CN101141019A - 可变谐振器、可变带宽滤波器、电路装置 - Google Patents

Abstract

一种可变谐振器，包括：设置在介质电路板(5)上，周长为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍的环状导体线路(2)；以及两个以上的电路开关(3₁、3₂)，在各电路开关(3₁、3₂)中，其一端(31)电连接到环状导体线路(2)，其另一端(32)电连接到介质电路板(5)上所形成的接地导体(4)，可以切换接地导体(4)和环状导体线路(2)之间的电连接/非连接，各电路开关(3₁、3₂)的一端(31)连接环状导体线路(2)的部位是各自不同的可变谐振器。

Description

可变谐振器、可变带宽滤波器、电路装置

技术领域

本发明涉及可变谐振器、可变带宽滤波器及使用了它的电路装置。

背景技术

在使用高频的无线通信领域中，通过从大量的信号中取出特定频率的信号，从而区分必要的信号和不必要的信号。完成该功能的电路被称为滤波器，被安装在很多无线通信装置中。

一般来说，滤波器中作为其设计参数的带宽等是不变的。在采用这样的滤波器的无线通信装置中使用各种频率带宽的情况下，容易考虑到准备多个所使用的带宽的滤波器，并通过开关进行切换的方法。该方法中需要与必要的带宽数一样多的滤波器，电路规模增大，因此装置会大型化。此外，除预先准备的各滤波器具有的频率特性之外，无法以其他频率使装置进行动作。

为了解决该问题，在专利文献1中，在构成滤波器的谐振器中使用压电元件，通过从外部对该压电元件施加偏压，从而变更压电元件的频率特性，变更带宽。

专利文献1：特开2004-7352号公报

但是，虽然上述专利文献1所公开的可变滤波器作为阶梯型滤波器具有带宽，但因压电元件特性的限制而导致中心频率的变化幅度弱小为1％，因此带宽的变化量也是相同程度，不可能进行大幅度的带宽变更。

发明内容

鉴于这样的实际情况，本发明的目的在于提供一种可大幅变更带宽的可变谐振器、可变带宽滤波器、以及电路装置。

为了解决上述课题，本发明的第1方案的可变谐振器如下构成。即，包括：设置在介质电路板上，且其周长为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍的环状导体线路；以及两个以上的第1电路开关，各个上述第1电路开关中，其一端电连接到上述环状导体线路的各个不同的部位，其另一端电连接到介质电路板上所形成的接地导体，可以切换该接地导体和上述环状导体线路之间的电连接/非连接。

根据该结构，通过变更所电连接的电路开关，可较大地变更夹置谐振频率的带宽。

此外，也可以将上述接地导体和上述接地导体上所电连接的上述电路开关的另一端通过无源元件而电连接。

作为无源元件，例如可列举电阻器、可变电阻器、电容器、可变电容器、电感器、可变电感器等。

该可变谐振器中，其谐振频率中的信号的损耗主要由构成可变谐振器的导体线路所支配，因电路开关等的***损耗的影响较小。因此，包括了无源元件的结构是可能的。

包括这样的无源元件的情况下，也可以构成为包括切换器的结构，该切换器可通过无源元件进行、或者直接进行的其中一种方式而切换上述接地导体和上述环状导体线路的电连接。

该发明的第2方案的可变谐振器包括：设置在介质电路板上，其周长为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍的环状导体线路；以及两个以上的第1电路开关，在各上述第1电路开关中，其一端电连接到上述环状导体线路的各个不同的部位，其另一端电连接到介质电路板上所形成的传输线路，可以切换与上述环状导体线路之间的电连接/非连接。

在将该第1或第2方案的可变谐振器使用在例如以通过期望频率的信号为主要目的的可变带宽滤波器的情况下，上述环状导体线路的构成为，与传输线路之间的连接部位(connecting portion)及以该连接部位为起点，在处于谐振频率中的半波长或该半波长的整数倍的位置上，不设置上述电路开关。因为即使在这样的位置上电连接电路开关，信号也不会传输，其理由将后述。

