CN101218740A - 电动机 - Google Patents

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Abstract

一种电动机(10)，包括具有至少两个电枢相对绕组(12)的电枢(11)、以及具有终止在选择电气开关中的励磁绕组(17)的凸极转子配置(15)，其中所述选择电气开关确定所述励磁绕组(17)的电气连续性。还包括控制装置，所述控制装置被构造用于调节励磁绕组(17)的磁化，使得在任何给定的时刻，一个电枢相对可用于磁化励磁绕组，同时其它对用于转矩的产生。

Description

电动机
技术领域
本发明涉及一种电动机。
背景技术
同步电动机具有优于感应及DC电动机的固有优点。在同步电动机中，转子的速度准确地与向同步电动机供应电力的***的频率成比例。因此，同步电动机的特征在于，同步电动机在超前功率因数下以恒定速度(对于恒定的电源频率)运行并具有低起动电流。这种电动机的效率通常高于其它电动机类型。
同步电动机的电枢通常在电动机的定子或外部环状环上构造有一组AC多相分布式绕组。同样地，电动机的励磁绕组通常在转子上发现，并且典型地由多于一个的极对组成。通常了解的是，用直流激励励磁磁极。激励转子的励磁绕组的结构和方法决定同步电动机的类型。通常，需要单独的激励器、集电环(或滑环)以及电刷。
在具有横过分离定子和转子的空隙设计有不同的磁阻路径以帮助产生磁阻转矩的转子的同步感应电动机中消除了激励器、集电环以及电刷。在转子上没有激励绕组，并且因此不需要激励源。定子的电枢绕组接着被直接从AC电源线供以电力。
感应电动机制造时简单且便宜，但无法提供同步电动机的性能。另一方面，集电环式同步电动机由于操作需要激励器、集电环和电刷而更加复杂和昂贵。这还增加了维修要求，而感应电动机实质上维修较自由。尽管整流式DC电动机更容易控制且具有极佳的牵引特性，然而整流式DC电动机具有类似的缺点。无刷同步电动机中消除了集电环和电刷，但AC无刷激励器结构仍然意味着额外的成本、空间和复杂性。
永磁式同步电动机表现出是最具有吸引力的。然而，高场强的永久磁铁的制造及高成本、以及将这些磁铁连接到转子的过程，尤其是对于大的机器，将变成工程挑战。永久磁铁的最大场强还受到技术的现有状态的限制。尽管同步感应电动机的结构非常简单，但同步感应电动机不是非常有效，并且对于相似的性能通常远大于集电环式同步电动机。实际上，同步感应电动机还没发现大量的高于几千瓦的使用。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供一种电动机，所述电动机包括：
电枢，所述电枢具有布置成形成两个各自的电枢相的至少两个电枢绕组；
位于所述电枢内的凸极转子配置，其中转子通过空隙与所述电枢分离，所述转子被成形及构造成使得所述凸极配置通过所述转子与电枢之间的所述间隙限定较高及较低的磁阻路径，并且转子进一步包括围绕转子的凸极的励磁绕组，该绕组被构造成形成至少一个极对，所述励磁绕组终止在选择电气开关中，所述选择电气开关确定所述励磁绕组的电气连续性，使得在开关两端施加的反向偏置电压造成励磁绕组为开路；以及
控制装置，所述控制装置被构造用于通过经由较低磁阻路径将电压施加到连接到励磁绕组的电枢相上来调节励磁绕组的磁化，使得被激励的电枢相进而通过感应在开关两端施加反向偏压，该反向偏置可防止电流在励磁绕组中流动，但施加到所述电枢相的电压会增加转子中的磁通密度，因此一旦达到转子中的预定通量密度，所述控制装置就移除所施加的电压，使得施加的电压的移除在开关两端将反向电压感应成正向偏压，从而使电流在励磁绕组中流动，该电流可防止所述转子中的通量密度衰减，并且所述控制装置被进一步构造用于通过将电压施加到不用于激励励磁绕组的其它各电枢相来调节电动机中的转矩的产生，使得在任何给定的时刻，一个电枢相可用于磁化励磁绕组，同时其它相用于转矩的产生。
