CN101232488B - 能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法 - Google Patents

Abstract

能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，本发明涉及能降低正交频分复用通信***的峰均功率比的通信方法。它克服了信号修正类技术会造成信号畸变和概率类技术实现过程繁琐的缺陷。它通过下述步骤实现：在发射机端串并转换后的多进制基带调制信号经离散傅立叶逆变换后得到正交频分复用信号，该信号送往正变换模块，在参数α的控制下对数据进行四项加权分数傅立叶变换，接着完成数字载波调制，数据再经D/A转换及上变频后送入信道传送；在接收机端经过下变频和A/D采样后的数据送往反变换模块，进行数字载波相干解调，再经过参数-α控制的四项加权分数傅立叶变换得到含有载波的正交频分复用信号，经过离散傅立叶正变换之后即可完成载波解调工作。

Description

能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，涉及能降低正交频分复用通信***的峰均功率比的通信方法。

背景技术

OFDM(正交频分复用)作为***移动通信的核心技术以其高效的频谱利用率、良好的抗多径衰落特性，得到了人们广泛的关注。

OFDM***属于多载波***，而峰均功率比问题是多载波***中的一个普遍问题。OFDM信号的振幅与各子载波的相位有关，所谓峰均功率比问题，即在某一时刻，多载波***中的各个子载波以相同的相位进行累加时会产生很大的峰值，从而要求功率放大器具有很大的线性区域。否则，当信号峰值进入放大器的非线性区域时，就会使信号产生畸变，从而产生子载波间的互调干扰和带外辐射，破坏子载波间的正交性，降低***性能。

功率归一化的OFDM***的时域抽样序列{x_n}如下：

$x\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}},n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1$

其中N为子载波数，X_k表示第k个子载波上的调制符号。OFDM***的调制过程可以有离散傅立叶逆变换实现，解调过程可以由离散傅立叶正变换实现。峰均功率比可以定义为：

$\mathrm{PAPR}\left(\mathrm{dB}\right)=10\lg \frac{\underset{n}{\max }\left\{{\left|x_n\right|}^2\right\}}{E\left\{{\left|x_n\right|}^2\right\}}$

减小峰均功率比(PAPR：Peak-to-Average Power Ratio)影响的典型方法是增大功率放大器线性区域，但这会增加***成本，降低功率放大效率。目前采取的减小PAPR影响的有效手段，主要是通过各种方法降低输入功率放大器的信号的PAPR。现有降低PAPR的方法可以大致分为以下几个类型：①信号修正类技术，也称限幅类技术，通过直接对调制后的信号进行限幅修正以减小峰值的幅度，包括限幅滤波、峰值加窗以及峰值抵消，这一类技术属于非线性操作，会造成信号的畸变；②概率类技术，这一类技术不着眼于降低信号幅度的最大值，而是降低峰值出现的概率，由于通常引入新的分量，所以也称作新分量注入类技术，包括选择映射(SLM：Selected Mapping)、部分传输序列(PTS：PartialTransmit Sequence)、冲击成形(PS：Pulse Shaping)、载波***(TI：Tone Injection)、载波抑制或载波预留(TR：Tone Rejection)以及编码类技术，其实现过程繁琐；③运算规则变更类技术，包括小波变换和C变换(压缩扩展)。

发明内容

本发明的目的是提供一种能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，以克服已有的信号修正类技术会造成信号畸变的缺陷和已有的概率类技术实现过程繁琐的缺陷。

本发明的方法通过下述步骤实现：在发射机端，串并转换后的多进制基带调制信号经过离散傅立叶逆变换后得到正交频分复用信号，该信号再送往正变换模块，正变换模块在参数α的控制下对数据进行四项加权分数傅立叶变换，接着完成数字载波调制，然后数据再经D/A转换及上变频后送入信道传送；在接收机端，经过下变频和A/D采样后的数据送往反变换模块，在反变换模块中首先进行数字载波相干解调，接着再经过参数-α控制的四项加权分数傅立叶变换之后得到含有载波的正交频分复用信号，接着经过离散傅立叶正变换之后即可完成载波解调工作。

