CN101277561A - 发光显示装置 - Google Patents

Abstract

提供一种发光显示装置，对于检查对象的像素，供给检查用显示信号并使发光元件动作，检测在发光元件中流动的电流。存储器中，存储与得到的元件电流的变动范围或精度等特性相对应的，根据视频信号生成比为了供给到各个像素而生成的显示数据信号的比特数少的比特数的阴极电流检测信号，并用于散差校正。例如考虑导通电流检测信号的变动允许范围，通过仅存储了值能变动的比特位置等，对散差的校正精度不带来影响，实现对存储器的存储容量的削减。

Description

发光显示装置

技术领域

本发明涉及在各个像素中具备电致发光元件等发光元件的发光显示装置以及具备该发光显示装置的显示散差校正的显示装置。

背景技术

在各个像素的显示元件中采用作为自发光元件的电致发光元件(以下称为EL元件)等的发光显示装置，正在研究开发期待成为下一代的平板显示装置。

在这样的发光显示装置中，在玻璃或塑料等基板上形成EL元件和用于按照每个像素驱动该EL元件的薄膜晶体管(TFT)等从而作成EL面板，然后经由多次的检查作为产品出厂。

在当前的有源矩阵型EL显示装置中，各个像素中具备TFT，会发生起因于该TFT的显示不均、特别是由于TFT的阈值Vth的散差而发生EL元件的亮度散差，是导致成品率低的主要原因。提高这样产品的成品率是非常重要的，要求根据元件设计、材料、制造方法等的改良来降低显示缺陷或显示不均(显示散差)，而且，在特开2005-316408号公报(以下，专利文献1)等当中，尝试在发生显示不均等情况下，通过对其进行校正使其成为良品面板。

在专利文献1中提出了如下的方案：使EL元件发光来测量其亮度散差，对供给到像素的数据信号(视频信号)进行校正。另外，作为其他方法提出了对各个像素安装用于校正对在EL元件中流动的电流进行控制的元件驱动晶体管Vth的散差的电路的方案。

如专利文献1那样使EL面板发光、用照相机对其进行拍摄来测量亮度散差的方法，在出厂后不能执行，对于面板随时间变化等所需要的校正不能实行。另外，在EL面板高精细化而像素数量增大时，为了按照各个像素测量其亮度散差需要增加测量和校正对象，需要照相机的高分辨率、扩大校正信息的各个存储部的容量等。

另外，即使Vth补偿用的电路元件未安装在像素中的情况下，也强烈要求校正起因于TFT的Vth的散差的显示不均，特别是希望经常执行这样的校正。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种即使是在出厂后，也能够测量显示散差，对该显示散差进行校正的发光显示装置。

本发明技术方案一的发光显示装置，具备：显示部，其具备矩阵配置的多个像素；散差检测部，其检测在各个像素中的显示散差的检查结果；和校正部，其用于校正显示散差，上述显示部的上述多个像素的每一个具备：电致发光元件；元件驱动晶体管，其与该电致发光元件连接，并用于控制在该电致发光元件中流动的电流，上述散差检测部，具备：检查用信号发生部，其发生用于供给到检查行的像素的检查用信号，且在与视频信号对应的显示的执行中的规定时刻(timing)，将该检查用信号供给到上述检查行的像素；电流检测部，其检测按照上述检查用信号所产生的在上述电致发光元件中流动的电流并输出电流检测信号；和存储部，其存储与上述电流检测信号对应的数字数据，在上述校正部中，基于上述存储部中所存储的数字数据，对根据视频信号得到的数字数据信号进行与上述多个像素的各个特性相对应的散差校正，生成用于供给到上述多个像素的显示数据信号，在上述存储部中，按照上述电流检测信号的特性，存储比上述显示数据信号比特数少的数字数据。

本发明的另一技术方案为一种发光显示装置，具备：显示部，其具备矩阵配置的多个像素；散差检测部，其检测在各个像素中的显示散差的检查结果；校正部，其用于校正显示散差，上述显示部的上述多个像素的每一个具备：发光元件；元件驱动晶体管，其与该发光元件连接，用于控制在该电致发光元件中流动的电流，上述散差检测部具备：检查用信号发生部，其发生将上述发光元件置于发光电平的检查用导通信号和将上述发光元件置于不发光电平的检查用截止信号，作为供给到检查行的像素的检查用信号；电流检测部，其检测上述检查用导通信号施加时在上述发光元件中流动的导通电流和上述检查用截止信号施加时的截止电流，求得导通电流检测信号和截止电流检测信号；模拟数字变换部，其将上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别变换为数字数据；和存储部，其存储与数字导通电流检测信号和数字截止电流检测信号之间的导通截止电流差对应的数字数据，在上述校正部中，基于与上述导通截止电流差对应的数字数据，对根据视频信号得到的数字数据信号进行与上述多个像素的各个特性对应的散差校正，而生成用于供给到上述多个像素的显示数据信号，上述存储部中存储的与上述导通截止电流差对应的数字数据的比特数比上述显示数据信号的比特数少。

本发明另一技术方案，在上述发光显示装置中，与上述导通截止电流差对应的数字数据的可取范围，按照上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号的变动容许范围来决定，在用N比特来表现与上述导通截止电流差对应的数字数据的情况下，按照与上述导通截止电流差对应的数字数据的可取范围，将上述N比特中的能变动的第N-1比特以下的比特位置的数据作为与上述导通截止电流差对应的数字数据而存储在上述存储部。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，上述模拟数字变换部，仅将上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号的变动容许范围内所对应的第N-1比特以下的位置的数据，作为与上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别对应的数字导通电流检测信号和数字截止电流检测信号输出。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，上述存储部，用N比特表现与上述导通截止电流差对应的数字数据时，将上述N比特中按照与上述导通截止电流差对应的数字数据的变动容许范围能变动的第N-1比特以下的比特位置的数据作为与上述导通截止电流差相对应的数字数据存储。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，上述模拟数字变换部，仅输出与上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别对应的N比特数字数据内按照与上述导通截止电流差对应的数字数据的变动容许范围能变动的第N-1比特以下的比特位置的数据。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，具备运算部，其根据上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号求得与上述导通截止电流差对应的数字数据，在该运算部中，根据上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号求得与N比特的上述导通截止电流差对应的数字数据，在上述存储部中，按照上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号的精度，存储省略上述N比特的低位侧的比特而得到的比特数N-1以下的与上述导通截止电流差对应的数字数据。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，上述模拟数字变换部，在上述显示数据信号的比特数为N的情况下，将上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别变换为至少与上述导通电流检测信号的精度相对应的比特数N-1以下的数字数据，上述存储部存储有根据上述比特数N-1以下的上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号所得到的比特数N-1以下的与上述导通截止电流差对应的数字数据。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，在求取与上述导通截止电流差对应的数字数据时所使用的上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号内，上述数字导通电流检测信号为上述检查用信号发生部将上述检查用导通信号供给到对应的像素，每当得到新的导通电流检测信号时进行更新的信号，上述数字截止电流检测信号为预先求出并设定的信号。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，上述设定的信号，为与对特定像素供给上述检查用截止信号时或者以规定的周期对对应的像素供给上述检查用截止信号时所得到的截止电流对应的数字截止电流检测信号。

本发明的另一技术方案，在上述发光显示装置中，在上述电致发光元件中流动的电流为阴极电流。

在本发明中，将检查用信号供给到像素，检测此时在元件中流动的电流例如阴极电流，将与该检测信号对应的数字数据存储在存储器中，基于该数字数据对自视频信号中得到的数字数据信号的散差进行校正。按照电流的变动特性或精度等，减少存储在该存储器中的数字数据的比特数，使其比从视频信号中得到的显示数据信号的比特数少，由此将应该存储在存储器中的容量保持在最小限，同时又可以校正高精度检测出的与各个像素的特性对应的显示散差。

例如，作为检查用信号，将导通显示信号和截止显示信号供给到检查行的像素，检测此时所发生的EL元件的导通电流、截止电流，将与所得到的导通电流检测信号和截止电流检测信号之间的电流差对应的数字数据存储在存储部中的情况下，通过选择性地存储与导通电流检测信号的变动范围或电流差所对应的数字数据的范围相对应的比特位置的数据，可以不损失所存储的信号的精度而减少应该存储的容量。或也可以按照导通电流检测信号等的精度省略其低位比特或与电流差对应的数字数据的低位比特。

