CN101147328A - 对无线电通信***中信道滤波的改善 - Google Patents

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CN101147328A CNA2006800089432A CN200680008943A CN101147328A CN 101147328 A CN101147328 A CN 101147328A CN A2006800089432 A CNA2006800089432 A CN A2006800089432A CN 200680008943 A CN200680008943 A CN 200680008943A CN 101147328 A CN101147328 A CN 101147328A
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Abstract

使用呈现广义契比雪夫传递函数的第一和第二滤波网络实现的提供变频和连续可变带宽控制的***。第一和第二滤波网络可以组成准高通型滤波器与准低通型滤波器的组合，或者在一个特别有效的实施例中，组成准高通型滤波器与椭圆低通型滤波器的组合。第一和第二滤波网络的有效频率响应重叠产生仅由各个滤波网络的陡频带边缘过渡区确定的本质上是有高选择性的合成带通滤波器响应。第一和第二滤波网络的最大通带可以设计成正好符合信道化无线电通信***中所需的最大带通带宽。这是有益的，因为各个滤波器通带将得到充分利用，而且单侧的频带边缘过渡段斜率对于给定数量的组件是优化的。这就不用为了得到所希望的选择性而增加电路组件数量。

Description

对无线电通信***中信道滤波的改善
技术领域
本发明涉及在无线电通信***中用电滤波网络限定信道带宽的方法。具体地说，本发明涉及在这种***内提供就可变的带宽和中心频率来说功能捷变的电路配置。
背景技术
在无线电通信***内，使用外差混频或信号相乘的变频技术是众所周知的。在接收机的情况下，这些技术允许将所选输入频带变换到可能进行诸如多路分离、放大、限幅及其他必要的操作之类的信号处理的更为方便的另一个频带。类似，在发射机的情况下，经常需要将进行了信号产生和处理(放大、限幅、多路复用等)的频带变换到所选频带以进行传输。在这两种变频中，混频过程涉及产生确定和促进所希望的变频的本地基准频率振荡信号。
上变频和下变频是与混频方式相关使用的总称，取决于在信号相乘后所选的是和频还是差频。这些术语与在接收机和/或发射机内使用的情况无关，确实，在有着接收、信号处理、发射各级的中继或转发设备内可能需要进行多种变频(既有上变频也有下变频)。
下面将结合图1说明典型的外差下变频接收机。接收天线1截获输入信号fS并通过输入带通滤波器2馈给低噪声信号放大器3，低噪声信号放大器3的输出加到外差混频器4的输入端上。本地基准频率振荡信号fLO也馈给外差混频器4，以便在混频器输出端产生所希望的和频或差频fIF。这信号接着通过带通滤波器5和放大器6，从而产生振辐足够大的输出信号供传统的模似或数字信号处理装置进一步处理。输入带通滤波器2通常称为镜像响应抑制滤波器，而输出带通滤波器5经常称为信道限定滤波器。这个简易的电路结构也适用于上变频，因为也产生和频，但是在此不进行说明。
选择输出带通滤波器5的特性，使得限定操作的差频模式。由于本地基准频率振荡器与进来的输入信号不是同步的，因此这种结构的已知问题之一是输出信号频率由关系
fIF＝±(fLO-fS)
确定。
该表示式表示在外差混频过程中正、负频率之间没有差别，而***将响应按式
fs＝fLO±fIF
给出的所希望的输入频率和镜像频率这两个信号频率。
