CN101252227A - 毫米波一体化多通道有源发射天线及其相位补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一个毫米波一体化多通道有源发射天线装置及其相位补偿方法，天线装置包括毫米波阵列天线、多通道有源发射模块，补偿方法包括微带线、加载介质和金属盒体，属于有源天线技术领域。天线装置采用一体化结构，并且有源发射模块内部没有有源相移器件。通道间相位补偿方法是利用功率放大器输入端口前级起级联作用的微带线加载高介电常数的介质。通过选取不同的加载介质可以实现0－360度范围内的相位误差补偿，并且不影响幅度一致性。本发明具有调试简便、设计巧妙、小型化等诸多优点，是一种操作性及实效性很强的天线装置及相位补偿方法。

Description

毫米波一体化多通道有源发射天线及其相位补偿方法

技术领域

本发明属于有源天线技术领域。

背景技术

有源发射天线是将有源发射模块与天线单元直接连接而组成的，具有体积小、重量轻、结构紧凑等优点，在移动通信、军事探测、电子对抗等领域有着广泛的应用前景。近年来，随着单片微波集成电路(MMIC)、空间功率合成技术及毫米波全平面集成技术的快速发展，推动了毫米波有源发射天线技术走向成熟，毫米波有源发射天线更成为研究的热点。但独立的有源发射天线无法实现波束形成及波束电扫描，因此多通道的有源发射天线具有更深刻的学术价值和工程价值。

对于有源发射天线而言，通道间的相位误差将决定其空间合成效率及发射波束形成的准确性。随着微电子工艺的发展，为了实现小型化目的，有源器件均是采用MMIC技术实现。基于现有的国内国外制造水平，芯片级有源器件易于实现输出信号幅度的一致性，但是相位一致性无法保证，并且相位误差为±180度范围之内。普通有源发射天线均采用添加毫米波移相器的方法进行相位补偿，其插损较大，达到7dB；并且调相精度差，相位最小可调角度为11.25度；增加一个移相器也会增加10毫米长度，使***体积增大。对于一体化多通道毫米波有源发射天线，在保证输出功率不变的条件下，在通道间幅度误差0.5dB以内以及相位误差10度以内的***要求约束下，过去添加毫米波移相器的方法进行相位补偿的方法与小型化***结构及指标要求发生无法调和的矛盾，并且在国内外尚无相关有效的实现方法，因此在高集成度有源电路中如何简便补偿发射通道幅相误差是实现毫米波一体化多通道有源发射天线的关键难点。

为了实现毫米波有源发射天线一体化及小型化设计，基于现有的集成水平，发射模块都采用基于MMIC技术的多芯片组装技术，而该种实现方案中由多级放大器级联组成的发射通道比较容易保证发射信号幅度的一致性，而相位一致性很难实现，同时受限于一体化、小型化设计要求无法增加移相器，因此发射信号的相位误差较大，应用于有源发射天线会严重影响有源天线发射方向图。

发明内容

本发明的主要目的是解决以上的技术问题。尤其是，本发明的一个目的是提供一种天线装置，它能以高度集成化的方式实现毫米波一体化多通道有源发射天线，并且与相关传统产品相比不需要使用毫米波移相器。

本发明的另一个目的是提供一种有源发射天线通道间相位一致性的简易实现方法，是一种无源实现方法，并且不需要增加天线体积。

为了实现以上目的，在发明的一个方面，本发明提供了一种毫米波一体化多通道有源发射天线装置，包括毫米波阵列天线、多通道有源发射模块。毫米波阵列天线与多通道有源发射模块采用无缝联接结构，多通道有源发射模块具有由介质加载微带线构成的相位补偿网络。