另外，并不是发光亮度，将测量对象作为在元件中流动的电流如阴极电流、阳极电流，由此即使装置出厂后也能以简单的构成在规定的定时检测在元件中流动的电流。

附图说明

图1是说明本发明的实施方式相关的EL元件显示装置的概略电路构成的一例的等效电路图。

图2(a)和图2(b)是说明本发明的实施方式相关的元件驱动晶体管的特性散差测量原理的图。

图3是表示具备本发明的实施方式相关的显示散差校正功能的EL显示装置的构成例的图。

图4是表示比图3的驱动部更具体的构成的一部分的图。

图5是表示对元件驱动Tr2的动作阈值的偏差和对该偏差的校正方法进行说明的图。

图6是用于说明本发明的实施方式相关的在存储器中存储的导通截止电流差信号的比特数减少的设定例1的方法的图。

图7是表示实现本发明的实施方式相关的设定例1的驱动部的构成例的一部分的图。

图8是用于说明本发明的实施方式相关的在存储器中存储的导通截止电流差信号的比特数减少的设定例2的方法的图。

图9是表示实现本发明的实施方式相关的设定例4的驱动部的构成例的一部分的图。

图10是说明本发明的实施方式相关的驱动方式一的时序图。

图11是说明本发明的实施方式相关的驱动方式二的时序图。

图12是说明执行本发明的实施方式相关的驱动方式三的脉冲概略构成的图。

图13是说明本发明的实施方式相关的驱动方式三的时序图。

图14是说明与本发明的实施方式相关的EL显示装置的概略电路构成的图1不同的另一例子的概略电路图。

图15是表示本发明的实施方式相关的电流检测放大器的例子的图。

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的最佳实施方式(以下、称为实施方式)进行说明。

(检测原理)

在本实施方式中，发光显示装置具体地说，是例如使用EL元件作为发光元件的、在各个像素具备开关的有源矩阵型的有机EL显示装置。图1是表示与该实施方式相关的有源矩阵型EL显示装置的等效电路的一例的图。EL面板100的显示部中，多个像素被配置成矩阵状，在矩阵的水平(H)扫描方向(行方向)，形成依次输出选择信号的选择行(line)(栅极线GL)10，在垂直(V)扫描方向(列方向)，形成用于输出数据信号(Vsig)的数据线12(DL)，和在作为被驱动元件的有机EL元件(以下，简单地称为EL元件)18中形成用于供给驱动电源PVDD的电源线16(VL)。

各个像素，大致设置在由这些线所划分的区域中，各个像素作为被驱动元件具备EL元件18，另外，设置有：由n沟道的TFT构成的选择晶体管Tr1(以下，为“选择Tr1”)、保持电容Cs、由p沟道的TFT构成的元件驱动晶体管Tr2(以下，为“元件驱动Tr2”)。

选择Tr1，其漏极与数据线12连接，该数据线12对在垂直扫描方向排列的各个像素供给数据电压(显示数据信号)Vsig，栅极与栅极线10连接，该栅极线10用于选择在一水平扫描线上排列的像素，其源极与元件驱动Tr2的栅极连接。

另外，元件驱动Tr2的源极与电源线16连接，漏极与EL元件18的阳极连接。EL元件的阴极在各个像素公共地形成，与阴极电源CV连接。

EL元件18为二极管结构，在下部电极和上部电极之间具备发光元件层。发光元件层，例如至少具备包括有机发光材料的发光层，根据用于发光元件层材料特性等，可以采用单层结构或2层、3层或4层以上的多层结构。在本实施方式中，按照每个像素将下部电极图案化为个别形状，起到上述阳极的功能，与元件驱动Tr2连接。另外，上部电极在多个像素中共同起到阴极的作用。

在每个像素具备上述电路结构的有源矩阵型EL显示装置中，元件驱动Tr2的动作阈值Vth存在散差时，即使对各个像素供给同一数据信号，在EL元件中也不能从驱动电源PVDD供给同一电流，这是导致亮度散差(显示散差)的原因。

图2表示了元件驱动Tr2发生特性散差(电流供给特性散差、例如动作阈值Vth的散差)时的像素的等效电路(图2(b))，和元件驱动Tr2和EL元件的Vds-Ids特性(图2(a))。元件驱动Tr2的动作阈值Vth存在散差时，在电路上如图2(b)所示，可以视为在元件驱动Tr2的漏极侧连接了比正常的电阻大或小的电阻。因而，EL元件所流动的电流(在本实施方式中，阴极电流Icv)特性不能变为正常像素，实际在EL元件中流动的电流按照元件驱动Tr2的特性散差而变化。

对元件驱动Tr2的施加电压满足Vgs-Vth＜Vds时，元件驱动Tr2在饱和区域动作。在元件驱动Tr2的动作阈值Vth比正常像素高的像素中，如图2(a)所示，该晶体管的漏源极间电流Ids比正常的晶体管小，供给到EL元件的电流量，即EL元件所流动的电流比正常像素小(ΔI大)，其结果，该像素的发光亮度比正常像素的发光亮度低，导致显示散差。

反之，在元件驱动Tr2的动作阈值Vth比正常像素低的像素中，该晶体管的漏源极间电流Ids比正常的晶体管大，EL元件的流动电流比正常像素大，发光亮度高。

在元件驱动Tr2的施加电压满足Vgs-Vth＞Vds时，该元件驱动Tr2在线性区域动作，在该线性区域中，阈值Vth高的元件驱动Tr2与阈值Vth低的元件驱动Tr2中，因为Vds-Ids特性差小，所以对EL元件的供给电流量的差(ΔI)也小。因此，EL元件与元件驱动Tr2的特性散差的有无无关，大致显示同样的亮度，在线性区域中难以检测由特性散差导致的显示散差。但是如上所述，通过使元件驱动Tr2在饱和区域动作，可以检测出起因于该元件驱动Tr2的特性散差的显示散差。

另外，基于检测出的电流值，校正供给到各个像素的数据信号，由此可以可靠地校正显示散差。例如在元件驱动Tr2的阈值的绝对值|Vth|比正常低时，供给基准的数据信号时的EL元件的发光亮度比通常高。因此，此时，按照对于阈值的绝对值|Vth|的基准的偏差减小数字信号的绝对值|Vsig|，由此可以校正亮度散差。在元件驱动Tr2的阈值的绝对值|Vth|比正常高时，按照相对于阈值的绝对值|Vth|的偏差增加数据信号的绝对值|Vsig|，由此可以校正亮度散差。

另外，在以上的像素电路中，采用P沟道的TFT作为元件驱动晶体管，但是也可以使用N沟道的TFT。进而，在上述的像素电路中，对于一个像素，作为晶体管，采用具备选择晶体管和驱动晶体管两个晶体管的结构的例子进行说明，但是，晶体管并不局限于两种类型和上述电路构成。

根据以上的原理可知，将上述的检查用信号供给到各个像素，根据此时所得到的EL元件的阴极电流可以检测出起因于各个像素的元件驱动Tr的特性散差的EL元件的亮度散差。另外，检测到的阴极电流，作为电流检测信号变换为数字数据，存储在存储器中。然后，将该数字数据利用于用于阈值的散差校正用的数据的生成。生成的校正数据进一步用于对为了供给像素而根据视频信号生成的显示数据信号的二次散差校正。

这里，在本实施方式中，按照阴极电流的变动允许范围、变动预测范围、精度等特性，降低存储在存储器中的数字数据的比特数，使其比使用校正数据进行二维散差校正而得到的数字显示数据信号的比特数低。

另外，上述电流检测(散差检测)和校正，从次品判断的角度考虑优选在显示装置出厂前执行，但是在出厂后执行的话，对执行随时间变化的校正更为有效。例如，出厂后的显示装置的电源起动时或通常动作时执行，对显示本身不会带来不协调感，进行散差检查，且可以经常实施最佳的校正。

在通常动作时进行检查的情况下，可以在视频信号的消隐(blanking)期间中执行检查。该消隐期间中，将显示部的规定的一行选择为检查行，将检查用信号提供给对应的像素，检测从该像素的EL元件的阴极电极流出到阴极端子的阴极电流Icv。另外，消隐期间，是垂直消隐期间或水平消隐期间。作为驱动方式，详细地在后面进行阐述，可以采用以下的方式。

(驱动方式一)