这个问题可以很容易通过确定滤波器2的尺寸来克服，使得所希望的输入频带通过而阻止镜像频带通过。在下变频器的环境中，输入频带通常含有多个信号，其中有一些是要接收的而其他一些则被认为是干扰。在极限情况下，可以用一簇信号将整个输入频带完全信道化，每个信号的频率间距刚刚超过在通信***内产生整体可接受的误码率所需的信息带宽。在这些条件下，滤波器5应具有信道限定属性，以便防止由于邻信道干拢而增大误码率。这意味着输出滤波器5应该具有良好的邻信道抑制(形状因子)，同时具有平坦、低波纹的通带，以便保护所选信号的逼真性。
这种简易的下变频技术具有一定的自由度。例如，如果以准确的信道间距步长改变本地基准频率振荡器，就可以按所希望的选择不同的信号信道，予以下变频和处理。类似，如果配置预定数量的下变频器，同时各馈以不同的本地基准频率振荡信号，就可以进行同时信号处理。
最近，对具有良好的形状因子的信道滤波器的需求已导致采用表面声波(SAW)滤波器技术。虽然这些看起来提供了一种理想的解决方案，特别是在大量的信道以接近相邻接的方式挤在一起时，但所需的成本可能过高。此外，虽然SAW滤波器由于它们物理尺寸小而在理论上被认为是体积利用效率高的，但它们通常呈现为高的***损耗(20-30dB)和差的终端阻抗特性。因此，通常需要有大量的附加体积来容纳恢复受到滤波器的高通带损耗影响的信号所需的放大器件和使通带保持平坦所需的附加阻抗匹配器件。
此外，SAW滤波器的高损耗特性显著地降低了可能的信噪比，从而减小了滤波前的动态范围。这提高了对下变频器的低噪声输入放大和天线增益的要求，而这两者又增加了对功耗和物理质量的要求。这在功耗和容积储备(mass resverve)非常珍贵的通信卫星内是特别成问题的。
还要指出的是，SAW滤波器可用的带宽和形状因子的范围是受到一些限制的，特别是在使用诸如石英(SiO)和锂钽酸盐(LiTaO3)之类的较为稳定的基片材料时。带宽的一个步长常常伴有中心频率的改变，因此改变信道带宽并不是就象切换一个替换的带宽宽一些或窄一些的滤波器那样简单。这些限制和约束严重地降低了非常希望即时信道重新配置的多信道卫星通信转发设备的即时敏捷性和灵活性。使用有着连续可变的带宽和中心频率的信道滤波器为即时重新配置性提供了一种解决方案。
连续可变带宽滤波在现有技术中是已知的技术。例如，USPat.No.2,998,517、USPat.No.4,228,401和CAPat.No.2,256,330都揭示了一种滤波技术，其中使用了一对具有不同中心频率的固定频率高选择性带通滤波器，而使每个单个滤波器的响应重叠以产生具有小于或等于各滤波器中最窄的带宽的合成响应。
这种技术被称为中频(IF)平移，下面将结合图2至4进行较为详细的说明。如上面结合图1所说明的那样，信号频率fS馈入第一外差混频器7的信号端，同时本地基准频率振荡信号fLO馈入LO端。在IF输出端产生的信号包括和频和差频分量fS+fLO和fS-fLO。混频器7的输出信号通过带通滤波器8后，所选的和或差信号随后馈入第二外差混频器9的信号输入端。第二混频器9的LO端馈有与前面馈给混频器7的相同的本地基准频率振荡信号fLO。因此，第二外差混频器9的IF输出端产生与fS相同的单个频率分量。
图3示出了输入信号频率fS附近的总带通滤波器响应中心频率的可调谐性。清楚的是，如果本地基准频率振荡信号fLO改变，输出信号的频率分量并不改变。然而，因为外差混频器7给出的和或差信号在频谱上相对固定带通滤波器8的频率响应平移，输出信号振辐将遵从滤波器的响应和本地基准频率振荡信号fLO。
参见图4和5，如果具有与滤波器8类似的带宽特性但中心处在输入频带fS的固定频率带通滤波器10a或10b加在外差混频器7的信号输入端或者外差混频器9的IF输出端，两个带通滤波器8和10的频率响应就在概念上相互重叠。此外，由于上面所说明的IF平移技术，可以使滤波器8的响应相对滤波器10的固定频率响应平移，与本地基准频率振荡信号fLO的任何改变相应。在这种情况下，两个滤波器响应的重叠程度将不同，从而提供带宽可改变的合成带通频率响应。如果在这种带宽可变滤波器的输入端或输出端再配置一个具有它自已的独立本地基准频率振荡信号的外差混频器，就能相对于外部通信链路频带进行上和/或下变频。通过改变这个新的本地基准振荡信号频率，可以为带宽可变滤波器提供所选程度的频率敏捷性。