上述环状导体线路也可以是将线路宽度不同的多个导体线路进行连接而形成闭路。此外，也可以通过设置一个第1导体线路、多个不同特性的第2导体线路、以及电连接上述第1导体线路和所选择的第2导体线路的一个而形成闭路的第2电路开关，从而形成可以选择不同特性的上述环状导体线路。

此外，也可以是如下构成，上述第1或第2方案的第1可变谐振器与上述第1或第2方案的第2可变谐振器通过第2电路开关而电连接，在上述第1可变谐振器的环状导体线路内侧，配置上述第2可变谐振器。

这里，上述第1可变谐振器与上述第2可变谐振器通过两个上述第2电路开关在两个不同的位置被连接，相对于一方的上述第2电路开关的连接位置，另一方的第2电路开关的位置是，在上述第1可变谐振器的环状导体线路中，处于上述第1可变谐振器的谐振频率中的半波长或半波长的整数倍的位置，并且，在上述第2可变谐振器的环状导体线路中，处于上述第2可变谐振器的谐振频率中的半波长或半波长的整数倍的位置。

为了解决上述课题，本发明的第3方案的可变带宽滤波器为如下构成。即，包括上述第1方案的至少一个可变谐振器和输入输出线路，上述可变谐振器与上述输入输出线路被电连接而构成可变带宽滤波器。

通过使用上述可变谐振器，可以大幅度地变更通带宽度。

此外，也可以分别对于一个以上的上述可变谐振器，将各个可变谐振器在其一处连接部位，对于上述输入输出线路进行并联连接。此外，也可以是如下构成，分别对于两个以上的上述可变谐振器，将各个可变谐振器在其一处连接部位对于上述输入输出线路进行并联连接，在上述各个连接部位分别设置可以切换上述输入输出线路和上述可变谐振器之间的电连接/非连接的第2电路开关，通过选择上述第2电路开关，将各个可变谐振器的全部或一部分与上述输入输出线路电连接。

或者，也可以如下构成，分别对于一个以上的上述可变谐振器，将各个可变谐振器在其两处连接部位，对于上述输入输出线路进行串联连接，两处上述连接部位在各个可变谐振器的环状导体线路中，处于各个可变谐振器的谐振频率中的半波长或半波长的整数倍的位置，该连接部位上不连接电路开关。

为了解决上述课题，本发明的第4方案的电路装置如下构成。即，包括上述第1或第2方案的一个可变谐振器、第1输入输出线路以及第2输入输出线路，在上述第1输入输出线路的端部与上述可变谐振器的环状导体线路的连接部位，上述第2输入输出线路的端部进行连接，上述第1输入输出线路、上述第2输入输出线路、以及上述环状导体线路被电连接，在上述连接部位，上述第1输入输出线路的端部与上述第2输入输出线路的端部被设置在不同的平面上。

或者，也可以包括上述第1或第2方案的一个可变谐振器、以及具有弯曲部分的输入输出线路，上述输入输出线路的弯曲部分与上述可变谐振器的环状导体线路电连接而构成电路装置。

此外，上述输入输出线路的弯曲部分与上述可变谐振器的环状导体线路电连接的部位以及其附近的上述可变谐振器的环状导体线路，也可以与上述输入输出线路形成角度而连接。

附图说明

图1A是表示该发明的一实施例的可变谐振器20的平面图。

图1B是表示其他实施例的可变谐振器20的平面图。

图1C是可变谐振器20的开关部分的截面图。

图2A用于表示可变谐振器20的特性的电磁场仿真中的电路图。

图2B用于表示可变谐振器20的特性的电磁场仿真中的电路图。

图3A是表示图2A所示的电路的电磁场仿真的频率特性的曲线。

图3B是表示图2B所示的电路的电磁场仿真的频率特性的曲线。

图4A是图2A、图2B所示的电路的无损耗传输线路模型。

图4B是可变谐振器20的平面图。

图5A是表示使用了两个可变谐振器的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图5B表示使用了两个可变谐振器的可变带宽滤波器的其他实施例的图。