毫米波一体化多通道有源发射天线装置，它包括：毫米波阵列天线，多通道有源发射模块。毫米波阵列天线是利于小型化的平面阵列天线，可以采用微带阵列天线、波导缝隙阵列天线。多通道有源发射模块包括有源放大器、微带线、相位补偿网络、功分电路和金属盒体，模块中的各组件为以MMIC(毫米波单片集成电路)技术为基础的毫米波全平面集成电路。毫米波阵列天线与多通道有源发射模块采用无缝联接结构，省去联接馈线，实现一体化多通道有源发射天线结构。其中，多通道有源发射模块的有源放大器包括末级功率放大器(PA)及推动级推动放大器(A)，有源放大器由高性能的MMIC芯片实现，推动级放大器根据末级功率放大器需要推动的功率值确定，假如推动功率足够也可以没有推动级放大器；微带线(MS)，级联各功能器件，利用金线键合实现功能器件与微带线(MS)的联接；相位补偿网络(PC)，加载介质设置在金属盒体内部并且在微带线上方的空气屏蔽腔内实现通道相位误差补偿，加载介质设置在发射模块功分电路(Dv1与Dv2)输出级之后到末级功率放大器(PA)的输入级之前的微带线上；多级功分器(Dv1与Dv2)，实现对毫米波信号源模块的复用，以减少MMIC芯片数量保证天线小型化特点。本发明提供的这种天线装置具备一体化、小型化、易实现等特点，并且可以应用于宽带毫米波雷达。

相位补偿网络中的加载介质是毫米波频段的损耗角小并且介电常数大于空气的高介电常数介质，常用的加载介质是聚四氟乙烯、陶瓷粉末或陶瓷。加载介质可以是任意形状，只要摆放在适当的位置都会造成相位补偿。而为保证相位补偿量的可预知性，选择规则的长方体形状进行加载为最佳。在已知相位误差θ的情况下，可以推导出无过渡段情况下规则长方体介质长度的计算公式，为

$b=\frac{\mathrm{\θ}}{360}\·\frac{{\mathrm{\λ}}_0}{\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{re}}}-1}---\left(1\right)$

在介质两侧加载阶梯状或者斜坡状的过渡网络，过渡网络长度根据需要可长可短。通过公式(1)可以看出，微带线长度允许的条件下，利用本发明提供的实现方法可以实现的通道间相位补偿范围为0-360度。

依据本发明的另一个方面，提供了一种毫米波一体化多通道有源发射天线装置的相位误差补偿方法，它包括：将预先制作的毫米波阵列天线与多通道有源发射天线模块无缝联接；测量多通道有源发射天线获取通道相位误差；在多通道有源发射模块中设置加载介质，以构成相位补偿网络。

相位补偿量与加载介质的材料、长度、厚度、宽度以及摆放的位置相关，但是实现相位补偿的原理是一致的。

其加载介质的材料只要是与空气的介电常数不同并且在毫米波频段的损耗角较小，便都可以实现有效的有源发射天线相位补偿功能。加载介质可以采用聚四氟乙烯、陶瓷粉末或陶瓷，其介电常数分别为2.2、3.48、9.8。

本发明提出的补偿方法，多通道有源发射模块包括有源放大器、微带线、相位补偿网络、功分电路和金属盒体，所述的加载介质设置在金属盒体内部以及微带线(MS)上方的空气屏蔽腔内。本发明提出的相位补偿网络(PC)***损耗较小，为了保证相位补偿网络(PC)不影响输出功率，放置在发射模块功分电路(Dv2)输出级之后到末级功率放大器(PA)的输入级之前的任意微带线上，末级功率放大器(PA)的输入推动功率需要预留0.5dB功率裕量，使末级功率放大器一直工作于饱和区，保证发射信号幅度一致性没有变化。

从原理上讲，但是由于电场的存在，加载介质摆放在导体带上方任意位置都会产生相移特性，因此介质摆放的位置并不是唯一的，但是相位补偿的原理都是一致的，只是补偿量是不同的，将介质摆放在导体带的正上方造成的相移量最大。最佳摆放位置为微带线导体带的正上方，并且介质两侧与屏蔽腔侧壁紧密相连，使其与金属屏蔽盒侧壁充分接触，此时介质内部的热可以最大限度地通过侧壁传导出去，提高了相位补偿网络的功率容量及温度稳定性以保证该相位补偿网络的功率容量。

加载介质可以是任意形状，只要摆放在适当的位置都会造成相位补偿。而为保证相位补偿量的可预知性，选择规则的长方体形状进行加载为最佳。在已知相位误差θ的情况下，可以推导出无过渡段情况下规则长方体介质长度b的计算公式，为

$b=\frac{\mathrm{\θ}}{360}\·\frac{{\mathrm{\λ}}_0}{\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{re}}}-1}---\left(1\right)$