要理解的是，当使电流在励磁绕组中流动时，励磁绕组中的选择开关通过有效地捕捉转子中的磁通密度提高了电动机的效率。这使得不再需要电枢绕组持续供应磁化电流以及转矩电流，而例如现有的感应电动机需要电枢绕组持续供应磁化电流以及转矩电流。
进一步要理解的是电动机采用转换式回扫原理以磁化转子。
所述电枢可以包括多个成组的有缝的金属叠片以减少电枢中的涡电流。所述转子可以包括多个成组的有缝的金属叠片以减少转子中的涡电流。
所述选择开关可以包括续流二极管。所述选择开关可以包括固态器件，例如，晶体管、晶闸管或类似器件。
所述控制装置可以包括微处理器。所述控制装置可以包括用于控制电枢相的激励的电气开关。所述电气开关可以包括晶体管。因此，所述电气开关可以被布置成H-桥配置。
所述控制装置可以包括用于感测转子相对于电枢相的位置的传感器，以在正确的情况下调节相的激励。
所述控制装置可以被构造用于从电枢相电流和电压特性确定转子的位置。
所述控制装置可以根据电动机的速度(例如，高速)来调节转子中的通量密度，励磁绕组的磁化仅需要充满转子的非常少的回转，而励磁绕组在低速下在转子的一个回转期间可能需要充满多次。
所述控制装置可以被构造用于在适当的情况下将电动机控制作为发电机。
电枢相可以致力于磁化励磁绕组。因此，电枢相可以致力于电动机中的转矩的产生。
附图说明
现在通过非限制性实例参照附图说明本发明，其中：
图1是根据本发明的电动机的径向横截面图；
图2是图1的电动机的轴向横截面图；
图3是表示电枢相通过较低的磁阻路径与励磁绕组相互作用的电路图的示意图；
图4a和图4b是电动机的转子相对于电枢的不同位置的径向横截面图；
图5是图1中所示的电动机的操作期间的不同的励磁绕组及电枢绕组的电流及通量密度的图表；
图6是控制装置的一个实施例的示意图；
图7是电动机的进一步的实施例的径向横截面图；以及
图8是图7中所示的电动机的操作期间的电枢绕组电流的图表。
具体实施方式
参照附图，根据本发明的电动机通常由参考符号10表示。
参照图1和图2，电动机10的外部构件由用于保持电枢绕组12的成组的有缝的钢叠片11组成，其中这些构件一起构成定子13。电枢绕组12进一步被分成构成两个单独相的两个单独的绕组12.1和12.2。
同样地，在此实施例中，内部构件由成组的钢叠片15组成，其中钢叠片15相对固定到驱动轴16，且励磁绕组17终止在为续流二极管或整流器18的选择开关中，这些构件共同构成能够相对定子13旋转的转子14。
要理解的是，为了说明的目的，图1中显示参考坐标系d-q。转子14关联于或参考此坐标***旋转。对于转子14的凸极配置，直轴线d上的空隙比正交轴线q上的空隙小很多。
磁路沿q轴线的磁阻因此比沿d轴线的磁阻大很多。这是本发明的重要特征且为构成其操作模式整体所必需的。q轴线上的较高磁阻通过转子14会减小转矩产生电枢相的磁耦合，这是理想的。沿q轴线的较大空隙还提供了用于导致凸极结构的励磁绕组17的空间。
要理解的是本发明通常需要转子14为凸极特性。叠片15的形状与磁阻电动机(未示出)的形状相似，但电动机10不会影响磁阻转矩；励磁绕组17和二极管18的作用组合直接牵涉到转矩的产生。
在所显示的实施例中，转子14具有一个极对，但在其它实施例中，转子可以被构造成具有多个极对。同样地，定子13在进一步的实施例中可以被构造成具有多于两个的相位。
现在参考图1中转子14相对于电枢相绕组12.1和12.2的位置。本发明的一个新颖性方面为使转子14的极对被磁化的方法，即，激励励磁绕组17的方法。暂时忽略励磁绕组17的作用；施加到电枢相12.1上的电流将在q轴线的方向上产生磁场。同样地，施加到电枢相12.2上的电流将在d轴线的方向上产生磁场。d轴线上的磁场由于q轴线上的较大磁阻而比q轴线上的磁场大许多倍。
在操作中，在静止或旋转时，转子14的磁场激励通过电枢相12.1和12.2的正确时序和转换将沿d轴线保持最大而沿q轴线保持最小(实质上为零)。