然而，这种带宽连续可变的带通滤波器有着一定的不足之处。如图5所示，对于小于各个带通滤波器响应中最窄带宽的合成带宽，通过各固定频率带通滤波器的每一个的仅一个频带边缘确定总带通响应每一侧的从通带到阻带过渡的衰减改变率。这在本地基准频率振荡信号fLO平移的两个方向上都是成立的。因此，对于各固定频率带通滤波器的每一个来说，备选频带边缘过渡对总合成带通响应大部分没有影响。这表示没有有效地利用滤波器组件的容量。
US4,262,361揭示了一种效率更高地实现带宽可变滤波器的方法。在这里，各个带通滤波器用仅实现低通响应和高通响应的滤波网络代替。然而，它指出，为了使信号的频率在RF与IF频率之间变换所需的附加混频器会引起不希望的带外寄生响应。此外，在滤波网络的通带到阻带过渡上的衰减改变率往往明显差于使用具有专为所需的通信信道定义选择的带宽的带通滤波器的情况。在所提出的信道基带信号带宽没有向下延伸到零频率的情况下更是这样，这意味着如果不打算完全使用低通滤波器的带宽，在通带到阻带过渡上的衰减改变率对于合成带通信道的一个边缘不是最佳的。可以通过增加用来实现低通功能的滤波网络的阶来改善通带到阻带过渡，但是实现起来需要增加组件数量，从而提高了成本和导致效率进一步降低。
发明内容
本发明的目的是缓解以上所说明的各种缺点。
本发明的进一步目的是提供一种效率明显高的能提供高选择性的合成带通滤波器响应的带宽可变信道滤波器。从
第一方面来看，本发明提供了一种带宽连续可变的滤波器，这种带宽连续可变的滤波器包括变频装置(frequency conversion means)、适于控制变频装置的本地振荡器装置、第一滤波网络和第二滤波网络装置。第一和第二滤波网络具有相同的带宽，第一滤波网络的输出通过变频装置耦合到第二滤波网络的输入。这种带宽连续可变的滤波器的特征是第一和第二滤波网络呈现广义契比雪夫传递函数。
在一个实施例中，第一和第二滤波网络可以分别呈现准高通(pseudo-high-pass)和准低通滤波器特性。虽然在准低通和准高通响应的每一个中交替(alternate)频带边缘过渡(transition)的斜率极差，但它们不会明显影响总的合成带通响应。这比使用上面所说明的传统的带通滤波器有效得多，因为交替频带边缘过渡的增大的斜率没有浪费。此外，还缓解了与在连续可变带宽电路的纯低通/高通配置中使用附加混频器关联的寄生消除问题。
在希望最大利用直到零频率的整个基带信道的另一个特别有效的实施例中，准低通滤波器可以用呈现椭圆低通特性的滤波器代替。
第一和第二滤波网络的频率响应重叠最好产生仅由各个滤波网络的陡频带边缘过渡区确定的合成带通滤波器。这是有益的，因为各个滤波器通带将得到充分利用，而且单侧的频带边缘过渡段斜率对于给定数量的组件是优化的。这就不用为了得到所希望的选择性而增加电路组件数量。
在一个实施例中，第一和第二滤波网络的最大通带选择成正好符合信道化无线电通信***中所需的最大带通带宽。
变频装置优选的是外差混频器。可以在第一滤波网络的输入端或者在第二滤波网络的输出端配置具有适当特性的其他变频器，用来相对于外部通信链路频带进行上变频或下变频。
从另一个方面来看，本发明提供了一种卫星通信***，这种卫星通信***包括多个以上所说明的带宽连续可变的滤波器。
附图说明
图1为典型的外差接收设备的原理图；
图2为中频(IF)移位电路的原理图；
图3例示了图2的电路对本地基准频率振荡器频率相对输入/输出信号频率的改变的滤波器响应；
图4为提供可变带宽操作的中频(IF)移位电路的原理图；