其中，b为相位补偿段的长度，θ为已知相位误差，λ₀为空气介质的微带线导波波长，ε_re为传播媒质的等效相对介电常数。

为了减小由于加载介质产生不连续面造成的补偿网络对***的插损和驻波的恶化，在介质两侧加载阶梯状或者斜坡状的过渡网络。过渡网络长度根据需要可长可短，也可以没有。该过渡网络长度越长，过渡效果越佳，因此在微带线长度允许的条件下，尽量增加渐变过渡段的长度a；假如微带线长度受限，只能以牺牲驻波及插损为代价保证相位补偿性能，即减小a，最极端的情况是没有过渡段的长方形加载介质。

通过公式(1)可以看出，微带线长度允许的条件下，利用本发明提供的实现方法可以实现的通道间相位补偿范围为0-360度。

高介电常数介质代替空气，增加了微带线传输媒质的等效介电常数ε_re，导致传输线的导波波长λ_g减小，从而造成相移量发生变化。本发明提供的实现方法可以应用于所有频段，根据不同的工作频率，相同的加载介质长度对应的相位补偿值有所变化，其值为

$\mathrm{\θ}=360\·\frac{b}{{\mathrm{\λ}}_0}\·(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{re}}}-1)---\left(2\right)$

其中，θ为已知相位误差，b为相位补偿段的长度，λ₀为空气介质的微带线导波波长，ε_re为传播媒质的等效相对介电常数。

本发明提供的天线装置及实现方法的有益效果为：

1)有源发射天线利用空间合成原理获取较大发射功率，省掉电路级功率合成网络，可以大大提高功率合成的效率。对于微带天线而言，可以最大程度地降低馈电网络的损耗，明显地提高天线有效辐射增益。

2)利用有源发射模块中起到联接各功能器件作用的微带线，选取合适的高介电常数介质实现±180度范围内的全相位误差补偿，这样无需增加有源天线体积以添加相位误差补偿网络，满足***小型化要求。

3)相位补偿段置于末级功率放大器输入级之前，推动功率预留一定裕量便可以保证发射通道始终都处于饱和区，因此该毫米波有源发射天线的调试方法不影响发射功率及发射方向图。

4)经过该调试方法的Ka波段有源发射天线的工作带宽大于500MHz，基本可以满足移动通信、军事探测以及电子对抗的应用要求。

5)相位补偿方法简便易操作，利用发射通道内各器件间起级联作用的微带线即可完成，加载介质可以采用聚四氟乙烯、陶瓷等等，并且加载介质与微带线之间直接通过低损耗胶粘接即可。

6)本发明提出的有源发射天线调试方法也可以应用于其它所有频段，只是根据不同的工作频率，相同的加载介质长度对应的相位补偿值有所变化，具体加载介质长度的计算公式见公式(2)。

附图说明

图1—一体化毫米波有源天线发射通道原理框图，其中：PA-末级功率放大器，A-推动级放大器，Dv-功分器；

图2——介质加载微带线的相位补偿方法示意图，其中：1-加载介质，2-微带线，3-金属屏蔽盒；

图3——加载不同高介电常数介质引起的相移实测结果；

图4——补偿前后的发射通道相位误差实测结果，

其中：图4-1——95度相位误差补偿前后实测结果，图4-2—50度相位，误差补偿前后实测结果，图4-3——35度相位误差补偿前后实测结果；

图5——四通道毫米波有源天线的俯仰及方位发射方向图实测结果，

其中：图5-1——方位方向图，图5-2——俯仰方向图；

图6—有源发射天线闭环补偿方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

图1是一体化毫米波有源天线发射通道原理框图，以四路为例。为实现小型化结构，四个发射通道在射频部分通过两级功分电路实现，这样功能器件少，结构紧凑；缺点是通道间相位误差补偿必须在射频部分完成，过去添加毫米波移相器的方法进行相位补偿的方法失效。

图2是介质加载微带线的相位补偿方法示意图。在微带线上方的空气屏蔽腔内加载高介电常数介质。为了保证相位补偿网络不影响输出功率，在末级功率放大器的输入级之前，通过微带线上加载介质的简便相位补偿网络实现多路发射通道的相位误差补偿，从而实现一体化毫米波多路有源发射天线。通过改变加载介质的长度和材料(即介电常数)可以改变补偿相移量。

