方式生成转矩电流指令值；

谐振式滤波器，其接收与上述负载转矩的变动相对应而变动的控制值并通过加强上述控制值的周期性的变动成分，来生成转矩电流校正值；

转矩电流校正机构，其通过将上述转矩电流校正值叠加到上述转矩电流指令值，来生成叠加转矩电流指令值；和

调整机构，其基于上述叠加转矩电流指令值，来调整由上述谐振式滤波器所产生的上述变动成分的加强程度，

根据上述叠加转矩电流指令值执行上述矢量控制。

2、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述控制值是上述电动机速度和上述电动机速度指令值之差，或上述转矩电流指令值。

3、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

在将与上述电动机的转子上设置的永磁体所产生的磁通量的方向平行的轴作为d轴，将与d轴对应的控制上的推定轴作为γ轴时，

该电动机控制装置具备推定机构，该推定机构基于对上述电动机供给的电动机电流，推定上述d轴和上述γ轴之间的轴误差以及上述电动机速度，

上述控制值是上述轴误差或者与上述轴误差的变动同步地变动的值。

4、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述调整机构，基于上述叠加转矩电流指令值的变动幅度来调整上述加强程度。

5、根据权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述调整机构，在上述变动幅度变小的方向上调整上述加强程度。

6、根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述调整机构，从上述叠加转矩电流指令值提取上述负载转矩的变动的频率成分，基于此频率成分的振幅来调整上述加强程度。

7、根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，

上述调整机构，在上述频率成分的振幅变小的方向上调整上述加强程度。

8、一种电动机驱动***，其特征在于，具备：

电动机；

驱动上述电动机的逆变器；和

通过上述逆变器实施对上述电动机的矢量控制的权利要求1中所述的电动机控制装置。

9、一种压缩机，其特征在于，

将权利要求8中所述的电动机驱动***中具备的电动机的旋转力作为驱动源。

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