CN101277150A - 电光调制器产生相移键控信号缺陷的在线监测方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种监测电光调制器产生相移键控信号缺陷的方法和装置。所述方法包括：将来自于同一光源的部分调制前光与调制后的光合波；用低速光探测来测量合波光平均光功率；记录测量得到的合波光平均光功率的最大值与最小值，并且计算所述最大值对所述最小值的比值，作为相移键控信号多种缺陷的指示量。所述方法和装置没有对信号无关物理量敏感的元件；结构简单、成本低廉；可以消除光源功率波动的影响。

Description

电光调制器产生相移键控信号缺陷的在线监测方法

技术领域

本发明涉及一种电光调制器产生相移键控信号的缺陷监测方法及测定装置，特别涉及使用在高速、大容量光通信中使用的高速相移键控信号的缺陷监测方法及其装置。

背景技术

随着信息通信需求的不断激增，对长距离、大容量的光传输***要求日益迫切。相移键控信号因其优良的抗噪声和其他传输损伤的特性而成为此类***中的优选信号格式，同时也是构成其他先进调制格式信号的基础。目前，各种相移键控信号都是利用电光相位调制器或者马赫曾德尔强度调制器产生的，但由于器件老化、环境变化影响等原因，所产生的相移键控信号会带有多种缺陷，从而影响了整个***的传输质量。为此，需要相关的技术以低成本、高效率的方式来指示和测定这些缺陷以及分析导致缺陷出现的原因，从而通过自动反馈控制技术来减小乃至于消除这些缺陷，从而达到提高***的强健性并延长寿命时间的目的。

针对各种损伤机制导致的信号缺陷监测已经有如下研究成果。

对马赫曾德尔强度调制器产生相移键控信号过程中零点漂移的影响，已有大量的研究报道，比如专利文献1～6都采用在调制器偏置点加微扰，检测调制光中微扰信号的特征物理量的变化，如频率分量、占空比、对称性、平均功率等来监测零点漂移；另外，还有3种不加微扰的方法，第一种是监测调制信号光平均光功率，见图1；第二种是T.Kataoka，K.Hagimoto，“Novel automatic bias voltage control fortraveling-wave electrode optical modulators”，IEE Electron.Lett.，vol.27，no.11，pp.943-945，May.1991.提出的监测反向注入光的平均光功率，见图2；第三种是C.Tianand T.Naito，“Optical Modulator Bias Monitoring with Two-Photon-Absorption inSi-APD in Advanced Modulation Formats Optical Transmitters”，in Proceedings ofOptical Fiber Communication Conference OFC’06Anaheim，Paper WI81，2006.提出的采用双光子探测器监测平均光功率方法。

对偏置点进行有规律的低频扰动可以减小光源功率波动的影响，提高监测灵敏度，但是该方法会造成通信信号的功率波动，特别是在多级放大器级联的传输链路中，由于放大器的瞬态效应将使这种低频扰动被放大，并影响到其他信道；另外，扰动技术需要复杂的检测装置，这将增加***的成本、降低其可靠性。

不加微扰的方法具有简单、低成本的优点，但是信号光的平均光功率对调制器的零点漂移并不敏感，零点偏离中心±5％时引起的平均功率变化不到0.05dB，而且在信号调制深度接近0.5时几乎失效，如此小的功率变化很容易被光源自身的功率波动所掩盖，见图8(b)。

反向注入光平均功率监测具有较高的灵敏度，见图8(c)，但是需要独立的光源，而且需要光环行器对调制器中在相对的方向上传播的光进行严格隔离，否则它们之间的功率相互耦合会造成测量平均功率不稳定，而且该方法测量的是光源的绝对功率，所以光源自身功率波动有很大影响。

双光子探测方法需要高价的双光子探测器，而且该探测器技术不成熟，探测器存在较大的偏振相关性和较低的探测效率等问题。

对驱动电光相位调制器的驱动器驱动电压不合适导致的相移键控信号解调失真，公知的技术是直接观察相移键控信号的解调波形，美国专利US 6,291,980提出将经过相位调制器前后的时钟信号进行比相，利用逻辑电路生成不同占空比的脉冲信号，然后通过低通滤波器检测其平均功率，在专利CN 101046411A中提出赛格奈克干涉仪来测量确定方波信号调制的相位调制器电光调制系数；此外，还有L.-S.Yan，A.E.Willner，Y.Shi，“Chirp Measurement of Electro-optic Modulators Using Simple OpticalSpectrum Analysis”，in Proceedings of Optical fiber Communications Conference，MF58，2003.提出根据信号的光谱来测量该系数。

直接观测相移键控信号的解调波形需要高速信号示波器，这对于监测在线相位调制信号***是无法接受的；专利文献US6,291,980提出的方法要求逻辑处理电路，可惜目前还不具备光逻辑处理光路；US 6,291,980和M.Levesque，M.Tetu，P.Tremblayand M.Chamberland，“A Novel Technique to Measure the Dynamic Response of anOptical Phase Modulator”，IEEE Trans.Instrumentation and Measurement，vol.44，no.5，pp.952-957，1995.所提出的方法，都要求调制信号为周期信号，这对于通信***中的随机信号是无法使用的。