当电枢相绕组12.1或12.2的中心轴线与转子14的直轴线d对准时，特定的电枢绕组则强烈地耦合到励磁绕组17。同样地，当电枢相绕组12.1或12.2的中心轴线与转子14的正交轴线q对准时，特定的电枢绕组则微弱地耦合到励磁绕组17。
图3显示强烈地耦合到终止在二极管18中的励磁绕组17的电枢绕组12.2的变压器示图20的简图。电枢绕组12.2用作变压器20的初级线圈，而励磁绕组17用作变压器20的次级线圈。要理解的是，变压器示图20只有在电枢相绕组12.2的中心轴线与转子的直轴线d相对准(即，强烈耦合)时有效。当电枢绕组12.2正交于励磁绕组17时，由于各绕组的中心轴线彼此垂直而不具有变压器作用。
按照惯例，黑点21.1和21.2表示各绕组的“相同”极性。当电枢相12.2的中心轴线与转子的d轴线对准时，转子14在一个完整的旋转周期中存在两个位置。
在第一位置处，通过闭合开关22以使正电压施加到初级线圈12.2，二极管18将如图3中所示被反向偏置。在第二位置处，转子14通过施加到初级线圈12.2的正电压而旋转180°，二极管18将被正向偏置(未示出)。
就第一位置而言，开关22闭合，因此将正电压施加到初级线圈12.2。在次级线圈17中引发电压，其中所述次级线圈将反向偏压施加到二极管18，从而可防止电流在次级绕组17中流动。然而，初级绕组12.2中的磁化电流并因此使转子叠片15中的磁通密度将会从零增加或上升，这根据：
v＝L.di/dt    (1)
di＝dt.v/L    (2)
其中：
v是单位为伏特(V)的所施加的电压
L是单位为亨利(H)的初级电感
di是单位为安培(A)的电流变化
dt是单位为秒(s)的时间变化
当磁通密度达到预定值或所需值时，开关22打开。这会中断初级电流，所述初级电流必须降低到零-电流的变化率di/dt因此为负值且由公式(1)导出，初级绕组两端的电压变为负值。
因此，次级绕组17也经受通过感应反向的电压，从而造成二极管18变得被正向偏置并导通。因此造成在次级绕组17中流动的电流将与首先通过初级绕组12.2在芯体叠片15中产生的磁通密度成比例。转子的励磁绕组17中的电流有效地捕捉到芯体叠片15中的磁通密度。
要理解的是通过二极管18的正向电压在次级绕组17两端施加的电压比初始施加在初级线圈12.2两端的电压低很多。从公式(1)可知这意味着次级线圈17的电流的衰减率di/dt并因此使磁通密度的衰减比初级线圈12.2的电流的变化率(ramp rate)低很多，并因此比磁通密度的变化率低很多。
同样地，场致磁化的衰减时间通过施加的电压的正确选择以及初级线圈与次级线圈的匝数比可以被设计为比变化时间长的数量级。例如，典型施加的电压可以为300V且二极管的正向电压可以为1V，并且由于匝数比，当转子磁场处于最大磁化下时，仅需要每15ms变化50us以使场强保持在其最大值的10％内。
现在只考虑图1的转子14的磁化(未产生转矩)，并且转子1 4以一定速度相对于定子13旋转。顺便述及，无论转子14的直轴线d(具有二极管18的正确极性)何时与相12.1或12.2的中心轴线瞬间对准以使转子14获得磁性“ 充电”，控制装置或电力驱动电子装置(未示出)均会简单地将正确极性的电压施加到特定的电枢相12.1或12.2。
在启动时，磁性“充电”时间将比运行的充满“充电”时间长十倍，以便使转子14的磁场初始就达到其最大值。当以高速运行时，转子14的磁化可以只需要每几个周期再充满，而以非常低的速度运行时，则可能需要每个周期充满几次。
在本发明的一个优选实施例中，二极管18被用作转子绕组17中的转换元件。然而，要理解的是可以使用任何类型的与电枢相绕组12.1和12.2的转换适当同步化的转换元件，例如，晶体管、晶闸管、MOSFET和/或类似元件。
本领域普通技术人员将会理解，在开关式电源中的回扫变压器(flyback transformer)的操作中采用如上所述的相似原理。然而，在回扫变压器中，能量持续从初级绕组输送到连接到电阻负载的固定的次级绕组，而在电动机10中，回扫原理用于保持相对旋转的转子中的磁通密度。