阴极电极在所有像素中为公共的公共电极，在水平消隐期间中执行阴极电流检测的情况，

针对y行x列矩阵的EL面板100，在一个水平消隐期间中选择规定的一个检查行(第n行)，且将检查用信号供给到规定的1列(第k列)的像素，检测此时的阴极电流。通过依次变更选择行来重复该作业，在一帧(1次垂直(V)扫描)期间对第k列的所有像素执行阴极电流检测。通过将该处理对所有列执行，结束对EL面板100的所有像素的检测处理。在EL面板100为VGA型的尺寸的情况下，存在480行×640列个像素，在上述方式中，一帧为60Hz，可以用共计约10.7秒(＝1/60秒×640列)执行对所有像素的阴极电流检测。当然，根据后述的设定例1～4中的任一项的方法，减少存储在存储器370中的检测信号的比特数以使其小于显示数据信号的比特数N。

(驱动方式二)阴极电极在所有像素为公共电极，在垂直消隐期间中执行阴极电流检测的情况

在一次垂直消隐期间中，对属于规定的1个检查行(第n行)的所有像素，依次供给检查用信号，检测此时的阴极电流。按照每个垂直消隐期间变更检查行来执行该步骤，对所有行进行检测，得到所有像素的阴极电流。在该方式中，在为与上述相同的VGA面板的情况下，可以用合计大约8秒(＝1/60秒×480行)对所有像素执行阴极电流检测。关于削减对存储器370的存储容量，与驱动方式一中的说明相同。

(驱动方式三)按照每一列分割阴极电极，在垂直消隐期间中执行阴极电流的检测的情况

在一次垂直消隐期间中，对规定的1个检查行(第n行)的所有像素，分别供给检查用信号，检查各列中的阴极电流。在每个垂直消隐期间变更检查行来执行该顺序，对所有行执行检查，由此可以得到所有像素的阴极电流。在该方式中，在与上述同样的VGA面板的情况下，用合计大约8秒(＝1/60秒×480行)对所有像素执行阴极电流检测。

另外，驱动部分的驱动能力(驱动速度)如果足够，在水平消隐期间中，对属于规定一行的所有像素供给检查用信号，也可以从各列的阴极电极中检测该电流。此时，可以在一帧期间对所有像素测定阴极电流。

另外，在驱动方式三中，与驱动方式一、二同样，根据后述的设定例1～4的方法谋求存储器容量的减少。

(装置构成例)

接着，参照图3和图4对具备与本实施方式相关的散差校正功能的电致发光显示装置的构成例进行说明。图3表示电致发光显示装置的整体的构成的一例。该显示装置，具备：EL面板100，其形成具备上述的像素的显示部；驱动部200，其控制显示部的显示和动作，驱动部200大致具备显示控制部210和散差检测部300。

另外，显示控制部210，具有信号处理部230、散差校正部250、时钟信号生成(T/C)部240、驱动器220等。

信号处理部230，根据来自外部的彩***信号生成适于在EL面板100中显示的显示数据，定时(timing)信号生成部240根据外部供给的像点时钟(DOTCLK)、同步信号(Hsyno Vsyno)等生成H方向、V方向的时钟CKH、CKV、水平、垂直起动信号STH、STV等、显示部所需要的各种定时信号。散差校正部250使用散差检测部300所得到的校正数据，校正视频信号，使其与作为驱动对象的EL面板的特性匹配。

驱动器220根据自定时信号生成部240得到各种定时信号，生成在H方向、V方向驱动EL面板100的信号，并供给到像素，而且作为显示数据信号(Vsig)供给到与从散差校正部250供给了校正后的视频信号相对应的各个像素。另外，驱动器220，如图1所例示，具备控制显示部的H(行)方向的驱动的H驱动器220H和控制V(列)方向的驱动的V驱动器220V。如图1所示，该H驱动器220H和V驱动器220V，可以配置在EL面板100的显示区域的四周，也可以与图1的像素电路同样地内置在面板基板上，也可以与EL面板100分体地，与图3的驱动部200一起或由其他的集成电路(IC)构成。

散差检测部300，在EL面板100的通常使用环境下的规定定时，例如在消隐期间执行检测显示散差得到校正值的动作。

在图3的例子中，具备控制散差检查的检查控制部310；用于发生检查用信号并供给到EL面板的检查行的像素的检查用信号发生电路320；在供给上述检查用信号时检测从阴极电极得到的阴极电流的阴极电流检测部330。另外，还具有模拟数字(A/D)变换部340、锁存电路350、运算部360、存储器370、校正数据生成部380等。A/D变换部340，将检测出的阴极电流(阴极电流检测信号)变换为数字数据，锁存电路350暂时保持得到的数字数据。运算部360根据锁存电路350中保持的数字电流检测信号求得规定的运算值(例如，导通截止电流差)，存储器370，存储该运算结果。校正数据生成部380，基于该存储器370中存储的运算值生成校正数据。

检查时，选择检查行的像素，检查所需要的选择信号的生成、或后述的规定行的电位控制用的控制信号发生电路(未图示)，安装在驱动器220内，按照检查控制部310的控制执行。

另外，用于控制信号发生的构成，也可以由专用的检查用控制信号发生电路来执行，也可以由检查控制部310执行。

图4表示图3的驱动部200更具体的构成的一部分。阴极电流检测部330具备电流检测放大器332，在图4的例子中，在放大器的输出和电流输入侧之间具备电阻R，根据该阴极电流Icv在电阻R中流动所产生的电压[IR]和基准电压Vref，得到自EL面板的阴极电极端子Tcv得到的阴极电流Icv，作为用[Vref+IR]所表示的电流检测信号(电压数据)。A/D变换部340将电流检测放大器332所得到的电流检测信号变换为规定比特数的数字信号，得到的数字信号电流检测信号被暂时保持在锁存电路350中，在规定的定时供给到运算部360，运算结果供给到存储器370并存储。

作为检查用信号，通过供给使EL元件的发光达到发光电平的检查用导通显示信号，由此可以在原理上检测与元件驱动Tr2的阈值散差对应的显示不均。但是，作为检查用信号，对检查行的像素供给上述检查用导通显示信号，乃至使EL元件达到不发光电平的检查用截止显示信号，检测在检查用导通显示信号施加时的导通阴极电流和上述检查用截止显示信号施加时的截止阴极电流，通过采用求取该差值ΔIcv的方法，可以谋求检查的高速化和检查的高精度化。

之所以这样可以达到检查的高速化和高精度化，是因为测量截止阴极电流Icv_off，以该Icv_off为基准可以相对地把握导通显示信号时的导通阴极电流Icv_on，因此不需要正确地判断导通阴极电流Icv_on的绝对值或不需要测量作为其他用途的基准的截止阴极电流Icv_off的缘故。即使用导通阴极电流和截止阴极电流之间的差量(阴极电流差：导通截止电流差)，由此能够从该阴极电流差中消除了上述电流检测放大器332的特性散差等影响，另外，还因为不需要用于判断导通阴极电流值的绝对值的基准值的缘故。具体地说，电流检测放大器332，检测导通阴极电流作为Vref+Icv_on×R(导通电流检测信号)，检测截止阴极电流作为Vref+Icv_off×R(截止电流检测信号)，用A/D变换部340进行数字变换，由运算部360计算该两个数字数据的差量，由此求得(Icv_on-Icv_off)×R即可。根据这样得到V(ΔIcv)＝V(Icv_on)-V(Icv_off)作为与导通截止电流差(导通截止阴极电流差)对应的数据(导通截止电流差信号)。

存储器370，如上述(驱动方式一)～(驱动方式三)所说明，例如用10秒左右，存储与导通截止电流差相对应的数字数据(导通截止电流差信号)作为对所有像素的阴极电流检测信号，对于所有像素至少下一次对所有的像素检测到新阴极电流之前保存该数据。另外，该存储器370，也可以使用可高速地进行数据的写入读出的易失性存储器(例如，SRAM)。另外，未图示，但也可以使用即使装置电源断开也能保持数据并可以擦写的EEPROM等非易失性存储器作为二次存储器。在并用二次存储器的时候，在装置电源断开之前，预先将易失性存储器中存储的导通截止电流差信号保存到二次存储器中。在装置电源投入时，通过使用存储在该二次存储器中的导通截止电流差信号，在装置电源接通之后即可执行二次散差校正。