对归零相移键控信号产生中，切割脉冲信号与相位调制数据信号之间的定时偏差监测，目前有如下多种技术方法：

US 0,127,103采用微扰方法来监测，其缺点已经讨论过；

EP 1,462,848，US 6,809,849提出利用信号的功率谱和光谱来监测，但该专利针对的是强度调制信号，因为光电检测器无法直接探测相位信息，所以该方法对相位调制信号就不成立了。

US 7,209,669提出用楔型标准具干涉监测EAM作为调制器时，由于切割脉冲和调制信号对不准时，瞬态啁啾引起信号光谱上下边带的不对称。同样该方法是针对强度调制信号，对于相位调制信号就不适用了。

US 6,972,842以偏振滤波器为例提出光滤波的方法，其原理是利用主轴与信号光偏振方向呈45度夹角的偏振保持光纤(简称保偏光纤)将相移键控信号的相位变化转变为信号偏振态变化，然后用检偏器提取对应于0或PI某个稳定相位移状态的偏振方向的光并测量其功率，见图3。当没有定时偏差时，0、PI相位部分位于切割脉冲内部，具有较高的功率，而当出现定时偏差时，0、PI相位移部分移到切割脉冲边沿，功率变小，所以反映在检测功率上是随着定时偏差的增大而得到越来越低的探测功率。但是，该方法的问题是灵敏度很低，在整个定时偏差范围内，功率变化不超过0.2dB，见图14(b)，如此小的功率变化很容易受光源绝对功率变化的影响，而且对保偏光纤的温度稳定性也有很高的要求。

另外，G.-W Lu，Y.-C.Ku，L.-K.Chen and C.-K.Chan，“A Novel Technique forPulse-Carver and Data Alignment Monitoring in RZ-DPSK Systems Using Off-CenterOptical Filtering”，IEEE Photonics Technology Letters，vol.17，pp.71-73，2005.提出了用中心偏移的光滤波器来提高监测灵敏度，见图4，其原理是在0和PI之间相位移过渡部分对应着较大的瞬时频移 $\mathrm{\Δf}\left(t\right)=\∂\mathrm{\φ}\left(t\right)/\∂t,$ 即中心频率偏离原来的光载波频率，而稳态相位移0和PI的频移很小，其中心频率靠近原来的光载波频率，于是用一个中心频率偏离原来光载波频率的光滤波器就可以提取过渡相位移部分的功率。当切割脉冲信号与相位调制信号之间出现定时偏差时，过渡相位部分的功率就会增大，这样就能探测到较大的功率。该方法可获得较高的监测灵敏度，全程定时偏差范围内，功率变化可以达到4dB，见图14(c)。但是，存在的问题是监测性能依赖于光滤波器性能参数，如中心频率以及通带宽度等，当***速率升级或者老化导致信号速率或者光载波中心频率变化时，整个监测***的性能就会降低甚至失效，而且其信号波长相关特性给***的维护、更新都带来了麻烦。

最后，K.-T.Tsai，G.-W.Lu，L.-K.Chen and W-I.Way，“Alignment MonitoringTechnique for Pulse Carver and Data Modulator in RZ-DPSK Systems Using anOptical Frequency Discriminator”，IEEE Photonics Technology Letters，vol.18，pp.1119-1121，2006.还提出了使用光鉴频器和中心频率为数据速率一半的窄带射频滤波器来实现定时偏差监测，见图5，该方法的动态检测灵敏度可以达到17.5dB，见图14(d)。其原理是通过光鉴频器将相移键控信号的相位变化转换为强度信息提取出来，然后根据其功率谱在某些特定频率处的变化来指示定时偏差。当出现定时偏差时，除了频率为数据速率整数倍的功率分量外，其他频率分量的功率将增大，用窄带射频滤波器过滤出这些频谱分量就可以实现定时偏差指示了。该方法存在的问题同上面方法相同，整个装置的工作依赖于信号光波长和数据速率，而且该装置中需要使用到高速的探测器和射频滤波器，增加了***成本，另外，值得说明的是该方法监测的是射频功率，正比于光功率的平方，所以等效到光功率时，动态检测灵敏度之有原来的一半。

发明内容

以上各种方法测量的都是光功率的绝对值，这很容易受光源功率波动的影响，为了解决这一问题，提出了具有较大动态监测灵敏度的方法。然而，实际的监测***，除了要求监测灵敏度外，还需要考虑监测方法对监测信号的无关特征物理量不敏感，比如信号波长、功率、调制速率等，否则，无关物理量的变化依然会影响监测性能。

本发明的目的在于以一种低成本的、统一的方式提供有效解决上述问题的方法和装置，对监测信号无关特征物理量不敏感的同时，能监测多种相移键控信号缺陷，诸如马赫曾德尔调制器零点漂移导致的信号功率出现码型相关波动，驱动电光相位调制器的数据驱动器输出电压不合适导致的信号失真以及由于器件老化、环境变化导致归零相移键控信号中脉冲切割信号与数据调制信号之间的定时漂移导致的信号失真等。

为解决上述问题，根据本发明一方面，提供一种监测电光调制器产生相移键控信号缺陷的方法。该方法包括：将来自于同一光源的部分调制前光与调制后的光合波；用低速光探测来测量合波光平均光功率；记录测量得到的合波光平均光功率的最大值与最小值，并且计算所述最大值对所述最小值的比值，作为相移键控信号多种缺陷的指示量。