图6A是表示图5A所示的可变带宽滤波器的频率特性的曲线。

图6B是表示图5B所示的可变带宽滤波器的频率特性的曲线。

图7A是表示图5A所示的可变带宽滤波器的频率特性的曲线。

图7B是表示在开关与接地导体之间经由电阻器的情况下的可变带宽滤波器的图。

图7C是表示图7B所示的可变带宽滤波器的频率特性的曲线。

图7D是表示使用了对经由电阻器与接地导体连接的情况和不经由电阻器与接地导体连接的情况进行切换的切换器的可变带宽滤波器的图。

图8是表示将两个可变谐振器并联连接而构成的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图9是表示电场耦合情况下的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图10是表示磁场耦合情况下的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图11A是表示使用了在不同的谐振频率下不同特性阻抗的可变谐振器的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图11B是表示使用了在相同的谐振频率下相同特性阻抗的可变谐振器的可变带宽滤波器的其他实施例的图。

图11C是表示使用了在相同的谐振频率下不同特性阻抗的可变谐振器的可变带宽滤波器的另外的其他实施例的图。

图12A是表示将图11B的可变带宽滤波器的开关3a、3b的一方导通时的频率特性的图。

图12B是表示将两方都导通时的频率特性的图。

图12C是分别表示将可变谐振器20a和20b的特性阻抗分别设为输入输出线路的特性阻抗的2倍和1/2倍，并将开关3a截止、将开关3b导通时的图。

图13是表示将可变谐振器串联***到输入输出线路中而构成的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图14是表示图13所示的可变带宽滤波器的频率特性的曲线。

图15是表示将两个将可变谐振器串联***到输入输出线路中而构成的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图16是表示在输入输出线路中串联连接一个可变谐振器，再并联连接另一个可变谐振器而构成的可变带宽滤波器的一实施例的图。