校正数据生成部380，随时读取保存在存储器370中的每个象素的电流差检测信号，并根据该信号生成校正数据，该校正数据用于对视频信号校正由各个像素的元件驱动Tr2的特性散差引起的显示散差。以下，对于该校正数据的求取方法和二次散差的校正方法进行说明。

首先，在施加了使EL元件处于发光状态的同一检查用信号的情况下，测定对象的像素的元件驱动Tr2的阈值Vth移动到比正常的元件驱动Tr2的阈值Vth高的高压侧时(图中的点划线)，相对于正常像素为Icva，得到的阴极电流在移动后的像素中为Icvb(参照图5)。

这里，校正数据生成部380，如图5所示，元件驱动Tr2的动作阈值Vth偏离正常的TFT时，根据阴极电流检测数据求得补偿该动作阈值Vth的偏差的校正数据。在概念上，根据该校正数据，如图5中的虚线所示的特性，按照动作阈值Vth的偏差大小来移动供给到各个像素的数据信号的电压。

以下，对用于移动这样的数据信号的电压的校正数据的生成方法的一例进行具体地说明。首先，各个像素的动作阈值与基准的偏差可以根据下式(1)求出。

(数1)

$V\left(\mathrm{\ΔIcv}\right)=V\left(\mathrm{\ΔIcvref}\right)\×{\left(\frac{\mathrm{Vsigon}-\mathrm{Vth}\left(i\right)}{\mathrm{Vsigon}}\right)}^{\mathrm{\γ}}...\left(1\right)$

在式(1)中，Vth(i)、V(Icv)、Vsigon以及γ是按照以下进行定义。

Vth(i)：检测对象像素的动作阈值的偏差

V(ΔIcv)：检查对象像素的导通截止电流差(电压数据)

V(ΔIcvref)：基准导通截止电流差(电压数据)

Vsigon：检查用导通显示信号的灰度等级

γ：显示面板的发光效率特性(常数值)

检查用导通显示信号的灰度等级[Vsigon]例如用8比特表示，设定在240(0～255)的情况下，根据该灰度等级240、检查对象像素的导通截止电流差[V(ΔIcv)]、基准的导通截止电流差[V(ΔIcvref)]、常数的发光效率特性γ，用上述式(1)可以求得针对各个像素的基准的动作阈值偏差Vth(i)。例如，对于A～E像素，如以下所示，分别求得距离基准的阈值偏差Vth(i)。

Vth(A)＝0

Vth(B)＝13.4

Vth(C)＝17.0

Vth(D)＝3.2

Vth(E)＝20.7

在上述例子中，像素E的阈值Vth偏差最大，对各个像素供给同一灰度等级的数据信号时，像素E在显示部当中以最大的低灰度发光。另一方面，可供给到各个像素的数据信号的最大值是有限度的。因此，以该Vth(i)_max的像素E为基准决定数据信号的最大值Vsig_max。即根据求得的各个像素的Vth(i)当中求得最大值Vth(i)_max，并分别求得其他的像素的Vth相对于该Vth(i)_max的差ΔVth(i)。进而，对于应该供给到该像素的数据信号的最大值Vsig_max(i)，从Vsig_max中减去得到的ΔVth(i)，求得[Vsig_max-ΔVth(i)]，作为反映后述的式(2)的校正值的初始校正数据RSFT(init)供给到散差校正部250。

另外，如上所述，在校正数据生成部380所生成的各个像素的校正数据，例如可以预先存储在图3所示的校正值存储部280等中。该校正数据接下来针对所有的像素量优选存储到校正数据齐备为止。

散差校正部250，使用该存储的校正数据直至得到新的校正数据为止，对于从信号处理部230供给的视频信号，按照各个像素执行散差校正(二维显示不均校正)。也可以在散差校正部250的校正运算的必要定时(与视频信号的定时匹配)，校正数据生成部380生成校正数据，供给到散差校正部250。此时，例如如上所述，在校正值存储部280中仅存储Vsig_max(i)，校正数据生成部380从存储器370中读出针对必要的像素地址的阴极电流检测数据(数字数据)，使用该数据和Vsig_max(i)生成校正数据，并将其供给到散差校正部250。

信号处理部230，为将来自外部的彩***信号变换为适于在EL面板100中显示的显示信号用的信号处理电路，作为其一例，具有如图4所示的构成。串行/并行变换部232，将外部供给的视频信号变换为并行数据，得到的并行视频信号被供给到矩阵变换部236。在矩阵变换部236中，在外部供给的视频信号为YUV形式的情况下，进行与EL面板的显示色调对应的偏置(offset)处理。另外，Y是亮度信号、U是亮度信号与蓝色成分之差、V是亮度信号与红色成分之差，YUN形式用这三个信息表示了颜色。另外，矩阵变换部236对并行视频信号进行适于该EL面板100的形式的间隔提取等变换处理。另外，一起还进行色空间校正、明亮度/对比度校正等。进而γ值设定部238对从矩阵变换部236来的视频信号，进行与EL面板100对应的γ值的设定(γ校正)，γ校正后的视频信号被供给到上述散差校正部250。

这里，在散差校正部250中，作为一例使用下式(2)执行二维显示不均校正。

(数2)

$R\_\mathrm{SFT}\left(0\right)=\frac{\frac{\mathrm{ADJ}\_\mathrm{SFT}}{16}\×(512-\mathrm{Rin})+\mathrm{Rin}}{512}\×\mathrm{RSFT}\left(\mathrm{init}\right)...\left(2\right)$

在式(2)中，RSFT(init)是在校正数据生成部380中求得的反映校正值的初始校正数据(在出厂前存在对各个像素的校正数据的情况下也是反映了该校正数据后的值)。Rin是从信号处理部230供给的输入视频信号，这里，为9比特数据，具备0～511中任意一个值。ADJ_SFT为校正值调整(加权)参数，R_SFT是二维显示不均校正后的显示数据。

如图5所示，在元件驱动Tr2的动作阈值Vth产生偏差的情况下，该TFT的特性曲线的斜率β与正常的TFT特性曲线的斜率不同。因此，仅将显示数据信号简单地移动Vth偏差大小的话就可以表现正确的灰度。因此，在散差校正部250中，使用上述式(2)等，考虑斜率β即上述式(2)的加权参数，按照实际视频信号的值(亮度等级)实施最佳的校正，调整为符合正常的TFT特性的阴极电流在EL元件中流动。通过这样的校正，可以可靠地防止仅在简单的ΔVth的移动校正的情况下由于TFT特性的斜率的不同而发生的低灰度侧的偏白(向高灰度侧的偏差)等。

如以上所述，实施了二次显示不均校正后的视频信号(显示数据信号)，被供给到数字模拟(DA)变换部260，在此变换为用于供给到各个像素的模拟显示数据信号。该模拟显示数据信号，为应该输出到与显示部对应的数据线12的数据，输出到设置在面板100中的视频线，按照V驱动器220V的控制被供给到对应的数据线12。另外，散差校正部260，根据自信号处理部230供给的数据信号来推测消耗功率，发生用于最佳控制EL面板100的峰值电流的ACL信号，供给到DA变换部260。由此，抑制面板100中发生过大的消耗电流。

(对存储器的存储数据比特数的控制)

接着，对存储在存储器370中的数字数据的比特数进行说明。在图4所示的例子中，根据视频信号生成的、实施了二次散差校正并供给到D/A变换部260的数字显示数据信号，针对R、G、B的每一个比特数为N(在这里为9比特)。另一方面，存储在存储器370中的对于各个像素的数字数据的比特数，设定在N-1以下(这里为8比特)。这里，作为存储在该存储器370中的数字数据的比特数N-1，存在以下的设定例。

(设定例1)

在设定例1中，作为检查用信号供给检查用导通信号、检查用截止信号，作为在运算部360中得到的导通截止电流差信号的比特数为N-1，将其存储在存储器370中。这里，图6是针对供给各个像素的数字信号Vsig所得到的阴极电流(作为阴极电流检测信号VIcv)的特性，在本设定例1中，考虑该图6的特性。另外，图7表示用于执行与设定例1相关的处理的驱动电路200的主要部分。

对EL元件18供给驱动电流的元件驱动Tr2的动作阈值Vth存在散差时，在得到的阴极电流Icv(Ioled)的值中也存在差值。如上所述，在本实施方式中，校正该散差，但是散差超过允许范围的情况下，显示数据信号即使最大限度移动也不能校正。即设散差的允许范围为导通电流检测信号和截止电流检测信号的变动范围(变动允许范围)。