根据本发明另一方面，提供一种监测电光调制器产生相移键控信号缺陷的装置，包括：第一耦合器，将来自于同一光源的光分成两束光，其中，所述两束光中的一束由所述电光调制器来调制；第二耦合器，抽取部分调制后的光；第三耦合器，将部分调制前光与调制后的光合波；探测器，用低速光探测来测量合波光平均光功率；处理器，记录测量得到的合波光平均光功率的最大值与最小值，并且计算所述最大值对所述最小值的比值，作为相移键控信号多种缺陷的指示量。

其中，所述指示量与光源的绝对功率无关，因此可以消除光源功率波动的影响。

光源波长不限定于是信号光波长，也可以是其他波长；而且不限定光源出光与信号光进入电光调制器的方向一致，既可以是与信号光源从同一端注入电光调制器，也可以是从另一端注入。

用部分调制前的光与部分调制后的信号光混合来指示和测定相移键控信号调制中引入的信号缺陷，调制前的光不限定是本级调制器之前，也可以是多级调制器之前；调制前的光在与调制后的光混合之前，既可以人为对其相位或者幅度进行低频扰动，也可以不进行扰动。

调制前和调制后的两支路光的光程差小于光源的相干长度，从而可以用低速光探测进行功率探测。

根据本发明的监测电光调制器产生相移键控信号缺陷的装置既可以采用分立的光器件来实现，也可以在电光调制器的同一个衬底上通过集成波导光路来实现，进而可以将整个装置封装在一个调制器中。

根据本发明的电光调制器产生相移键控信号缺陷的监测方法可以用于监测马赫曾德尔型光调制器产生相移键控信号的缺陷，根据合波光功率数值的最大值与最小值的比值变化来确定马赫曾德尔调制器偏置在零点时，由于零点漂移而导致相移键控信号输出光功率出现与调制信号相关的功率波动。

根据本发明的电光调制器产生相移键控信号缺陷的监测方法可以用于监测电光相位调制器产生相移键控信号的缺陷，根据合波光功率数值的最大值与最小值的比值变化来确定相位调制器产生的相位移偏离π的大小，从而控制驱动相位调制的驱动器输出电压峰峰值大小。

根据本发明的电光调制器产生相移键控信号缺陷的监测方法可以用于监测电光相位调制器产生相移键控信号，并用光强度调制器进行脉冲切割得到的归零相移键控信号的缺陷，电光相位调制器对光波的相位进行调制得到相移键控信号；光强度调制器对光波进行强度上的脉冲切割得到归零相移键控信号；同时监测相移键控信号的相位移偏离π的大小以及光强度调制器脉冲切割信号与电光相位调制信号之间定时漂移，从而对驱动相位调制器的驱动器输出电压峰峰值以及切割脉冲与相位调制信号的相对延时进行控制。

附图说明

在附图中：

图1为现有技术例1的监测原理框图；

图2为现有技术例2的监测原理框图；

图3为现有技术例3的监测原理框图；

图4为现有技术例4的监测原理框图；

图5为现有技术例5的监测原理框图；

图6为本发明的监测原理框图；

图7(a)至图7(d)为用马赫曾德尔调制器产生相移键控信号的监测***框图和原理说明图；

图8(a)至图8(c)为本发明技术的性能图线：峰值功率差与零点电压偏差关系曲线以及与现有技术例1、例2的对比；

图9为本发明技术用于监控马赫曾德尔调制器零点漂移的流程图；

图10(a)至图10(d)为用电光相位调制器产生相移键控信号的监测***框图和原理说明图；

图11为本发明技术的性能图线：峰值功率差与相位调制深度关系曲线；

图12为本发明技术用于监控相位调制信号驱动电压的流程图；

图13(a)至图13(d)为用电光相位调制器和强度调制器产生归零相移键控信号的监测***框图和原理说明图；

图14(a)至图14(d)为本发明技术的性能图线：峰值功率差与定时偏差关系曲线以及与现有技术例3～5的对比；

图15(a)和图15(b)为本发明技术用于监控归零相移键控***中相位调制深度以及切割脉冲和相位调制信号定时偏差的流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：

图6示出根据本发明实施例的电光调制器产生相移键控信号缺陷的在线监测***600的示图。在线监测***600包括：激光器610、第一耦合器620、调制器组630(可以包括一个或多个调制器，比如强度调制器级联相位调制器)、第二耦合器640、第三耦合器650、数模变换器660、采样与模数变换器670、探测器680、以及处理器690。

其中，激光器610用于发射激光。本领域技术人员应理解，光源波长不限定于是信号光波长，也可以是其他波长，而且不限定光源出光与信号光进入电光调制器的方向一致，既可以是与信号光源从同一端注入电光调制器，也可以是从另一端注入。

此外，用部分调制前的光与部分调制后的光混合来指示和测定相移键控信号调制中引入的信号缺陷，调制前的光不限定是本级调制器之前，也可以是多级调制器之前；调制前的光在与调制后的光混合之前，既可以人为对其相位或者幅度进行低频扰动，也可以不进行扰动。