与传统正交频分复用***相比，本发明在发送端离散傅立叶逆变换之后和接收端离散傅立叶正变换之前各增加一个四项加权分数傅立叶变换模块。在发送端，正交频分复用信号经过参数为α的四项加权分数傅立叶变换模块后，完成了峰均功率比的抑制过程；在接收端，经过参数为-α的四项加权分数傅立叶变换即可回复原正交频分复用信号。

本发明的方法不对信号进行非线性操作，因此不会造成信号的畸变。本发明的方法，能够在不占用额外频谱资源的条件下对实现降低OFDM***PAPR的目的；其实现的复杂度与傅立叶变换算法相当，占用***硬件资源较少，易于实现；发射机与接收机的核心单元相同，都是四项加权分数傅立叶变换模块，而且只需快速傅立叶正、反变换其中之一即可，故易于双工通信时的复用；可以根据实际情况选择参数α，实现灵活的动态调整，可使***工作在性能最优的条件下。

附图说明

图1是基于四项加权分数傅立叶变换的OFDM通信装置结构示意图，图2是发射端正变换模块示意图，图3是接收端反变换模块结构示意图，图4是串行处理方式的反转模块结构示意图，图5是并行处理方式的反转模块结构示意图，图6是512个子载波的OFDM***在QPSK调制方式下进行200次试验的PAPR(峰均功率比)，图7是512个子载波的基于参数α＝0.5的四项加权分数傅立叶变换的OFDM***在QPSK调制方式下进行200次试验的PAPR。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1具体说明本实施方式。本实施方式的方法通过下述步骤实现：在发射机端，串并转换后的多进制基带调制信号经过离散傅立叶逆变换后得到正交频分复用信号，该信号再送往正变换模块，正变换模块在参数α的控制下对数据进行四项加权分数傅立叶变换，接着完成数字载波调制，然后数据再经D/A转换及上变频后送入信道传送；在接收机端，经过下变频和A/D采样后的数据送往反变换模块，在反变换模块中首先进行数字载波相干解调，接着再经过参数-α控制的四项加权分数傅立叶变换之后得到含有载波的正交频分复用信号，接着经过离散傅立叶正变换之后即可完成载波解调工作。

在正变换模块中进行的正变换具体步骤为：一、经过离散傅立叶逆变换后的OFDM信号交予正变换模块，其中信号的形式为复数。二、正变换模块逐帧对数据进行变换，帧长为离散傅立叶变换的长度，通常选取2的整数次幂，使用者可以根据实际情况灵活选择。变换后的数据即完成了PAPR的抑制工作。变换的核心是对数据序列进行加权求和，四个被加权的序列依次为：输入的OFDM数据序列、OFDM数据序列经过离散傅立叶变换后的序列、OFDM数据序列经过反转模块后的序列、OFDM数据序列依次经过离散傅立叶变换和反转模块后的序列。使用者动态选择参数α，并由系数产生模块产生加权系数a₀、a₁、a₂、a₃对被加权序列进行加权求和。三、对加权后的复数序列进行数字载波调制后输出。

在反变换模块中进行的反变换具体步骤为：一、经过A/D采样后的数据首先进行数字载波的相干解调得到同相分量和正交分量，并以同相分量作为实部、正交分量作为虚部对应相加后进行序列的同步处理，同步输出序列即为待变换的复数序列。二、对待变换的复数序列做参数为-α的四项加权分数傅立叶变换，具体过程与正变换过程相同。变换后的序列即为含有载波的待解调的OFDM信号，可交由离散傅立叶正变换模块进行载波解调工作。

本实施方式的正变换模块和反变换模块均可由DSP、FPGA或FPGA+DSP实现。

本实施方式的正变换模块和反变换模块都可以采用并行或串行的***结构，其中并行结构更适合于FPGA，串行结构更适合于DSP；若采用FPGA+DSP或其他硬件架构，则可根据实际情况适当调整***结构。