现在考虑电动机10中的转矩产生。在磁场中以及垂直于磁场在载流导体上施加的力由洛伦兹力公式获得：
F＝l.i.B    (3)
其中：F是单位为牛顿N的力
l是单位为米m的导体长度
i是单位为安培A的导体中的电流
B是单位为特斯拉T的磁通密度
并且电动机中的转矩将从下述公式获得：
T＝F.r
＝l.i.B.r    (从(3)导出)
(4)
其中：r是转子半径
T是单位为N.m的转矩
F是单位为牛顿N的力
参照图1，假定转子14被充分地磁化。沿平经度方位通过定子芯13的磁通线19不会越过电枢相12.2的导体，因此这些导体没有受到力。然而，电枢相12.1的导体垂直于且直接位于横过空隙从定子15横越到转子14的磁通线19中并因此受到根据公式(4)的转矩。
由于电枢相绕组12.1的导体被固定在定子13中，并且由于转子14进而受到相对的反作用，因此转子14将经受引起的转矩和运动。因此，通过在位于较小的空隙中或d轴线上的定子导体12.1或12.2中流动的电流在转子14中产生转矩。
在操作中，电枢相12.1或12.2随着电动机的旋转将交替产生转矩和磁化电荷。转矩产生电流将应用于大部分的转子周期，而磁化将占小部分时间。具有转子14的适当位置检测以及电枢相的电流反馈的微处理器控制的功率晶体管可以实现相位之间所需的时序及电流控制。
转子14成角度的位置可以直接通过安装在转子14和反馈电路上的传感元件来确定。另外，该位置也可以从电枢绕组的电压及电流特性来间接确定，这是因为这些受到转子14根据其成角度的位置而呈现的可变磁阻(由于直轴线及正交轴线上的空隙的不同)的影响。
换句话说，在图4a中所示的第一转子位置下，电枢相绕组12.1在负载电流时产生转矩，同时电枢相绕组12.2给转子14中的磁场充电。同样地，在图4b中所示的第二转子位置下，该作用反向且电枢相绕组12.2产生转矩，同时电枢相绕组12.1对转子14中的磁场充电。
图5中给出对于特定的旋转方向显示分别对于电枢相绕组12.1、12.2以及转子励磁绕组17的电流I12.1、I12.2和I17以及转子14的磁通密度B14在一个完整的旋转周期中相对于时间的图表。如所示出地，在完整的周期中，电枢相电流I12.1和I12.2的波形由两个转矩产生段和两个磁化脉冲组成。
要理解的是转子14的旋转方向通过改变电枢相电流I12.1或I12.2中的一个的极性或仅通过交换I12.1和I12.2的时序顺序很容易反向。
电动机10将通过使电枢相电流I12.1和I12.2的转矩产生段的极性反向作为发电机进行操作，但是具有与图5中所示相同的磁化电流脉冲时序及极性。
无论是在正向或反向上发动或发电，电流的时序均与转子14的位置同步。
图6中显示用于驱动电动机10的控制装置的电子电路。电动机10的示意性说明包括显示的电枢绕组12.1和12.2；转子14、转子的励磁绕组17以及续流二极管(free wheeling diode)18。
在所示的实施例中，DC电源(未示出)向电动机10的主DC总线45.1和45.2供电。MOSFET晶体管40.1、40.2、40.3、40.4的“H-桥”配置用于将所需的电流转换到电枢相绕组12.1，而MOSFET晶体管42.1、42.2、42.3、42.4的“H-桥”配置用于将所需的电流转换到电枢相绕组12.2。
这通过采用脉冲宽度调制允许正电流极性和负电流极性的任一相单独地受到控制，并允许单独控制电流幅度。
微处理器52通过MOSFET驱动器接口50控制MOSFET的转换，并因此直接控制电流I12.1、I12.2和I17的时序、幅度以及极性。电流传感器元件41.1、41.2、41.3、41.4通过模拟-数字转换器54向微处理器52提供反馈信号，用于电流幅度控制。
微处理器需要转子14相对于定子13的位置，以根据图5控制相电流I12.1和I12.2以及转子励磁电流I17的幅度和时序。通过利用旋转固定到转子14的盘30；以及相对于电动机的定子固定的四个光学反射传感器31.1、31.2、31.3、31.4显示转子位置检测装置的一个实例。盘30如图所示具有彩色(白色)反射的90°区段，且其余的270°区段为非反射。