从激光器610发出的激光通过第一耦合器620之后被分为两束。也就是说，从激光器610所发出的激光在进入调制器组630之前分为两束。于是，其中一束光经过调制器组630调制，通过第二耦合器640输出，而另外一束光经由第三耦合器650而与经过调制后的光合波，从而合波后的光被低速探测器680探测。其中，调制前和调制后的两支路光的光程差小于光源的相干长度，从而可以用低速光探测进行功率探测。

其后，从探测器680输出的电信号经过采样与模数变换器670而被转换为离散的数字信号，其后进入处理器690，以进行数据处理，以评估当前信号的缺陷和做出相应的控制调整。最后，控制信号通过数模变换器660送到相应的控制部件进行控制调整，以保证***稳定良好工作。

处理器690主要完成以下操作：记录预定时间窗口Tw(由***的数据采集处理速度决定)内功率数值的最大值和最小值，随着时间的推移，时间窗口滑动，而不断记录每个时间窗口内的功率数值的最大和最小值，并更新从最早记录窗口到当前时间窗口的所有窗口的功率数值最大值和最小值分别作为全局的最大和最小值，并计算全局最大值与最小值的比值，在经过若干个窗口时间后，根据该比值判断在观察时间段内调制信号是否存在缺陷，如果存在缺陷则进一步推断其原因，然后做出相应的调整。

本领域技术人员应理解，根据本发明的在线监测***600既可以采用分立的光器件来实现，也可以在电光调制器的同一个衬底上通过集成波导光路来实现，进而可以将整个装置封装在一个调制器中。

下面对调制器组630分别为马赫曾德尔调制器、相位调制器以及强度调制器和相位调制器的组合的三种情况进行详细说明。

采用本发明技术监测马赫曾德尔强度调制器零点漂移的具体实施装置如图7(a)所示，其结构与图6所给的通用结构一致。在图7(a)所示的实施例中，由马赫曾德尔调制器730来代替图6中的调制器组630，其余各个组件的功能如同图6的描述，这里不再赘述。

其具体实施方法步骤如下，图9给出了执行该方法的流程。

在步骤S910，对光功率最大最小值的比值进行监测，并且以特定时间间隔来更新光功率最大最小值的比值的记录。当马赫曾德尔强度调制器发生零点漂移时，将检测到光功率最大最小值的比值变大(步骤S920)，从而进入步骤S930。

由于不知道零点漂移是增大还是减小，所以将首先按照零点增大进行处理，但本领域技术人员应理解，也可以按照零点减小来进行处理。在此，以特定步长增大偏置电压，并测量光功率最大最小值比值的变化。因此，在步骤S940，判断光功率最大最小值的比值是增大还是减小。

如果该比值减小(步骤S940中的“是”)，则说明调整方向正确，从而过程返回到步骤S930，此时，继续增大偏置电压，直到光功率比值的变化由减小转为增大为止，调整过程中需要更新记录调整的次数的计数器n₁。反之，如果该比值增大(步骤S940中的“否”)，则过程进入步骤S950，减小偏置电压，并且监测功率比值变化，记录进行调整的次数n₂，其后，进入步骤S960。在步骤S960，判断功率比值是增大还是减小。如果功率比值减小(步骤S960中的“是”)，则过程返回到步骤S950，继续减小偏置电压，计数器n₂加1。如果功率比值增大(步骤S960中的“否”)，则过程进入到步骤S970，判断n₁和n₂两者是否都为1。如果n₁和n₂两者不全为1(步骤S970中的“否”)，则说明此时马赫曾德尔调制器的偏置电压已经调节到最佳点，从而结束调整过程，返回到步骤S910。如果n₁和n₂两者都为1(步骤S970中的“是”)，则说明调整步长较大，过程进入步骤S980，减小用于调整的步长，将调整次数计数器n₁和n₂置0，其后，过程返回到步骤S930，继续进行调整。

采用本发明技术监测相位调制器驱动电压与半波电压匹配的具体装置如图10(a)所示，其结构与图6所给的通用结构一致。在图10(a)所示的实施例中，由相位调制器1030来实现图6中630的调制器组，所增加的驱动器1060是用于驱动相位调制器的信号放大器，接受模数变换的控制调整输出电压大小，其他各个组件的功能如同图6的描述，这里不再赘述。

具体的实施方法步骤如下，图12给出了执行该方法的流程。

在步骤S1210，对光功率最大最小值的比值进行监测，并且以特定时间间隔来更新光功率最大最小值的比值的记录。当某种原因导致驱动器输出驱动电压偏离调制器半波电压时，将检测到光功率最大最小值的比值变大，步骤S1220。

由于不知道驱动电压比半波电压小还是大，所以在步骤S1230中将首先按照驱动电压大于半波电压进行处理，但本领域技术人员应理解，也可以按照驱动电压小于半波电压来进行处理。在此，以一定步长减小驱动电压，并测量光功率最大最小值比值。因此，在步骤S1240，对于光功率最大最小值的比值是增大还是减小进行判断。