分数傅立叶变换是一种将时频域有效整合的新型数学工具，四项加权分数傅立叶变换，又是有别于经典分数傅立叶变换的一种更新的数学变换方法。

四项加权分数傅立叶变换的定义为：

    F^α[f](t)＝a₀(α)f(t)+a₁(α)F(t)+a₂(α)f(-t)+a₃(α)F(-t)

其中a₀～a₃为由参数α控制的加权系数，具体表达形式为：

$a_l\left(\mathrm{\α}\right)=\cos \left(\frac{(\mathrm{\α}-l)\mathrm{\π}}{4}\right)\cos \left(\frac{2(\mathrm{\α}-l)\mathrm{\π}}{4}\right)\exp \left(\frac{3(\mathrm{\α}-l)\mathrm{\πi}}{4}\right),(l=\mathrm{0,1,2,3})$

参数α的取值周期为4，这里设定α的取值范围为[0，4]或[-2，2]之间的任何实数，对于取值范围之外的实数，加权系数a_l(l＝0，1，2，3)将随着α呈现周期性变化。当α＝0时四项加权分数傅立叶变换的结果为f(t)；当α＝1时四项加权分数傅立叶变换的结果为F(t)，是f(t)经过1次傅立叶变换或3次傅立叶逆变换的结果；当α＝2时四项加权分数傅立叶变换的结果为f(-t)，是f(t)经过2次傅立叶变换或2次傅立叶逆变换的结果，为f(t)以原点为中心的反转函数；当α＝3时四项加权分数傅立叶变换的结果为F(-t)，是f(t)经过3次傅立叶变换或1次傅立叶逆变换的结果，为F(t)以原点为中心的反转函数。其中傅立叶变换采用以下的定义：

$X\left(\mathrm{\&omega;}\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}x\left(t\right)e^{-\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{dt},-\&infin;<\mathrm{\&omega;}<\&infin;$

傅立叶逆变换采用以下的定义：

$x\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\&pi;}}}\underset{-\&infin;}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}X\left(\mathrm{\&omega;}\right)e^{\mathrm{j\&omega;t}}\mathrm{dt},-\&infin;<t<\&infin;$

对于数字***，可以采用离散傅立叶变换的快速算法(FFT)来实现傅立叶变换。

离散傅立叶正变换采用以下的定义：

$X\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{kn}},k=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N-1$

离散傅立叶逆变换采用以下的定义：

$x\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}X\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{kn}},n=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N-1$

设序列S(n)为序列x(n)进行参数为α的四项加权分数傅立叶变换的结果，则对序列S(n)进行参数为-α的四项加权分数傅立叶变换可以得到序列x(n)。即四项加权分数傅立叶变换的可逆性由参数α的选取体现，而与变换过程中选取傅立叶正变换或是反变换没有必然联系，只需满足正反变换采取相同的傅立叶变换形式即可(同为正变换或同为反变换)。

下面说明采用四项加权分数傅立叶变换的OFDM***可以降低***PAPR的基本原理。设M、N、P和Q均为大于1的整数，其中M＞N、P＞Q，并且满足

$\frac{M}{N}>\frac{P}{Q}>1\&DoubleRightArrow;\mathrm{MQ}-\mathrm{NP}>0$

实际***中进行OFDM调制前的信息的PAPR通常要小于调制后的PAPR，故可设调制前的OFDM信号的PAPR为：

调制后的OFDM信号的PAPR可以表示为

则采用四项加权分数傅立叶变换的OFDM***调制后信号的PAPR可以近似表示为： ${\mathrm{PAPR}}_{\mathrm{FrFT}}\&ap;\frac{M+P}{N+Q}>1,$ α不为奇数