图3是加载不同高介电常数介质引起的相移实测结果。三种填充介质分别为聚四氟乙烯、陶瓷粉末和陶瓷，其介电常数分别为2.2、3.48和9.8，其中聚四氟乙烯材料厚度为3毫米，而陶瓷粉末和陶瓷的厚度为0.5毫米，为实现360度全相位补偿，可以利用多层陶瓷板结构实现。

图4是补偿前后的发射通道相位误差实测结果。该实测结果是以四通道有源发射天线为例测量补偿前后的发射通道相位误差，因此共有三组通道间相位误差曲线。补偿前通道相位误差在33GHz到33.5GHz的工作频段内分别为95度、50度和35度，补偿后通道相位误差在33GHz到33.5GHz的工作频段内基本为零，精度在5度以内。

图5是四通道毫米波有源天线的俯仰及方位发射方向图实测结果。图5-1为方位方向图，图5-2为俯仰方向图。每个图中共有六条方向图曲线，分别为工作频率为33GHz、33.1GHz、33.2 GHz、33.3 GHz、33.4 GHz、33.5 GHz的角度范围为±30度的方向图曲线。

图6是有源发射天线闭环补偿方法流程图。第一步骤，进行通道间相位误差的测量，若误差值为零则可以进入第二步骤，若误差值不为零则利用介质加载的方法进行相位补偿直至俯仰和方位的相位误差值为零即可进入第二步骤；第二步骤，发射方向图验证，若正确整个调试工作结束，若不正确则回到第一步骤形成闭环补偿方法。

实施例1

以相位误差为95度为例介绍本发明提出的有源发射天线相位误差补偿的操作步骤：

1.利用矢量网络分析仪测量发射通道相位误差，从而获取工作频率为33GHz时有源发射天线两通道之间的相位误差θ₁为95度。

2.选择规则的长方体陶瓷介质加载，厚度为0.5毫米，宽度与屏蔽腔等宽并且侧壁与屏蔽腔金属侧壁充分接触，空气屏蔽腔高度为3毫米，便于计算选取无过渡段的长方体结构。此时，该结构的等效介电常数ε_re为1.583。

3.根据公式(1)确定相位补偿段的长度l₁，相位误差θ₁为95度，工作频率为33GHz时λ₀为9.09毫米，等效介电常数ε_re为1.583，将这些已知参数代入公式(1)可得

(3)

4.利用机械线切割等手段得到所需的长度为9.3毫米的长方体加载介质，利用不影响电磁波传输的低损耗胶将加载介质固定在末级功率放大器芯片与推动级放大器芯片之间起级联作用的微带线上方。

5.再次利用量网络分析仪测量发射通道相位误差，补偿后相位误差可以满足5度的毫米波有源天线***指标要求，图4-1为通道相位误差为95度时利用本发明提出的介质加载微带线方法补偿前后的相位误差实测结果，补偿后工作频率为33GHz的通道相位误差为1.37度。

6.在微波暗室内测量有源发射天线的合成发射方向图，验证空间合成发射波束形成的正确性。

实施例2

以相位误差为50度为例介绍本发明提出的有源发射天线相位误差补偿操作步骤，其具体操作步骤与实施例1一致，只是补偿段长度不同。假设相位误差θ₂为50度，工作频率为33GHz时λ₀为9.09毫米，等效介电常数ε_re为1.583，将这些已知参数代入公式(1)可得

(4)

按照实施例1中的操作步骤进行相位补偿，图4-2为通道相位误差为50度时利用本发明提出的介质加载微带线方法补偿前后的相位误差实测结果，补偿后工作频率为33GHz的通道相位误差为2.21度。

实施例3

以相位误差为35度为例介绍本发明提出的有源发射天线相位误差补偿操作步骤，其具体操作步骤如实施例1，只是补偿段长度不同。假设相位误差θ₃为35度，工作频率为33GHz时λ₀为8.57毫米，等效介电常数ε_re为1.583，将这些已知参数代入公式(1)可得

(5)

按照实施例1中的操作步骤进行相位补偿，图4-3为通道相位误差为35度时利用本发明提出的介质加载微带线方法补偿前后的相位误差实测结果，补偿后工作频率为33GHz的通道相位误差为4.57度。

实施例4

以工作频率为36GHz为例介绍本发明提出的有源发射天线相位误差补偿操作步骤，其具体操作步骤如实施例1，只是补偿段长度不同。假设相位误差θ₄为95度，工作频率为36GHz时λ₀为8.33毫米，等效介电常数ε_re为1.583，将这些已知参数代入公式(1)可得