设定例1，考虑该导通电流检测信号和截止电流检测信号的变动范围来决定存储在存储器370中的导通截止电流差信号的比特数。即，按照导通截止电流差信号的可取范围，将N比特中除最高位(MSB：MostSignificant Bit)以外的能变动的第N-1比特以下的比特的位置的数据作为导通截止电流差信号存储。

在图6所示的例子中，在供给了检查用导通信号时所得到的导通电流检测信号(发光(白)检测信号：Vw)的变动允许范围和供给了检查用截止信号时得到的截止电流检测信号(不发光(黑)检测信号：Vb)的变动允许范围分别为2^N-1水平以内的2^N-2的范围。此时，EL元件的电流电压特性上，因为Vw始终比Vb大，所以该导通截止电流差信号V(ΔIcv)(＝Vw-Vb)在2^(N-1)～2^N-1的范围内变化。即Vw-Vb的变动范围，视为只成为N比特内的低位N-1比特的(Vw-Vb-2^(N-1)＝0～2^(N-1)-1)。即通过仅减去导通电流检测信号和截止电流检测信号的低位N-1的处理就可以求得正确的值。

因此，在A/D变换部340中，将自电流检测放大器332供给的导通电流检测信号和截止电流检测信号变换为各自对应的N比特的数字数据，但是仅将N比特内变动的低位的N-1比特作为对应的信号Vw、Vb输出。

从A/D变换部340输出的导通电流检测信号、截止电流检测信号的各个低位N-1比特信号Vw、Vb，通过交替控制的开关SW1、SW2配合这些数据的供给定时，供给到对应的Vw锁存器352、Vb锁存器354，保持到下一个新数据供给为止。

运算部360，求得低位N-1比特的数字导通电流检测信号Vw、数字截止电流检测信号Vb的差量，得到N-1比特的数字导通截止电流差信号。在存储器370中，存储该N-1比特的数字导通截止电流差信号，校正数据生成部370，使用该N-1比特的数字导通截止电流差信号通过以上所述的运算生成校正数据。

生成的校正数据，可以用N-1比特表示，因为从存储器370中读出的导通截止电流差信号的最高位的比特的值已知(固定)，所以自动地添加读出的导通截止电流差的最高位的比特的数据，作为N比特的导通截止电流差信号供给到校正数据生成部370。因此，在散差校正部250中，对于根据视频信号生成的对每一个像素按照显示内容供给的N比特的数字显示数据信号，使用N-1比特的校正数据或N比特的校正数据，根据如上所述的运算进行二维散差校正。

以上，如设定例1所示，按照导通电流检测信号和截止电流检测信号的变动范围减少存储在存储器370中的导通截止电流差信号的比特数，由此可以不损失该导通截止电流差信号的精度而减少存储数据量。另外，导通电流检测信号、截止电流检测信号的变动范围比2^(N-2)小的情况下，也可以设对存储器370的存储比特数为小于N-1。

另外，从A/D变换部340分别输出N比特的导通电流检测信号和截止电流检测信号，锁存电路350保持这些N比特的信号，运算部360省略导通截止电流差信号的N比特中的最高位比特，仅求得能变动的低位N-1比特，也可以将求得的N-1比特的导通截止电流差信号存储在存储器370中。

(设定例2)

在上述设定例2中，按照导通截止电流差信号的变动范围，在存储器370中存储显示数据信号的N比特中的能变动的低位比特。导通电流检测信号Vw的基准值(可取的最大值)、截止电流检测信号Vb的基准值(可取的最小值)，针对显示数据信号的最大值(2^N-1)，在如图8所示的设定的情况下，始终维持Vw＞Vb，因此导通截止电流差信号的可取的范围(变动允许范围)为0～2^(N-1)-1。即导通电流检测信号Vw的基准值为比显示数据信号的最大值(2^N-1)低2^(N-2)的值，截止电流检测信号的基准值为比0大2^(N-2)的值的情况下，作为该差值的导通截止电流差信号，用N-1比特表示。

在设定例2中，考虑这样的导通截止电流差信号的变动范围，将比特数N-1以下的数字导通截止电流差信号存储在存储器370中。在上述例子中，如果与图8中相比，如果Vw的基准值低，Vb的基准值高，则导通截止电流差信号存在仅在N比特中的第N-2比特以下的位置变动的情况，其倍数作为截止电流差信号在存储器370中仅存储变动的第N-2比特以下的低位即可，可以谋求存储容量的进一步削减。

从A/D变换部340分别输出N比特的导通电流检测信号、截止电流检测信号，从运算部360输出N比特内的低位N-1比特以下的导通截止电流差信号作为运算结果，存储在存储器370中。也可以设从A/D变换部340输出的导通电流检测信号和截止电流检测信号分别为N比特内的低位N-1比特以下，在运算部360中求得N-1比特的导通截止电流差信号，并将其存储在存储器370中。

(设定例3)

在设定例3中，按照导通电流检测信号Vw、截止电流检测信号Vb的精度，削减存储在存储器370中的导通截止电流差信号的比特数。例如，在导通电流检测信号Vw和截止电流检测信号Vb的精度为1/2的情况下，最低位比特：LSB(Least Significant Bit)可以忽略。因此，此时，A/D变换部340省略得到的导通电流检测信号和截止电流检测信号的最低位比特，对自视频信号得到的数字显示数据信号的比特数N，仅将不包含最低位比特的高位的比特分别作为N-1比特的导通电流检测信号和截止电流检测信号输出。另外，作为A/D变换部340，也可以采用将供给的模拟数据(导通和截止阴极电流)变换为N-1比特的数字数据(导通电流检测信号和截止电流检测信号)的N-1比特变换器。

(设定例4)

在设定例4中，截止电流检测信号的变动范围比导通电流检测信号小，即与导通电流检测信号比较，使用其值变化小的一方，将截止电流检测信号的更新周期延长为比导通电流检测信号长，或作为该截止电流检测信号采用固定值。但是，固定值考虑阴极电流检测部330中所使用的电流检测放大器332的特性来决定。

图9表示执行设定例4的驱动电路的构成的一例。与图7所示的构成不同的点是锁存电路350。用于保持导通电流检测信号Vw的锁存电路352与图7相同，但是对于在与导通电流检测信号前后得到的截止电流差信号，在每次得到时，没有设定在Vb设定部354中。设定截止电流检测信号Vb的定时，例如可以通过控制设置在Vb设定部354和A/D变换器340之间的开关SW2的开定时，对规定的多个像素供给检查用信号等来执行。具体地说，按照每个规定行一次，每个规定列一次这样，按照假想的截止电流检测信号的特性变动的显著化的长度设定供给周期。

另外，显示装置出厂之前等，也可以预先求得该截止电流检测信号，作为固定值设定在Vb设定部354中。但是，对于截止电流检测信号也多少受到元件驱动Tr2的特性的随时间变化的影响，因此在规定的周期(例如，在每次装置电源接通、每一日、每一个月等)，通过更新截止电流检测信号，从维持散差校正精度的观点来看是有利的。

另外，将阴极电极按照每一列进行分割，在多个列中使用一个公共的电流检测部330执行电流检测的情况下，导通电流检测特性和截止电流检测特性二者可能按照每个电流检测放大器332而存在散差。因此，对于Vb设定部354，在周期地更新截止电流检测信号的情况下，在将初始值固定地设定的情况下均如上所述，优选设定按照每个对应的电流检测放大器332得到的截止电流检测信号。

[驱动方式]

接着，对执行阴极电流的检查的显示装置的驱动方法进行说明。在以下的驱动方法中，对于检查行的像素，连续地施加检查用导通显示信号(EL发光)和检查用截止显示信号(EL不发光)作为检查用显示信号Vsig的高速检测方法的情况为例进行说明。另外，检查用的导通显示信号和截止显示信号的顺序没有特别地限定，在以下的例子中，作为截止、导通的顺序。

(驱动方式一)

在驱动方式一中，如上所述，将阴极电极作为所有像素公共电极，在水平消隐期间中执行阴极电流的检测。作为EL面板100，以y行X列的矩阵的面板为最少的情况下为例，参照图10所示的驱动方式1中的时序图进行以下说明。

在驱动方式一中，在一个水平消隐期间中对规定的1行的K列的像素供给检查用信号，在一帧期间中对k列所有行(n行)进行像素检测，进而通过重复该检查y次来对所有像素进行阴极电流检查。