图5例示了图4的电路呈现为使用传统的带通滤波器的可变带宽操作的概念响应重叠的情况；
图6例示了应用广义契比雪夫(Chebyshev)原型综合产生的典型准高通滤波器响应；
图7示出了应用广义契比雪夫原型综合产生的典型准低通滤波器响应；
图8为按照本发明的实施例实现的带宽可变滤波器的原理图；以及
图9示出了图8的滤波器的滤波器响应。
具体实施方式
本发明使用由广义契比雪夫原型函数合成(synthesis)的应用确定的准高通和准低通滤波网络实现。
有些时间，公认椭圆形滤波器传递函数在选择性方面具有最佳响应，因此作为逼近问题的解，特别是对于高选择性的带通滤波器，见Theory and Design of Microwave Filters，2001，IEE，pp 64-68。椭圆型滤波器是广义契比雪夫原型函数的一个子类，可以提供在一些任意选择的等波纹(equi-ripple)振幅性能中特性良好的通带和在一些其他独立选择的等波纹振幅性能中性能同样良好的阻带。这种函数的选择性由滤波器阶数(极、零点数)与独立选择的通带和阻带的波纹振幅之间的复杂关系确定。然而，一旦选定了滤波器阶数和波纹振幅，也就以对称形式确定了传递极点(pole)、零点(zero)的谱分布。因此，虽然这些响应类型在选择性方面得到优化，但它们不被认为效率最高，因为许多阻带零点的谱位置不会明显地影响通带响应的选择性。
广义契比雪夫原型逼近函数产生在一些任意选择的等波纹振幅性能中特性良好的通带响应和可由一些任意选择的振辐性能限制的阻带波纹(不一定是等波纹)，以及任意选择的阻带传递零点的个数和谱分布。这种函数的选择性由极点的个数与独立选择的阻带传递零点的个数和谱分布之间的复杂关系确定。选择了滤波器的阶数、通带波纹振幅和阻带传递零点的个数和谱位置，通常就可以不对称形式固定传递极点的谱分布。也就是说，无论对极点还是零点的谱对称都没有限制。结果，就能产生任意的不对称带通函数，其中这种响应类型被认为是最佳和高效的，因为只有最少的传递零点，而可以选择任意选择的谱位置来满足具体的性能要求。函数的这种广义本质包括能将两个或更多个传递零点设置成在谱上是重合的。
由于广义契比雪夫原型类的函数提供了这种灵活性，因此显然始终能产生与椭圆类函数精确匹配的这类函数。因此，在电环境中实现这个函数所需的电路复杂性将完全相同。这称为退化情况。
图6示出了广义契比雪夫原型途径的一个例子，图中示出了一个5极点响应，其具有四个都设置为低于等波纹通带的有限频率传递零点，以便提供一个向下一直延伸到(但不局限于)零频率的等波纹50dB阻带。在这种情况下，业已确定，在等波纹通带边缘到50dB阻带边缘之间的低频过渡区的衰减斜率与具有同样数量的有限频率零点(对称地配置在通带中心频率附件)的8极点椭圆响应的相同。此外，由广义契比雪夫原型函数提供的得到有效增加的低频过渡区斜率是以一定代价实现的，该代价是明显差于等同的8极点对称响应的高频过渡区衰减斜率。在所限定的通带的高侧的衰减斜率无关紧要的很多情况下，这是非常明显的优点，因为没有不必要的冗余传递零点。
上述响应称为准高通滤波器，因为与传统的高通滤波器相反，其高频过渡斜率与急剧的低频过渡斜率相比通常相当差。同时，等波纹通带区特性良好，传递极点就谱来说仅不对称分布。
图7示出了广义契比雪夫原型途径的另一个例子，图中示出了一个5极点响应，其具有四个都设置为高于等波纹通带的有限频率传递零点，以便提供一个向上一直延伸到(但不局限于)无限大频率的等波纹50dB阻带。在这种情况下，业已确定，在等波纹通带边缘到50dB阻带边缘之间的高频过渡区的衰减斜率与具有同样数量的有限频率零点(对称地配置在通带中心频率附件)的8极点椭圆响应的相同。此外，发现由广义契比雪夫原型函数提供的得到有效增加的高频过渡区斜率是以一定代价实现的，该代价是明显差于等同的8极点对称响应的低频过渡区衰减斜率。在所限定的通带的低侧的衰减斜率无关紧要的很多情况下，这是非常明显的优点，因为没有不必要的冗余传递零点。