即    PAPR_FrFT＜PAPR_OFDM后，α不为奇数

由于四项加权分数傅立叶变换的结果与参数α有关，故经过四项加权分数傅立叶变换后信号的PAPR也与参数α有关：

对于QPSK信号，512个子载波的OFDM***，采用参数为α＝0.5的四项加权分数傅立叶变换进行处理，PAPR平均可以降低0.76dB，最多时可以降低5dB以上。

具体实施方式二：下面结合图2具体说明本实施方式。本实施方式与实施方式一的不同点是：正变换模块包括一号反转模块2、傅立叶变换模块3、系数产生模块4、二号反转模块5、并串转换模块7、求和模块或加法器6和数字载波调制模块8，正交频分复用信号分别输送到一号反转模块2的输入端、傅立叶变换模块3的输入端和系数产生模块4的一个输入端，一号反转模块2的输出端连接系数产生模块4的另一个输入端，傅立叶变换模块3的输出端连接系数产生模块4的又一个输入端和二号反转模块5的输入端，二号反转模块5的输出端连接系数产生模块4的再一个输入端，参数α输入到系数产生模块4中以产生加权系数a₀、a₁、a₂，a₃，系数产生模块4的四个输出端分别连接求和模块或加法器6的一个输入端，求和模块或加法器6的输出端连接数字载波调制模块8的输入端，数字载波调制模块8的输出端连接并串转换模块7的输入端，并串转换模块7完成串行数据流输出。

正变换模块用来产生基于四项加权的分数傅立叶变换信号，其中傅立叶变换模块3应用离散傅立叶变换的快速算法实现。其中离散傅立叶变换采用如下定义：

$X\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{kn}}$

反变换模块与正变换模块相比，用数字载波相干解调模块替换了正变换模块当中的数字载波调制模块，并且增加了序列同步模块用以进行信息序列的同步，其余模块均相同。如图3。

一号反转模块2和二号反转模块5用来实现输入序列的时间反转处理。具体过程为：输入序列第一个元素位置不变，其他元素按照由后到前的顺序重新排列后作为输出序列的第二至最后的元素。如图4和图5。

输入正变换模块的基带数据可以是MPSK或MQAM等数字调制信号。基带调制/解调模块可以和正/反变换模块同时集成在一块DSP或FPGA芯片中实现。

具体实施方式三：下面结合图3具体说明本实施方式。本实施方式与实施方式一的不同点是：反变换模块包括串并转换模块1、数字载波相干解调模块18、一号反转模块2、傅立叶变换模块3、系数产生模块4、二号反转模块5、序列同步模块11和求和模块或加法器6，串行数据流输入到串并转换模块1的输入端，串并转换模块1的输出端连接数字载波相干解调模块18的输入端，数字载波相干解调模块18的输出端连接序列同步模块11的输入端，序列同步模块11的输出端连接傅立叶变换模块3的输入端、一号反转模块2的输入端和系数产生模块4的一个输入端，一号反转模块2的输出端连接系数产生模块4的另一个输入端，傅立叶变换模块3的输出端连接系数产生模块4的又一个输入端和二号反转模块5的输入端，二号反转模块5的输出端连接系数产生模块4的再一个输入端，参数-α输入到系数产生模块4中以产生加权系数a₀、a₁、a₂、a₃，系数产生模块4的四个输出端分别连接求和模块或加法器6的输入端，求和模块或加法器6的输出端连接并串转换模块7的输入端，并串转换模块7的输出端完成串行数据流输出。

Claims (5)

1.能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，其特征在于它通过下述步骤实现：在发射机端，串并转换后的多进制基带调制信号经过离散傅立叶逆变换后得到正交频分复用信号，该信号再送往正变换模块，正变换模块在参数α的控制下对数据进行四项加权分数傅立叶变换，接着完成数字载波调制，然后数据再经D/A转换及上变频后送入信道传送；在接收机端，经过下变频和A/D采样后的数据送往反变换模块，在反变换模块中首先进行数字载波相干解调，接着再经过参数-α控制的四项加权分数傅立叶变换之后得到含有载波的正交频分复用信号，接着经过离散傅立叶正变换之后即可完成载波解调工作。