水平开始信号STH，表示一个水平扫描(1H)期间的开始，如图10所示，从第n行的STH的上升开始到下一行第(n+1)的STH上升为止为第n行的1H期间。在1H期间的最后，设定水平(H)消隐期间，从第n行的STH的上升到H消隐期间开始为止的期间按照通常选择第n行的所有像素，将显示数据Vsig写入各个像素，EL元件与数据对应地发光来进行显示。另外，EL元件的发光基本上维持到下一帧对同一像素写入下一帧数据信号为止。

在本方式中，在该第n行的1H期间的H消隐中，对规定的1列(第k列)的像素，从数据线12供给检查用信号(检查用截止/导通显示信号)Vsig。

如上所述，检查用信号使对应的像素的元件驱动Tr2在饱和区域动作，且为用于使EL元件处于不发光状态和发光状态的规定振幅的信号，自阴极电极CV得到图10的阴极电流Icv所示的电流，阴极电流检测部330检测导通阴极电流、截止阴极电流，用运算部360求得差值，这里得到导通截止电流差信号V(ΔIcv)。

在本方式中，阴极电流检测部330检测到阴极电流之后，对测量对象像素再次写入测量之前在该像素中保持的数据信号Vsig。这是由于通过在1H消隐期间对第n行的k列像素写入检查用信号，使对该像素的通常写入数据Vsig丢失，因此这样在第n行的1H期间后，到下一帧对该第n行k列的像素写入新的数据信号Vsig为止，不能实现显示的缘故。

这里，按每一行设置的电容线14(SC)的电位，以不妨碍消隐期间中的阴极电流检测的方式，在消隐期间中，元件驱动Tr2的栅源极电压|Vg-PVDD|设定成不超过其动作阈值|Vth|。即固定在使元件驱动Tr2不自发动作的非动作电平的第一电位。由此，与元件驱动Tr2连接的EL元件18未点亮，不发生阴极电流。

如图1所示，在元件驱动Tr2采用p-ch型TFT的情况下，上述第一电位为规定的高电平(例如，与PVDD相同的电平、或栅极线10的高电平)。

另外，在以上中，对于电容线14的第一电位说明为元件驱动Tr2的“非动作电平”，但从数据线12经由选择Tr1将检查用导通信号供给到元件驱动Tr2的栅极时，因为该元件驱动Tr2的栅极与保持电容Cs连接，所以该栅极电位Vg变动检查用导通信号的电位与上述电容线14[n]的第一电位所固定的规定栅极电位之间的电位差大小。因此，由检查用导通信号使元件驱动Tr2的栅极电位比其源极电位(PVDD)低很多时(Tr2为p-ch型的情况下)，元件驱动Tr2可以按照检查用导通信号供给与EL元件对应的电流。

电容线14的电平，在H消隐期间，对所有行同样地也可以设为元件驱动Tr2的非动作电平。但是，在本方式中，对于作为检查行的n行的电容线14[n]，在数据信号的再写入期间中，将其电位变更为与通常写入时相同的第二电位(这里，低电平：作为一例为GND)，可以更加可靠地进行再写入。

另外，如后述的图12所示，按每一行形成电源线16(PVDD)，在采用按每一行可控制其电位的电路构成的情况下，如图10所示，对于作为检查对象的第n行的电源线16[n](PVDDn)，在对应的H消隐期间中的数据信号再写入期间中可以变更为规定的低电平。在检查用信号写入后，通过将该行的PVDD电位设定为低电平，在数据信号再写入期间中，进行数据信号的写入，可以不点亮该EL元件，虽然不是检查对象的所有像素在H消隐期间中未被点亮，但是检查对象的像素(列)发光，与不是检查对象的像素相比，可以防止看到该发光期间更亮。

另外，电容线14和电源线16(PVDD)的电位如上所述对于检查行进行控制的情况下，优选至少在数据信号的再写入期间中电容线14的电位预先固定。电容线14的第一电位变更到第二电位的定时，设为再写入开始前。电源线的电位的变更，按照上述，具有通过从通常电位变更到低电位而停止检查用信号的供给所引起的EL元件发光的效果，因此从缩短与显示无关的发光期间的观点看，还是优选设在再开始写入之前，但是也可以设在再开始写入之后。

以上，根据驱动方式一进行了说明，在为VGA面板的情况下，用小于11秒便可对所有像素检测出阴极电流(ΔIcv)。

(驱动方式二)

图11表示驱动方式二的时序图。在驱动方式二中，阴极电极在各个像素中为公共电极，在一个垂直消隐期间中对属于一个检查行的所有像素执行阴极电流检测。

在图11中，垂直开始信号STV表示一个垂直扫描(1V)期间的开始，第n帧的1V期间，为从第n次的STV的上升开始到第n+1次的STV上升为止。在1V期间的最后，设置垂直(V)消隐期间。

从STV的上升开始到V消隐开始为止的期间中，按照通常选择y行x列的面板的所有像素，将显示数据信号Vsig写入各个像素，EL元件按照该数据信号发光并进行显示。

在本方式2中，从1V消隐期间的开始起选择第n行的所有像素，对第n行的所有像素(第1列～第x列)，从数据线12依次供给检查用信号(导通截止显示信号)Vsig，依次得到各列选择期间(该列的检查用信号供给期间)中的阴极电流检测信号(V(ΔIcv))。对于所有列的检查用信号的写入结束时，直至消隐期间的结束为止的期间，对于第n行的所有像素，在检查前再次对各个像素写入已经写入的显示数据信号。另外，按照每一列设置数据线12，因此对于第n行的所有列的像素，可以同时分别写入显示数据信号。

另外，在V消隐期间，与上述方式1的H消隐期间相同，将所有行的电容线14设定在相当于元件驱动Tr2的非动作电位的第一电位，仅对于检查行的电容线14[n]，在检查消隐期间的再写入期间，为了容易写入，优选设为第二电位。

另外，与方式1同样，在按照每行设置电源线16(PVDD)的情况下，也可以如图11所例示，将检查行的电源线PVDDn仅在数据信号的再写入期间中控制其变更为规定的低电平。在检查用信号的写入后，通过将检查行n的电源线PVDDn的电位设定在低电平，可以将检查用信号的供给所引起的EL元件的瞬间发光期间抑制在更短的时间。

根据上述驱动方式2，如已经说明过那样，在为VGA面板的情况下，可以用大约8秒对所有像素检测阴极电流(V(ΔIcv))。

驱动方式三

接着，参照图12和图13对驱动方式三进行说明。本方式中，如图12所示的面板构成例那样，将阴极电极按照每列进行分割，阴极电极线CVL设置有CVL[1]～CVL[x]个。另外，阴极电流的检测，如图13所示，在第n次的一个垂直扫描期间的1V消隐期间中，选择一个检查行(第n行)，针对该第n行的所有像素(第一列～第x列的像素)，使用上述每一列的阴极电极线CVL，同时检测各个阴极电流(V(ΔIcv))。

在检查用信号写入期间结束时，与上述驱动方式二同样，在到对应的V消隐期间的结束为止的期间，对第n行的所有像素，在分别供给检查用信号之前，进行已写入的显示数据信号的写入。

另外，与上述方式二相同，在按照每一行设置了电容线14的电位控制和电源线16(PVDD)的情况下的电源电位控制中，优选执行这些。即对于电容线14，在V消隐期间中设为第一电位(元件驱动Tr2的非动作电位)，检查行的电容线14[n]仅在该检查时的V消隐期间的数据信号再写入时设为第二电位。对于电源线，仅对于检查行的电源线PVDD，在上述数据信号再写入期间中设为规定低电位，停止检查用信号的供给所引起的EL元件的发光。另外，电容线14[n]和电源线PVDDn的电位变化定时，特别是电容线14[n]的电位变化，在数据信号再写入期间中不进行。

根据以上的驱动方式三，在1V期间中执行1行的阴极电流检测，如上所述，可以用大约8秒对所有像素执行阴极电流检测。另外，在本方式中，因为按照每列分割阴极电流，所以与驱动方式二不同，在每一列的检查期间，可以除了数据信号再写入期间以外使用全部，可以削减用于对各个数据线12输出检查用信号的驱动电路的负载或电力消耗。