如果该比值减小(步骤S1240中的“是”)，则说明调整方向正确，从而过程返回到步骤S1230，此时，继续减小驱动电压，n₁加1，直到光功率比值由减小转为增大为止，调整过程中需要记录进行调整的次数n₁；反之，如果该比值增大(步骤S1240中的“是”)，则过程进入步骤S1250，增大驱动电压，监测功率比值变化，记录进行调整的次数n₂，其后，进入步骤S1260，判断功率比值是增大还是减小。如果功率比值减小(步骤S1260中的“是”)，则过程返回到步骤S1250，继续增大驱动电压，n₂加1。如果功率比值增大(步骤S1260中的“否”)，则过程进入到步骤S1270，判断n₁和n₂两者是否都为1。如果n₁和n₂两者不全为1(步骤S1270中的“否”)，则说明驱动电压已经调节到最佳值，过程返回到步骤S1210继续监测。如果n₁和n₂两者都为1(步骤S1270中的“是”)，则说明电压调节步长过大，于是进入步骤S1280。在步骤S1280，减小用于调整的步长，将计数器n₁和n₂置0，其后，过程返回到步骤S1230，继续调整。

采用本发明技术同时监测归零相移键控信号产生中相位调制深度以及切割脉冲与相位调制信号的定时偏差的具体实施装置如图13(a)所示，其结构与图6所给的通用结构一致。在图13(a)所示的实施例中，由强度调制器1330和相位调制器1340来实现图6中的调制器组630，所增加的延时控制单元1370用于接受模数变换信号，控制调整切割脉冲与相位调制信号之间的相对延时，驱动器1380是用于驱动相位调制器的信号放大器，接受模数变换的控制，调整输出电压大小，其他各个组件的功能如同图6的描述，这里不再赘述。

具体的实施方法步骤如下，图15(a)给出了执行该方法的流程。

在步骤S1510，对光功率最大最小值的比值进行监控，并且以特定时间间隔来更新光功率最大最小值的比值的记录。在步骤S1520，判断光功率最大最小值的比值是增大还是减小。当某种原因导致驱动器输出驱动电压偏离调制器半波电压，或者由于切割脉冲信号与相位调制信号的定时漂移导致该功率比值变大时(步骤S1520中的“是”)，进入步骤S1530。在步骤S1530中，首先适当减小驱动器输出电压(调制深度大于1时容易发生误判)，监测功率比值变化，并记录进行调整的次数n₁；如果该比值减小(步骤S1540中的“是”)，则过程返回到步骤S1530，继续减小驱动电压，n₁加1，直到光功率比值开始转为增大；反之，则进入步骤S1550，调整切割脉冲信号与相位调制信号的相对延时差。待调整延时差完毕后，则在步骤S1560中判断此时的光功率最大最小值比值的大小。如果该功率比值小于预定的门限值，则可以结束本轮调整，返回到步骤S1510，而当比值大于预定的门限值，则进入步骤S1570，适当增大驱动电压，监测功率比值变化，并记录调整次数n₄，然后在步骤S1580中判断光功率比值是增大还是减小。如果该比值减小(步骤S1580中的“是”)，则返回步骤S1570，继续增大驱动电压，调整次数n₄加1，反之，该比值增大(步骤S1580中的“否”)，则过程进入步骤S1590，判断n₁和n₄两者是否都为1。如果n₁和n₄两者之一不全为1(步骤S1590中的“否”)，则本次调整完毕，过程返回到步骤S1510。如果n₁和n₄两者都为1(步骤S1590中的“是”)，则说明调整驱动电压的步长较大，于是过程进入步骤S1595，减小用于调整的步长，其后，过程返回到步骤S1530继续调整，计数器n₁和n₄置0。

现将参照图15(b)来描述步骤S1550的调整切割脉冲信号与相位调制信号的相对延时差的具体流程。

在步骤S1551，先按照某个方向(比如减小切割脉冲延时)适当调整相对延时差，并且监测功率比值变化，记录进行调整的次数n₂。在步骤S1552，判断功率比值是增大还是减小。如果光功率比值减小(步骤S1552中的“是”)，则返回步骤S1551，按照原来的方向继续调整，n₂加1。反之，如果光功率比值增大(步骤S1552中的“否”)，则进入步骤S1553，按照相反方向调整(增大)相对延时差，并且记录进行调整的次数n3。其后，进入步骤S1554，判断功率比值是增大还是减小。如果功率比值减小(步骤S1554中的“是”)，则过程返回到步骤S1553。如果功率比值增大(步骤S1554中的“否”)，则过程进入到步骤S1555，判断n₂和n₃两者是否都为1。如果n₂和n₃两者不全为1(步骤S1555中的“否”)，则过程结束。如果n₂和n₃两者都为1(步骤S1555中的“是”)，说明延时调整步长过大，则过程进入步骤S1556。在步骤S1556中，减小延时调整步长，计数器n₂和n₃置0，其后，过程返回到步骤S1551继续进行调整。

有益效果

根据本发明实施例的在线监测***用多个耦合器将部分调制前的光和调制后的光合波进行探测，整个装置中没有对信号无关物理量，如：波长和速率等敏感的元件。因此，该装置的第一个优点为不依赖于信号波长和信号速率，这一特点特别适合于多波长的波分复用***(WDM)。因为***安装、维护、升级、更新中都不用考虑信号波长、速率变化的影响；该装置的第二个优点是结构简单、成本低廉，整个监测***仅由3个耦合器、1个低速探测器和处理电路组成，相比于其他监测***，节省了成本较高的光滤波器和复杂的偏振控制等元件；该装置的第三个优点是，监测信号缺陷的监测量为源自于同一个光源的两束光合波功率的最大值与最小值的比值，该监测量与光源的绝对功率无关，因此可以消除光源功率波动的影响。