(5)

按照实施例1中的操作步骤进行相位补偿。

实施例5

以选用聚四氟乙烯为例介绍本发明提出的有源发射天线相位误差补偿操作步骤，其具体操作步骤如实施例1，只是介质材料及补偿段长度不同。假设相位误差θ₅为35度，工作频率为33GHz时λ₀为9.09毫米，等效介电常数ε_re为1.094，将这些已知参数代入公式(1)可得

(6)

按照实施例1中的操作步骤进行相位补偿。

Claims (14)

1.一种毫米波一体化多通道有源发射天线装置，包括毫米波阵列天线、多通道有源发射模块，其特征在于：

1)毫米波阵列天线与多通道有源发射模块采用无缝联接结构，多通道有源发射模块具有由介质加载微带线构成的相位补偿网络；

2)毫米波阵列天线是平面阵列天线；

3)多通道有源发射模块包括有源放大器、微带线、相位补偿网络、功分电路和金属盒体，其特征在于：所述模块中的各组件为以MMIC技术为基础的毫米波全平面集成电路，有源放大器由高性能的MMIC芯片实现；

4)多通道有源发射模块包括有源放大器、微带线、相位补偿网络、功分电路和金属盒体，其特征在于：所述的加载介质设置在金属盒体内部并且在微带线上方的空气屏蔽腔内，并且需要设置在发射模块的功分电路(Dv1与Dv2)输出级之后到末级功率放大器(PA)的输入级之前的微带线上。

2.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于：所述的平面阵列天线是微带阵列天线、波导缝隙阵列天线。

3.根据权利要求1所述的天线装置，其中多通道有源发射模块还包括推动级功率放大器(A)，该推动级放大器根据所述末级功率放大器需要推动的功率值确定。

4.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于：所述的相位补偿网络中的加载介质是毫米波频段的损耗角小并且介电常数大于空气的高介电常数介质。

5.根据权利要求4所述的天线装置，其中，加载介质是聚四氟乙烯、陶瓷粉末或陶瓷。

6.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于：加载介质适宜设置在微带线导体带的正上方，介质两侧与屏蔽腔侧壁紧密相连。

7.根据权利要求1所述的天线装置，其中，相位补偿网络的加载介质是任意形状的。

8.根据权利要求6所述的天线装置，其特征在于：加载介质的适宜形状是选择规则的长方体形状。

9.根据权利要求6所述的天线装置，其特征在于：在介质两侧加载阶梯状或者斜坡状的过渡网络，过渡网络长度根据需要可长可短。

10.根据权利要求1所述的天线装置，其中，相位补偿网络的特征在于：微带线长度允许的条件下，可以实现的通道间相位补偿范围为0-360度。

11.一种毫米波一体化多通道有源发射天线装置的通道相位误差补偿方法，所述方法包括：

1)将预先制作的毫米波阵列天线与多通道有源发射天线模块无缝联接；

2)测量多通道有源发射天线获取通道相位误差；

3)在多通道有源发射模块中设置加载介质，以构成相位补偿网络。

12.根据权利要求11所述的补偿方法，其中，加载介质是毫米波频段的损耗角小并且介电常数大于空气的高介电常数介质。

13.根据权利要求11所述的补偿方法，其特征在于：为保证相位补偿的可预知性，加载介质的适宜形状是选择规则的长方体形状，长度的计算公式为

$b=\frac{\mathrm{\θ}}{360}\·\frac{{\mathrm{\λ}}_0}{\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{re}}}-1}---\left(1\right)$

其中，b为相位补偿段的长度，θ为已知相位误差，λ₀为空气介质的微带线导波波长，ε_re为传播媒质的等效相对介电常数。

14.根据权利要求11所述的补偿方法，其特征在于：相位补偿方法可以应用于所有频段，根据不同的工作频率，相同的加载介质长度对应的相位补偿值有所变化，其值为

$\mathrm{\θ}=360\·\frac{b}{{\mathrm{\λ}}_0}\·(\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{re}}}-1)---\left(2\right)$

其中，θ为已知相位误差，b为相位补偿段的长度，λ₀为空气介质的微带线导波波长，ε_re为传播媒质的等效相对介电常数。

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