上述响应称为准低通滤波器，因为与传统的低通滤波器相反，其低频过渡斜率与急剧的高频过渡斜率相比通常相当差。同时，等波纹通带区特性良好，极点就谱来说仅不对称分布。
下面将结合图9说明按照本发明的实施例构成的带宽可变滤波器。从中心处在输入频带fS的准高通滤波器10输出的输出信号馈给外差混频器7的信号输入端。混频器7的输出信号馈给具有与准高通滤波器10类似的带宽特性的准低通滤波器8。准低通滤波器8的输出信号馈给第二外差混频器9，两个混频器7和9分别馈以相同的本地基准频率振荡信号fLO。准高、低通滤波器8和10的有效频率响应重叠产生合成带通滤波器响应，如图8所示。如可以看到的那样，总响应本质上是高选择性的，仅由各个滤波网络的陡频带边缘过渡区确定。
虽然在准低通和准高通响应的每一个中的交替频带边缘过渡的斜率极差，但它们不会明显影响总的合成带通响应。这比使用上面所说明的传统带通滤波器效率要高得多，因为交替频带边缘过渡的增大的斜率没有浪费。此外，还缓解了与在图4的连续可变带宽电路的纯低通/高通配置中使用附加混频器关联的寄生消除问题，因为虽然准低通和准高通情况的交替频带边缘过渡斜率较差，但它实际本质上仍是单调的。因此，在远离通带和在高斜率频带边缘过渡的任一侧上的频率处，存在有用的衰减，已知这可以有助于消除上、下变频器方案中的寄生现象。
可以自定义准低通和准高通的最大通带，以正好适合信道化无线电通信***所需的最大带通带宽。这是有益的，因为各个滤波器通带将得到充分利用，而且单侧的频带边缘过渡斜率对于给定数量的组件是优化的。这就不用为了得到所希望的选择性而增加电路组件数量。
可以设想本发明有各种其他改型。例如，在希望最大利用直到零频率的整个基带信道的情况下，可以用传统的椭圆低通函数代替准低通函数来与准高通函数组合，因为在这种情况下这种配置可以认为是最佳和最有效的解决方案。在所希望的传递零点的数量和谱位置与由具有同样选择性的椭圆传递函数所产生的精确对应时，这可能是必然的(即退化状态)。
概括地说，与使用传统的带通滤波器的类似配置相比，本发明显著地减少了使用IF平移方法对于可变带宽信道滤波器达到任何所希望的带通选择因子所必需的组件。结果，改善了效率和优化了总响应。

Claims (10)

1.一种带宽连续可变的滤波器，包括变频装置、适于控制变频装置的本地振荡器装置、第一滤波网络和第二滤波网络装置，第一和第二滤波网络具有相同的带宽，第一滤波网络的输出通过变频装置耦合到第二滤波网络的输入，其特征是第一和第二滤波网络呈现广义契比雪夫传递函数。
2.按照权利要求1所述的带宽连续可变的滤波器，其特征是第二滤波网络呈现准高通特性。
3.按照权利要求2所述的带宽连续可变的滤波器，其特征是第一滤波网络呈现准高通特性。
4.按照权利要求2所述的带宽连续可变的滤波器，其特征是第一滤波网络呈现椭圆低通特性。
5.按照以上任一权利要求所述的带宽连续可变的滤波器，其中第一和第二滤波网络的频率响应重叠产生仅由各个滤波网络的陡频带边缘过渡区确定的合成带通滤波器。
6.按照以上任一权利要求所述的带宽连续可变的滤波器，其中选择第一和第二滤波网络的最大通带，以正好符合信道化无线电通信***中所需的最大带通带宽。
7.按照以上任一权利要求所述的带宽连续可变的滤波器，其中变频装置包括外差混频器。
8.按照以上任一权利要求所述的带宽连续可变的滤波器，还包括将第二滤波网络的输出信号上变频或下变频到适当的频率传输频带的第二变频装置。
9.按照以上任一权利要求所述的带宽连续可变的滤波器，还包括将对第一滤波网络的输入信号上变频或下变频到适当的频率传输频带的第二变频装置。
10.一种卫星通信***，包括多个按照以上任一权利要求所述的带宽连续可变的滤波器。
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