图13(b)至图13(d)给出了用相位调制器和强度调制产生归零相移键控信号的原理说明和信号星座图。相位调制深度的监测原理同上面分析，而切割脉冲和相位调制信号定时偏差的监测原理也很直观，当没有定时偏差时，大部分的相位过渡部分的功率被切割脉冲压低，因此可以得到比没有脉冲切割时要小的

反之，当出现定时偏差时，两个稳态相位状态的功率被压低，因此可以得到比无定时偏差时要大的

根据

的变化就可以判断定时偏差是否存在了。

图14(a)至图14(d)给出了不同定时偏差条件下，探测光功率最大最小值(dBm单位)之差与相位调制深度的关系图，其中离散点为实验结果，可以看出理论和实验吻合得很好。拟合参数为r＝1，η＝0.3。

附录

下面对本发明的监测原理进行详细说明：

假定S(t)和c分别是进入耦合器的调制信号光场(没有脉冲切割)和未调制信号光场，且作归一化处理，即|s(t)|＝r，|c|＝1，则探测器检测到光功率正比于

$P_{\mathrm{dec}}\left(T_w\right)\∝\frac{1}{T_w}{\∫}_0^{T_w}{\left|E_{\mathrm{hybrid}}\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}=\frac{1}{T_w}{\∫}_0^{T_w}\{{\left|s\left(t\right)\right|}^2+{\left|c\right|}^2+2\mathrm{Re}[{s\left(t\right)c}^{*}\left]\right\}\mathrm{dt}---\left(1\right)$

$=r^2+1+2{\∫}_0^{T_w}s\left(t\right)\mathrm{dt}/T_w\cos \mathrm{\θ}$

其中T_w为窗口时间，由整个监测***所决定，如数据采样间隔，θ是在时间窗口内，调制信号光场与未调制信号光场的相位差。因为两个光场源自于同一个光源，且它们之间的光程差远小于光源的相干长度，则在足够短的时间窗口内，两个光场的相位差近似为恒定值。另外，窗口时间又远远大于调制信号的码元持续时间，则对于平稳信号，(1)中第三项表示多个信号码元的平均，因此与时间窗口无关。

由于***中没有任何相位控制、稳定装置，则随着时间的推移，θ在随机缓慢变化。因此，当 $\stackrel{\‾}{s}=2{\∫}_0^{T_w}s\left(t\right)\mathrm{dt}/T_w\≠0$ 时，探测功率将随θ而缓慢变化，最大最小值分别为 $P_{\mathrm{dec}}{|}_{{}_{\min }^{\max }}=r^2+1\±2\left|\stackrel{\‾}{s}\right|.$ 由于参量

是多个调制信号码元的平均，它代表了调制光场在信号空间上分布的一种不对称性。当 $\stackrel{\‾}{s}\≠0$ 时表示信号是不对称的，许多信号缺陷都会表现出一定的不对称，从而检测功率将在最大最小值之间变化，根据最大最小值的比值就能推断出

从而测定信号缺陷。

图7(a)至图7(d)给出了马赫曾德尔调制器产生相移键控信号的原理说明和信号星座图，当调制器的零点漂移后，导致调制信号的中心电压落在调制器传递函数零点的侧边时，正负半周电压调制将得到不对称的输出，使得信号的幅度出现与调制信号相关的起伏。这表现在星座图上的信号点将不对称地分布在正负x半轴上，使得 $\stackrel{\‾}{s}\≠0,$ 因此，利用

可以监测强度调制器的零点漂移。

在此，假设调制信号为梯形波，高低电平之间的过渡边为线性变化(本领域技术人员应理解，本发明不限于此)，过渡时间与比特周期之比为η，则可以计算出

马赫曾德尔调制器零点漂移产生的光功率最大最小值

${\left|E_{\mathrm{hybrid}}\left(t\right)\right|}_{{}_{\min }^{\max }}^2=r^2\{\frac{1}{2}-\frac{\cos \mathrm{\α}}{2}[(1-\frac{\mathrm{\η}}{2})\cos \mathrm{m\π}+\mathrm{\η}\frac{\sin \mathrm{m\π}}{2\mathrm{m\π}}\left]\right\}+1$

$\±r\left|\right[(2-\mathrm{\η})\cos \frac{\mathrm{m\π}}{2}+\frac{2\mathrm{\η}}{\mathrm{m\π}}\sin \frac{\mathrm{m\π}}{2}\left]\sin \frac{\mathrm{\α}}{2}\right|---\left(2\right)$

其中α＝ΔV_drift/V_π，m＝V_p-p/2V_π分别为调制器零点漂移量和信号调制深度，ΔV_drift，V_p-p，V_π分别是调制器的零点电压漂移，调制信号峰峰值电压和调制器半波电压。(2)中大括号为不混合时，调制信号输出的平均功率，第3项为