这里，在本方式中分割出的阴极电极线CVL[1]～CVL[x]，如图12所示，分别独立地以COG(chip On Glass)方式与搭载在面板基板上的集成化驱动电路(驱动部)200连接。该驱动部200中，例如，将图4所示的电流检测放大器332在各个阴极电极线CVL[1]～CVL[x]中一对一地设置，由此对于所有的阴极电极线(所有列)可以同时地检测阴极电流。

另外，通过使一个电流检测放大器332与多条线(例如10条)对应，可以实现削减电流检测放大器的数目，通过削减放大器的数目，有助于削减驱动部的面积。这样按照多个电源线设置一个电流检测放大器332的情况下，对一行的像素阴极电流检测处理重复与一个放大器对应的电源线数目(例如10)次，由此，可以根据与执行图13的动作的驱动部相同的驱动器构成，执行检查。

当然，也可以将1V消隐期间的检测信号写入期间按照与1个放大器所对应的电源线数目进行分割，用一个放大器，依次检测来自对应的各个电源线CVL的阴极电流，由此，与图13同样的期间中，可以执行对所有像素的阴极电流检测。

另外，图12的驱动部200，不但逐个地进行来自阴极电极线CVL的阴极电极的检测，还具备上述图3和图4所示的功能，执行显示部的驱动、散差检测、散差校正等。进而，对于图3所示的驱动部200内的驱动器220(在图12中未表示)，其功能的一部分或全部区别于图12的COG，设为H驱动器、V驱动器，与显示部的像素电路同样，可以内置形成在面板基板上(参照图1)。

进而，虽然已经说明了，但是按照每列设置这样的阴极电极线的驱动方式3，也可以采用在一个水平扫描期间内的水平消隐期间内执行阴极电流检测的方法。

图14表示可以实现上述驱动方式三的像素电路的概略电路构成图。与图1所示的电路构成不同点在于，电源线16(PVDD)，不是列方向而是在行方向按照每行进行设置，按照每列设置阴极电极线CVL。另外，阴极电极线CVL按照以下实现，在EL面板100中，在将阴极电极作为上部电极、阳极电极作为下部电极而构成的情况下，可以将形成在EL层上的阴极电极按照每一列形成为分离的形状。另外在驱动方式一和二中，如以上说明，将电源线16(PVDD)的电位按照每一行进行控制的情况下，均如图14所示将电源线16形成在行方向上。

(电流检测放大器)

接着，对电流检测放大器332的构成例进行说明。代替图4所示的电流检测放大器332，也可以采用图15所示的放大器来检测阴极电流。图15的放大器，具有所谓的仪表(instrumentation)放大器型构成，具备三个运算放大器A1、A2、A3。由运算放大器A1和A2构成差动电路，运算放大器A3具有对运算放大器A1、A2的差动输出进行放大的差动放大电路的功能。通过将这样的仪表放大器用于电流检测放大器，将难以受噪声的影响，容易地以高精度检测阴极电流。

在运算放大器A1、A2的输出端子P1、P2之间，串联连接电阻R2、R1、R3，电阻R2和R1的连接点与放大器A1的负输入端子连接。另外，电阻R3和R1的连接点与运算放大器A2的负输入端子连接。

另一方面，在运算放大器A1、A2的正输入端子之间，连接有电流检测电阻R0，阴极电流Icv被供给到运算放大器A1的正输入端子。另外，负电源电压VEE作为输入信号Vi2被供给到运算放大器A2的正输入端子。运算放大器A1的正输入端子的输入信号Vi1(Vin)在阴极电流Icv在电流检测电阻R0中流动而产生电压(Iov·R0)时，为与负电源电压VEE对应的值，用VEE+Icv×R0表示。

运算放大器A1的输出用Vo1表示，运算放大器A2的输出用Vo2表示时，

(数3)

$\mathrm{Vo}1=(1+\frac{R2}{R1})\mathrm{Vin}-\frac{R2}{R1}\·\mathrm{VEE}...\left(3\right)$

$\mathrm{Vo}2=(1+\frac{R3}{R1})\mathrm{VEE}-\frac{R3}{R1}\·\mathrm{Vin}...\left(4\right)$

用上述式(3)、(4)表示。

该两个输出之差为差动电路部的输出，

(数4)

$\mathrm{Vo}1-\mathrm{Vo}2=(\mathrm{Vin}-\mathrm{VEE})(1+\frac{R2+R3}{R1})...\left(5\right)$

上述式(5)表示。

这里，与运算放大器A3的负输入端子侧连接的电阻R6，和与连接在正输入端子侧的电阻R4的电阻值相等，设置在运算放大器A3的负反馈路径中的电阻R7，与设置在接地(GND)和运算放大器A3的正输入端子之间的电阻R5的电阻值相等。来自这样的运算放大器A3的输出Vo，相对于接地电位，由下述式(6)表示。

(数5)

$\mathrm{Vo}=\frac{R7}{R6}(\mathrm{Vin}-\mathrm{VEE})(1+\frac{R2+R3}{R1})...\left(6\right)$

在图15所示的例子中，作为仪表放大器的运算放大器A2的正输入端子的输入信号，如上所述供给负电源电压VEE。EL面板在元件驱动Tr2处于饱和状态下动作的条件(与通常显示动作相等的条件)，在目的为正确检测阴极电流的情况下，阴极电源为比0V低的电位，例如设定在-3V等，因此为了检测这样的电位下的阴极电流，作为比较用的输入信号Vo2需要相同程度的电位(-3V等)的负电源VEE。另外，作为各个运算放大器A1～A3的动作电源，需要正动作电源Vdd、负动作电源Vee，其中负动作电源Vee中，需要比VEE低的电压，Vdd、Vee例如采用±15V。

在使用EL面板100等的显示装置中，需要大的负电源时，从IC作为电源使用的比较小的负电压(例如-1V)左右到使用电荷泵电路或使用开关调压电路等，通常生成大的负电源。但是，由电荷泵电路等生成的负电源VEE、Vee中往往叠加有纹波成分。另一方面，在本发明的各个实施方式中，因为检测的阴极电流微小，所以作为高灵敏度的电流检测放大器的基准电压采用上述的负电源VEE、Vee的情况下，负电压的纹波等噪声有可能会对检测结果带来影响。

对此，图15所示构成的仪表放大器的输出，难以影响到各个运算放大器的电源Vdd、Vee。另外，对于运算放大器A1的输入信号Vin按照上述用VEE+Icv×R0表示，输出信号Vo用上述(6)表示，因此从最终的输出信号Vo中消除了负电源电压VEE。因此，即使在与通常显示同样的电源条件下实施电流检查，通过采用图15所示的构成的仪表放大器作为电流检测放大器，可以不受噪声叠加的影响、高精度地检测出微弱的阴极电流。

另外，负电源电压VEE，优选为与阴极电源电压Vcv相同程度大小的电压，在电流检查时作为驱动电源PVDD采用与通常动作时相同的驱动电源PVDD的情况下，VEE和Vcv设为例如-3V左右的电位。

另一方面，在电流检测时将PVDD的电位设定在比通常动作时高ΔV的情况下，阴极电源电压Vcv和负电源电压VEE也可以高ΔV，可以采用0V(GND)大小的电位。此时，作为放大器A1～A3的驱动电源Vdd、Vee，至少可以采用ΔV下的电压(例如±10、或±5V左右)。因此更难以受充电泵电路等的影响，另外，可以降低电流检测放大器的电力消耗。进而，如果EL元件的EL材料的IV特性十分苛刻，则以小电压振幅差得到期望的电流Icv。因而，在这种情况下也可以将仪表放大器的电源电压范围设定得很小，实现低功耗，提高使用GND电位所带来的检测精度的正确性等。

(另外)

另外，在以上说明的各个方式、构成中，对实时地进行各个像素的阴极电流检测的情况进行说明。但是该电流检测和校正处理，也可以在显示装置的起动的时候也进行，当然，在产品出厂时测量各个像素的阴极电流(导通截止电流差ΔIcv)，预先存储校正数据，也可以随时更新或检测特性随时间的变化，同时实时地进行校正。特别是，在本实施方式中，通过将产品出厂时测量的阴极电流检测数据(初始数据)预先存储在非易失性存储器中，在产品出厂后，可以与电源起动一起，使用该初始数据进行校正。

进而，关于在以上说明过的散差校正部250中的校正，最终将供给到发生显示散差的像素的数据信号调整到适当的电平，如果EL元件的发光亮度被校正，则该运算处理或校正处理方法并没有特别地限定。