2.根据权利要求1所述的能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，其特征在于在正变换模块中进行的正变换具体步骤为：一、经过离散傅立叶逆变换后的OFDM信号交予正变换模块，其中信号的形式为复数；二、正变换模块逐帧对数据进行变换，帧长为离散傅立叶变换的长度，变换的核心即对数据序列进行加权求和；四个被加权的序列依次为：输入的OFDM数据序列、OFDM数据序列经过离散傅立叶变换后的序列、OFDM数据序列经过反转模块后的序列、OFDM数据序列依次经过离散傅立叶变换和反转模块后的序列；使用者动态选择参数α，并由系数产生模块产生加权系数a₀、a₁、a₂或a₃对被加权序列进行加权求和；三、对加权后的复数序列进行数字载波调制后输出。

3.根据权利要求1所述的能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，其特征在于在反变换模块中进行的反变换具体步骤为：一、经过A/D采样后的数据首先进行数字载波的相干解调得到同相分量和正交分量，并以同相分量作为实部、正交分量作为虚部对应相加后进行序列的同步处理，所得即待变换的复数序列；二、对待变换的复数序列做参数为-α的四项加权分数傅立叶变换，变换后的序列即为含有载波的待解调的OFDM信号，交由离散傅立叶正变换模块进行载波解调工作。

4.根据权利要求1所述的能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，其特征在于正变换模块包括一号反转模块(2)、傅立叶变换模块(3)、系数产生模块(4)、二号反转模块(5)、并串转换模块(7)、求和模块或加法器(6)和数字载波调制模块(8)，正交频分复用信号分别输送到一号反转模块(2)的输入端、傅立叶变换模块(3)的输入端和系数产生模块(4)的一个输入端，一号反转模块(2)的输出端连接系数产生模块(4)的另一个输入端，傅立叶变换模块(3)的输出端连接系数产生模块(4)的又一个输入端和二号反转模块(5)的输入端，二号反转模块(5)的输出端连接系数产生模块(4)的再一个输入端，参数α输入到系数产生模块(4)中以产生加权系数a₀、a₁、a₂或a₃，系数产生模块(4)的四个输出端分别连接求和模块或加法器(6)的一个输入端，求和模块或加法器(6)的输出端连接数字载波调制模块(8)的输入端，数字载波调制模块(8)的输出端连接并串转换模块(7)的输入端，并串转换模块(7)完成串行数据流输出。

5.根据权利要求1所述的能降低正交频分复用***峰均功率比的通信方法，其特征在于反变换模块包括串并转换模块(1)、数字载波相干解调模块(18)、一号反转模块(2)、傅立叶变换模块(3)、系数产生模块(4)、二号反转模块(5)、序列同步模块(11)和求和模块或加法器(6)，串行数据流输入到串并转换模块(1)的输入端，串并转换模块(1)的输出端连接数字载波相干解调模块(18)的输入端，数字载波相干解调模块(18)的输出端连接序列同步模块(11)的输入端，序列同步模块(11)的输出端连接傅立叶变换模块(3)的输入端、一号反转模块(2)的输入端和系数产生模块(4)的一个输入端，一号反转模块(2)的输出端连接系数产生模块(4)的另一个输入端，傅立叶变换模块(3)的输出端连接系数产生模块(4)的又一个输入端和二号反转模块(5)的输入端，二号反转模块(5)的输出端连接系数产生模块(4)的再一个输入端，参数-α输入到系数产生模块(4)中以产生加权系数a₀、a₁、a₂或a₃，系数产生模块(4)的四个输出端分别连接求和模块或加法器(6)的输入端，求和模块或加法器(6)的输出端连接并串转换模块(7)的输入端，并串转换模块(7)的输出端完成串行数据流输出。

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