图8(a)给出了理论和实验结果，可以看到两者吻合得很好，此外，图8(b)和(c)还分别给出了采用现有技术例1的同向传播平均功率监测法的理论和实验结果以及采用现有技术例2的反向传播平均功率监测法的仿真和实验结果。不难看出，在相同的零点漂移下，本发明技术都有较高的监测灵敏度。

图10(a)至图10(d)给出了相位调制器产生相移键控信号的原理说明和信号星座图。当相位调制深度(调制电压除于调制器半波电压)为1时，信号产生严格的π相位移时，两个稳定的相位状态点分布在一条直径的两端，沿圆周连接它们的是过渡相位部分，由于过渡相位部分只占较小的比重，所以所有点的贡献将产生一个很小的不为零的 $\stackrel{\‾}{s}\≠0.$ 如果驱动电压小于调制器半波电压时，

将增大，而当驱动电压大于半波电压时，

将先很快地减小，之后快速增大，因此，利用

可以监测相位调制深度，特别是在1附近。

驱动相位调制器驱动电压偏离半波电压时产生的光功率峰值功率差最大最小值

${\left|E_{\mathrm{hybrid}}\left(t\right)\right|}_{{}_{\min }^{\max }}^2=r^2+1\±2r\sqrt{{(1-\mathrm{\η}/2)}^2+\frac{{\mathrm{\η}}^2}{{({\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)}^2}}\left|\sin \right[\frac{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}{2}+\arctan \frac{(1-\mathrm{\η}/2)({\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1)}{\mathrm{\η}}\left]\right|---\left(3\right)$

其中α_1，2分别表示高低电平对应的相位，定义相位调制深度为m＝(α₂-α₁)/π。由(3)可以求解得到最大最小值相等时，对应的相位调制深度。

图11给出了不同相位调制深度下，探测光功率最大最小值(dBm单位)之差与相位调制深度的关系图，其中离散点为实验结果。可以看出理论和实验结果吻合得很好，在调制深度略大于1时，探测光功率的最大最小值相差最小。拟合参数为r＝2.2，η＝0.3。

切割脉冲与相位调制信号定时偏差条件下产生的光功率最大最小值

假设切割脉冲为50％的同频正弦信号切割，则其切割脉冲形状为

$p(t,\mathrm{\τ})=0.5\{1+\sin [\frac{\mathrm{\π}}{2}m\cos 2\mathrm{\π}(t-\mathrm{\τ})\left]\right\}\left|t\right|,\left|\mathrm{\τ}\right|\≤0.5---\left(4\right)$

其中m为调制器的消光系数，与消光比的关系为 $m=\frac{2}{\mathrm{\π}}\arcsin [(\mathrm{EXT}-1)/(\mathrm{EXT}+1)],$ τ为切割脉冲与相位调制信号的相对延时，则功率计检测到的功率为

${\left|E_{\mathrm{hybrid}}(t,\mathrm{\τ})\right|}^2={|s\left(t\right)\sqrt{p(t,\mathrm{\τ})}+c|}^2={\left|s\left(t\right)\right|}^2\left|p(t,\mathrm{\τ})\right|+{\left|c\right|}^2$

$+2\left\{\mathrm{Re}\right[s_1\left(t\right)c^{*}\sqrt{p(t,\mathrm{\τ})}]+\mathrm{Re}[s_0\left(t\right)c^{*}\sqrt{p(t,\mathrm{\τ})}\left]\right\}---\left(5\right)$

$=\frac{r^2}{2}+1+2{\mathrm{rI}}_1+{2\mathrm{rI}}_0$

其中I₁为稳态相位项的贡献

$I_1(\mathrm{\τ},\mathrm{\φ})=\frac{1}{2}(P_{\mathrm{full}}+P_{\mathrm{part}})\cos \left(\frac{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}{2}\right)$

$P_{\mathrm{full}}=\frac{\sqrt{2}}{2}{J}_0\left(\frac{\mathrm{\π}}{4}m\right)$

$P_{\mathrm{part}}=P_{\mathrm{full}}(1-\mathrm{\η})-\sqrt{2}\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}{(-1)}^n{J}_{2n-1}\left(\frac{\mathrm{\π}}{4}m\right)\frac{\cos \left[2(2n-1)\mathrm{\π\τ}\right]\sin [(2n-1)\mathrm{\π\η}}{(2n-1)\mathrm{\π}}---\left(6\right)$

$-\sqrt{2}\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(\frac{\mathrm{\π}}{4}m\right)\frac{\cos \left[4\mathrm{n\π\τ}\right]\sin \left[2\mathrm{n\π\η}\right]}{2\mathrm{n\π}}$

其中P_full表示1个完整的相位调制信号脉冲的功率贡献，而P_part表示在两个稳态相位状态之间过渡的相位部分的功率贡献，J_n(·)表示第一类n阶贝塞尔函数。

I₀为瞬态相位项的贡献

$I_0(\mathrm{\τ},\mathrm{\φ})=\frac{1}{2}{\∫}_{-0.5\mathrm{\η}}^{0.5\mathrm{\η}}\sqrt{p(t,\mathrm{\τ})}\cos \left(\frac{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}{\mathrm{\η}}t\right)\mathrm{dt}=\frac{P_{\mathrm{total}}\mathrm{\η}}{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}\sin \left(\frac{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}{2}\right)$