另外，在以上说明过的散差检测部300，通过与面板控制部210一起集成化，通过非常小型的驱动部，可以提供实现显示散差检测和校正以及显示部的控制(显示)的显示装置。进而，散差检测部300内的构成，例如对A/D变换部、锁存电路、运算部、存储器等，也可以将这些兼用于面板控制部210的电路，通过兼用将驱动部200IC化时，有助于该IC芯片尺寸的降低。

这里，为了根据上述驱动方法1～3的方案对所有的像素生成校正数据，作为一例需要10秒左右或这以上的时间。因此，装置电源接通时、通常从最上一行的像素开始依次进行阴极电流检测时，在一次的扫描时间短的显示装置等中，特别是检查时间越长，越重复进行对于上部区域的像素的阴极电流检测。

这里，图3所示的检查控制部310等，在装置电源的停止前，存储检查用信号的供给和最后执行阴极电流的检测的像素地址，或管理进行平时检查的像素地址，接着在装置电源接通时，进行控制以使从上一次的最后的像素开始执行检查。此时，对存储器370的数据的写入(数据更新)，在电源停止之前将写入了像素地址的下一个像素地址所对应的数据作为对象。这样的检查对象的控制和存储器的写入控制，作为其一例，通过计数器在每个H消隐期间检查的情况下对水平开始信号STH、垂直开始信号STV进行计数，或对根据上述那样的上述开始信号STH、STV等生成的帧开始信号STF进行计数，可以把握最新检查对象、得到最新校正数据的像素地址。当然，也可以根据检查对象的像素地址、对存储器的写入地址的控制进行计数以外的方法。

进而，对于电源接通时的检查对象的像素，在之前的电源停止时检查对象像素处于面板矩阵行的中部的情况下，在下一次电源投入时，从中部的行的起始像素(起始列)开始执行检查。另外，在电源投入后的检查对象从电源投入前的下一个像素地址开始执行的情况下的构成，可以作为在显示面板100上与像素电路一起作为内置的V驱动器210V的一部分实现。但是，为了实现这样的功能而电路的规模变大，所以在集成电路上形成V驱动器210V和上述控制信号发生电路，优选按照COG方法等搭载在面板上。此时的集成电路，可以将图3的驱动电路200所示构成全部都集成到其中。

另外，在以上的说明中，作为检查时的测量电流，例示了使用EL元件的阴极电流(例如ΔIcv)，但是，也可以基于在EL元件流动的电流Ioled(ΔIoled)进行检查。作为在该EL元件流动的电流Ioled，例如不仅是上述阴极电流Icv，也可以是阳极电流Iano。代替将EL元件的各个像素各自的电极作为阳极电极，将阴极电极作为在多个像素中的公共电极的结构，也可以在将各个电极作为阴极电极、将公共电极作为阳极电极的情况，如上所述，测量在公共电极流动的电流即阳极电流(ΔIano)。

Claims (14)

1、一种发光显示装置，其特征在于，

具备：显示部，其具备矩阵配置的多个像素；散差检测部，其检测在各个像素中的显示散差的检查结果；和校正部，其用于校正显示散差，

上述显示部的上述多个像素的每一个具备：电致发光元件；元件驱动晶体管，其与该电致发光元件连接，并用于控制在该电致发光元件中流动的电流，

上述散差检测部，具备：

检查用信号发生部，其发生用于供给到检查行的像素的检查用信号，且在与视频信号对应的显示的执行中的规定定时，将该检查用信号供给到上述检查行的像素；

电流检测部，其检测按照上述检查用信号所产生的在上述电致发光元件中流动的电流并输出电流检测信号；和

存储部，其存储与上述电流检测信号对应的数字数据，

在上述校正部中，基于上述存储部中所存储的数字数据，对根据视频信号得到的数字数据信号进行与上述多个像素的各个特性相对应的散差校正，生成用于供给到上述多个像素的显示数据信号，

在上述存储部中，按照上述电流检测信号的特性，存储比上述显示数据信号比特数少的数字数据。

2、根据权利要求1所述的发光显示装置，其特征在于，

上述检查用信号发生部，在与上述视频信号对应的显示的执行中的消隐期间，发生上述检查用信号。

3、根据权利要求1所述的发光显示装置，其特征在于，

在上述电致发光元件中流动的电流是阴极电流。

4、一种发光显示装置，其特征在于，

具备：显示部，其具备矩阵配置的多个像素；散差检测部，其检测在各个像素中的显示散差的检查结果；和校正部，其用于校正显示散差，

上述显示部的上述多个像素的每一个具备：发光元件；元件驱动晶体管，其与该发光元件连接，用于控制在该发光元件中流动的电流，

上述散差检测部具备：

检查用信号发生部，其发生将上述发光元件置于发光电平的检查用导通信号和将上述发光元件置于不发光电平的检查用截止信号，作为供给到检查行的像素的检查用信号；

电流检测部，其检测上述检查用导通信号施加时在上述发光元件中流动的导通电流和上述检查用截止信号施加时的截止电流，求得导通电流检测信号和截止电流检测信号；

模拟数字变换部，其将上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别变换为数字数据；和

存储部，其存储与数字导通电流检测信号和数字截止电流检测信号之间的导通截止电流差对应的数字数据，

在上述校正部中，基于与上述导通截止电流差对应的数字数据，对根据视频信号得到的数字数据信号进行与上述多个像素的各个特性对应的散差校正，而生成用于供给到上述多个像素的显示数据信号，

上述存储部中存储的与上述导通截止电流差对应的数字数据的比特数比上述显示数据信号的比特数少。

5、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

与上述导通截止电流差对应的数字数据的可取范围，按照上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号的变动容许范围来决定，

在用N比特来表现与上述导通截止电流差对应的数字数据的情况下，按照与上述导通截止电流差对应的数字数据的可取范围，将上述N比特中的能变动的第N-1比特以下的比特位置的数据作为与上述导通截止电流差对应的数字数据而存储在上述存储部。

6、根据权利要求5所述的发光显示装置，其特征在于，

上述模拟数字变换部，仅将上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号的变动容许范围内所对应的第N-1比特以下的位置的数据，作为与上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别对应的数字导通电流检测信号和数字截止电流检测信号输出。

7、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

上述存储部，用N比特表现与上述导通截止电流差对应的数字数据时，将上述N比特中按照与上述导通截止电流差对应的数字数据的变动容许范围能变动的第N-1比特以下的比特位置的数据作为与上述导通截止电流差相对应的数字数据存储。

8、根据权利要求7所述的发光显示装置，其特征在于，

上述模拟数字变换部，仅输出与上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别对应的N比特数字数据内按照与上述导通截止电流差对应的数字数据的变动容许范围能变动的第N-1比特以下的比特位置的数据。

9、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

具备运算部，其根据上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号求得与上述导通截止电流差对应的数字数据，

在该运算部中，根据上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号求得与N比特的上述导通截止电流差对应的数字数据，

在上述存储部中，按照上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号的精度，存储省略上述N比特的低位侧的比特而得到的比特数N-1以下的与上述导通截止电流差对应的数字数据。

10、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

上述模拟数字变换部，在上述显示数据信号的比特数为N的情况下，将上述导通电流检测信号和上述截止电流检测信号分别变换为至少与上述导通电流检测信号的精度相对应的比特数N-1以下的数字数据，

上述存储部存储有根据上述比特数N-1以下的上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号所得到的比特数N-1以下的与上述导通截止电流差对应的数字数据。

11、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

在求取与上述导通截止电流差对应的数字数据时所使用的上述数字导通电流检测信号和上述数字截止电流检测信号内，

上述数字导通电流检测信号为上述检查用信号发生部将上述检查用导通信号供给到对应的像素，每当得到新的导通电流检测信号时进行更新的信号，

上述数字截止电流检测信号为预先求出并设定的信号。

12、根据权利要求11所述的发光显示装置，其特征在于，

上述设定的信号，为与对特定像素供给上述检查用截止信号时或者以规定的周期对对应的像素供给上述检查用截止信号时所得到的截止电流对应的数字截止电流检测信号。

13、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

上述检查用信号发生部在与上述视频信号对应的显示执行中的消隐期间中，发生上述检查用信号。

14、根据权利要求4所述的发光显示装置，其特征在于，

在上述电致发光元件中流动的电流是阴极电流。

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