来自光学传感器31.1、31.2、31.3、31.4的信号通过缓冲器或信号调节元件56返回到微处理器52。通过具有位于光学传感器31.2下方的白色反射元件的如图所示定位的盘30，例如，通过光学传感器31.2返回的信号将为数字“1”，而通过其余传感器31.1、31.3、31.4返回的信号将为数字“0”。因此，微处理器52根据与转子14的位置同步的图5控制施加到电枢相绕组12.1和12.2的电流，其中转子14的位置由通过光学传感器31返回的数字组合来确定。
也可以采用其它的检测装置，例如，磁耦合位置检测装置、直接滑动接触式开关、换向器或类似装置。
在一个优选实施例中，微处理器52监测用户界面面板58中所包括的开关和可变电阻器的状态，以起动电动机、使电动机停止或改变电动机的方向。当起动电动机10时，转子14初始完全未被磁化，即，电流I17没有流过励磁绕组17和续流二极管18。
同样地，无论将电枢绕组12.1或12.2中的哪一个强烈耦合到转子的励磁绕组17，转子14都必须首先被充分地磁化或“充电”(如每一个图3及其对应的说明)。微处理器52由从传感器31获得的信号确定转子14相对于电枢绕组12.1或12.2的方向，并选择绕组12.1或12.2中的哪一个强烈耦合到转子励磁绕组17并确定所需的电流方向。微处理器52使所需的MOSFET晶体管对从两个“H-桥”40和42导通，以将转子14中的磁通密度B14充电到所需值。
转子14在该过程期间保持静止。当磁通密度达到所需值时，激活或充电的电枢绕组12.1或12.2被断开。先前的空载电枢绕组12.1或12.2接着被接通以产生转矩。如果合理或轻微的负载耦合到电动机10，则电动机10将会加速速度，并且电流的时序和控制将会类似于图5中所示。然而，如果负载对于电动机10过大，即，锁定转子14或高惯性负载，则第一电枢绕组12.1或12.2将不得不保持充满转子14的磁通密度B14，同时第二绕组将不得不持续保持供应驱动或转矩电流，直到转子14开始转动为止，由此两个电枢绕组12.1和12.2将根据转子14的位置开始交替供应转矩电流和磁化电流。
上述的大致说明以及工业制品、绕组和电子装置为本发明的优选实施例。第二实施例可以通过电枢绕组12.1和12.2来实现，其中电枢绕组12.1和12.2始终为转矩产生绕组，且额外的绕组12.3和12.4位于始终为磁化绕组的定子中。该实施例的示意图在图7中示出，并且对应的电流图表在图8中示出。
图5中的图表为可能的电枢电流I12.1和I12.2的波形及时序的一个实例。为了简单起见，转矩产生电流部分对于转子14的四分之一周期或90°机械角度作为恒定值示出。这些波形可以被修改以使转矩最佳化并减少谐波，例如，阶梯状、正弦形或类似波形。
电枢电流I12.1和I12.2的磁化电流脉冲部分的幅度可以比转矩产生部分的幅度大很多，但脉冲宽度将窄数百倍或更窄，从而造成磁化电流的平均值或RMS值远小于转矩电流的平均值或RMS值。
例如，磁化脉冲RMS值对于10A的RMS转矩电流值可以仅为0.5A。因此，磁化脉冲电流与转矩产生电流相比在定子绕组12中产生非常少的加热损失。大部分的磁化损失出现在转子绕组17中，这是因为转子的励磁绕组电流I17几乎连续的处于合理值。
要理解的是，感应电动机中的最大磁化电流在接近磁饱和时通常受到定子绕组的载流容量以及正弦磁化电流的谐波失真限制。永磁式电动机的最大磁化受到关于磁力产生的技术的当前状态的限制。
在此说明的电动机10不会受到这些缺点的影响，并且以可相比的效率获得转子的较高磁化和较高的转矩电流，从而对于相似尺寸的电动机产生较高的功率密度和转矩。
通过使转子14的铜损保持等于定子13的铜损，电动机10的总效率可以被动态最优化。微处理器52在整个速度范围和可变负载内对于最佳效率可以调节转矩电流以及磁化电流的幅度。