$+\frac{\sqrt{2}}{2}\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}{(-1)}^n\{J_{2n-1}\left(\frac{\mathrm{\π}}{4}m\right)\mathrm{\ξ}(2n-1,\mathrm{\η},\mathrm{\τ})+J_{2n}\left(\frac{\mathrm{\π}}{4}m\right)\mathrm{\ξ}(2n,\mathrm{\η},\mathrm{\τ})\}---\left(7\right)$

$\mathrm{\ξ}(n,\mathrm{\η},\mathrm{\τ})=\left\{\begin{array}{cc}2\frac{(2\mathrm{n\π}\sin n\mathrm{\π\η}\cos \mathrm{k\η}-k\cos n\mathrm{\π\η}\sin \mathrm{k\η})\cos 2\mathrm{n\π\τ}}{{\left(2\mathrm{n\π}\right)}^2-k^2}& \mathrm{n\π}\≠k=\frac{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}{2\mathrm{\η}}\\ \frac{1}{2}(\mathrm{\η}+\frac{\sin 2\mathrm{n\π\η}}{2\mathrm{n\π}})\cos \left(2\mathrm{n\π\τ}\right)& \mathrm{n\π}=k=\frac{{\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\α}}_1}{2\mathrm{\η}}\end{array}\right.$

假定kη≈π/2，则|E_hybrid(t，τ)|_τ＝0达到最小值，|E_hybrid(t，τ)|_τ＝0.5达到最大值，且当 $r=\sqrt{2}$ 时，即RZ-DPSK信号与本振光具有相等的平均光功率时，功率变化最为敏感。

Claims (10)

1、一种监测电光调制器产生相移键控信号缺陷的方法，包括：

将来自于同一光源的部分调制前光与调制后的光合波；

用低速光探测器来测量合波光平均光功率；

记录测量得到的合波光平均光功率的最大值与最小值，并且计算所述最大值对所述最小值的比值，作为相移键控信号多种缺陷的指示量。

2、根据权利要求1所述的方法，其中，所述电光相位调制器是强度调制器和相位调制器的组合、马赫曾德尔调制器、以及相位调制器中的至少一个。

3、根据权利要求1所述的方法，其中，所述将来自于同一光源的部分调制前光与调制后的光合波的步骤进一步包括：

在调制之前，将来自所述光源的光分成两束光；

对所述两束光中的一束进行调制。

4、根据权利要求2所述方法，其中，所述记录测量得到的合波光平均光功率的最大值与最小值，并且计算所述最大值对所述最小值的比值的步骤进一步包括：

对低速探测后的混合光功率执行采样；

对采样的信号执行模数转换；

对模数转换后的数字信号执行数据处理。

5、根据权利要求4所述的方法，其中，所述数据处理的操作包括：

随着时间推移而依次记录各个时间窗口中的功率数值的最大值和最小值；

从所记录的所有功率数值的最大值和最小值中取得功率数值的全局最大值和全局最小值，其中，所述功率数值全局最大值指的是从最早记录的窗口到当前窗口的每一个所记录的功率数值最大值中的最大者，所述功率数值全局最小值指的是从最早记录的窗口到当前窗口的每一个所记录的功率数值最小值中的最小者；

通过计算所述功率数值全局最大值与所述功率数值全局最小值的比值；

根据所述比值判断调制信号是否存在缺陷。

6、根据权利要求5所述的方法，进一步包括：

如果调制信号存在缺陷，则根据所述合波光功率数值的最大值与最小值的比值的变化来确定：偏置在零点的马赫曾德尔调制器，由于零点漂移而导致相移键控信号输出光功率出现了与调制信号相关的功率波动。

7、根据权利要求5所述的方法，进一步包括：

如果调制信号存在缺陷，则根据所述合波光功率数值的最大值与最小值的比值变化来确定：驱动相位调制器的驱动器输出电压不合适而导致的相移键控信号的相位移偏离π使得解调后的波形出现失真。

8、根据权利要求5所述的方法，其中，当所述电光相位调制器是强度调制器和相位调制器的组合时，如果调制信号存在缺陷，则进一步包括：

电光相位调制器对光波的相位进行调制得到相移键控信号；

光强度调制器对光波进行强度上的脉冲切割得到归零相移键控信号；

根据所述合波光功率数值的最大值与最小值的比值来确定：驱动电光相位调制器驱动器合适的电压输出大小以及光强度调制器脉冲切割信号与电光相位调制信号之间的定时漂移。

9、根据权利要求6、7和8中的任意一项所述的方法，进一步包括：

调整偏置电压或驱动电压中的至少一个，直到消除相移键控信号的缺陷。

10、一种监测电光调制器产生相移键控信号缺陷的装置，包括：

第一耦合器，将来自于同一光源的光分成两束光，其中，所述两束光中的一束由所述电光调制器来调制；

第二耦合器，抽取部分调制后的光；

第三耦合器，将部分调制前光与调制后的光合波；

探测器，用于测量合波光平均光功率；

处理器，记录测量得到的合波光平均光功率的最大值与最小值，并且计算所述最大值对所述最小值的比值，作为相移键控信号多种缺陷的指示量，并发出相应的控制调整命令(信号)。

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