应该理解，提供实例用于进一步说明本发明以帮助本领域普通技术人员理解本发明，而不意味着实例被认为是不适当地限制本发明的合理范围。
发明人认为该电动机的优点是性能超过同步电动机、感应电动机和整流式或无刷DC电动机的性能，同时包含感应电动机的简单及节省成本的可制造性。
发明人认为该电动机的进一步的优点是与所有其它的电动机类型相比具有更高的功率密度和效率。发明人认为该电动机的更进一步的优点是对于低起动电流具有高起动转矩，从而特别适用于牵引应用中。
发明人还认为优点在于，在具有完整的四象限操作(发动、发电、正向及反向)的整个负载范围内以最佳效率进行的动态速度及转矩控制容易实现。

Claims (11)

1.一种电动机，包括：
电枢，所述电枢具有布置成形成两个各自的电枢相的至少两个电枢绕组；
位于所述电枢内的凸极转子配置，其中所述转子通过空隙与所述电枢分离，所述转子被成形及构造成使得所述凸极配置通过所述转子与电枢之间的所述间隙限定较高及较低的磁阻路径，并且所述转子进一步包括围绕转子的所述凸极的励磁绕组，所述绕组被构造成形成至少一个极对，所述励磁绕组终止在选择电气开关中，所述选择电气开关确定所述励磁绕组的电气连续性，使得在所述开关两端施加的反向电压偏置造成所述励磁绕组为开路；以及
控制装置，所述控制装置被构造用于通过经由所述较低磁阻路径将电压施加到连接到所述励磁绕组的电枢相上来调节所述励磁绕组的磁化，使得被激发的电枢相进而通过感应在所述开关两端施加反向电压偏置，该反向电压偏置可防止电流在所述励磁绕组中流动，但对所述电枢相施加的电压增加了所述转子中的磁通密度，此后，一旦达到所述转子中的预定通量密度，所述控制装置就移除所述施加的电压，使得施加的电压的移除将在所述开关两端的反向电压感应成正向电压偏置，从而使电流在所述励磁绕组中流动，所述电流可防止所述转子中的通量密度衰减，并且所述控制装置被进一步构造用于通过将电压施加到不用于激励所述励磁绕组的其它各个电枢相来调节所述电动机中的转矩的产生，使得在任何给定的时刻，一个电枢相可用于磁化所述励磁绕组，同时其它相用于转矩的产生。
2.根据权利要求1所述的电动机，其中，所述选择开关包括续流二极管。
3.根据权利要求1所述的电动机，其中，所述选择开关包括固态电子器件。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机，其中，所述控制装置包括微处理器。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电动机，其中，所述控制装置包括用于控制向所述电枢相施加电压的电子开关。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电动机，其中，所述控制装置包括用于感测所述转子相对于所述电枢相的位置的传感器，以在正确的情况下调节向相施加电压。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的电动机，其中，所述控制装置被构造用于从电枢相电流和电压特性确定所述转子的位置。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的电动机，其中，所述控制装置根据所述电动机的速度来调节所述转子中的磁通量密度。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的电动机，其中，所述控制装置被构造用于在适当的情况下将所述电动机控制作为发电机。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的电动机，其中，电枢相用于磁化所述励磁绕组。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的电动机，其中，电枢相用于所述电动机中转矩的产生。
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