图17是表示使用了可变谐振器的偏置电路的一例的图。

图18是表示使用了椭圆形的环状线路的可变谐振器的一实施例的图。

图19是表示使用了弓形的环状线路的可变谐振器的一实施例的图。

图20A是表示具有圆形的环状线路的可变谐振器与传输线路的连接结构的图。

图20B是表示具有椭圆形的环状线路的可变谐振器与传输线路的连接结构的图。

图21A是表示5层结构的情况下的可变谐振器与传输线路的连接结构的图。

图21B是说明5层结构的情况下的可变谐振器与传输线路的连接结构中，第1层与第2层之间的关系的图。

图21C是说明5层结构的情况下的可变谐振器与传输线路的连接结构中，第2层与第3层之间的关系的图。

图22A是表示图21A所示的连接结构的截面构成的第1例的图。

图22B是表示图21A所示的连接结构的截面构成的第2例的图。

图22C是表示图21A所示的连接结构的截面构成的第3例的图。

图22D是表示图21A所示的连接结构的截面构成的第4例的图。

图22E是表示图21A所示的连接结构的截面构成的第5例的图。

图22F是表示图21A所示的连接结构的截面构成的第6例的图。

图23A是表示可变谐振器与具有弯曲部分的传输线路的连接结构的图。

图23B是表示可变谐振器与具有弯曲部分的传输线路的连接结构的图。

图24是表示可变谐振器与具有弯曲部分的传输线路的连接结构的图。

图25是表示用于说明磁场耦合的传输线路模型的图。

图26是表示使用了由不同的线路宽度的导体线路构成的环状导体线路的可变谐振器的一实施例的图。

图27是表示将两个可变谐振器进行组合而构成了一个可变谐振器的一实施例的图。

图28是表示可以切换成两种线路长度的导体线路的可变谐振器的一实施例的图。

图29是表示共面波导时的可变谐振器与传输线路的连接结构的图。

图30A是用于说明端口阻抗与输入输出线路不同时的问题的电路图。

图30B是表示将开关31导通时的频率特性的曲线。

图30C是表示将开关32导通时的频率特性的曲线。

图31是表示作为阻抗不一致的原因的谐振器的立体构造例的图。

图32是表示图31的构造的频率特性的例子的曲线。

图33A是表示用于仿真的电路条件的图。

图33B是表示θ＝90°时的频率特性的曲线。

图33C是表示θ＝10°时的频率特性的曲线。

图34A是表示用于短截线长度为0时的仿真的电路条件的图。

图34B是表示不同的θ下的频率特性的曲线。

图35A是表示在图34A的电路中θ＝90°时的史密斯圆图。

图35B是表示在图34A的电路中θ＝10°时的史密斯圆图。

图36A是表示用于短截线长度为13°时的仿真的电路条件的图。

图36B是表示不同的θ下的频率特性的曲线。

图37A是表示在图36A的电路中θ＝90°时的史密斯圆图。

图37B是表示在图36A的电路中θ＝10°时的史密斯圆图。

图38是表示具有顶端开路短截线(stub)的立体构成的可变带宽滤波器的透视斜视图。

图39是表示用于表示顶端开路短截线的效果的频率特性的曲线。

图40A是表示将电路调整元件***到输入输出线路和环状线路的连接点与地之间的例子的图。

图40B是表示将电路调整元件在从输入输出线路与环状线路的连接点脱离的位置***到了输入输出线路与地之间的例子的图。

图40C是表示在输入输出线路中串联***了电路调整元件的例子的图。

图40D是表示将电路调整元件***了环状线路与地之间的例子的图。

图41A是表示将电路调整元件设置在输入输出线路与环状线路之间的例子的图。

图41B是表示将电路调整元件***到环状线路的内侧中环状线路与地之间的例子的图。

图42是表示各种电路调整元件的例子的图，图42A是单独电容器、图42B是具有间隙的线路、图42C是夹置电介质且上下对置的线路，图42D是线圈、图42E是Z形线路、图42F是螺旋形线圈、图42G是线路、图42H是顶端开路线路。

图43是表示将输入输出线的长度设为180°来代替设置电路调整元件的例子的图。

图44A是表示用于将顶端开路短截线设置在输入输出电路时的仿真的电路条件的图。

图44B是表示θ＝10°时的频率特性的曲线。

图44C是表示θ＝90°时的频率特性的曲线。

图45A是表示在输入输出线路与环状线路之间***了作为电路调整元件的线路时的用于仿真的电路条件的图。

图45B是表示θ＝10°时的频率特性的曲线。

图45C是表示θ＝90°时的频率特性的曲线。

图46A是表示将线宽不同的线路作为电路调整元件连接到输入输出线路时的用于仿真的电路条件的图。

图46B是表示θ＝10°时的频率特性的曲线。

图46C是表示θ＝90°时的频率特性的曲线。

图47A是表示用于将个别电容器作为电路调整元件***到输入输出线路与地之间时的仿真的电路条件的图。

图47B是表示θ＝10°时的频率特性的曲线。

图47C是表示θ＝90°时的频率特性的曲线。

图48A是表示使环状导体线路的各个不同的位置可以经由开关3连接到传输线路21的可变带宽滤波器的实施例的图。

图48B是表示图48A的频率特性的曲线。

图49A是表示图48A的可变带宽滤波器的变形实施例的图。

图49B是表示图49A的频率特性的曲线。

图50是表示图49A的可变带宽滤波器的变形实施例的图。

图51是表示图48A的可变带宽滤波器的其他变形实施例的图。

图52是表示图48A的可变带宽滤波器的另外其他变形实施例的图。

图53是表示图48A的可变带宽滤波器的另外其他变形实施例的图。

图54是表示在连接到环状导体线路的各个开关上连接了顶端开路传输线路的可变谐振器的实施例的图。

图55是表示在连接到环状导体线路的各个开关上连接了顶端短路传输线路的可变谐振器的实施例的图。

具体实施方式

图1A及图1B表示作为两个模式的环状微波传输带线路结构而构成时的本发明的可变谐振器20。图1C表示在一个开关3的位置将图1A或1B中的可变谐振器20的环切断的截面的例子。图1A及1B的可变谐振器20分别由环状导体线路2(以下，也简称为环状线路)及两个以上的电路开关的开关3组成。这里，“环状”不必是后述那样的圆，只要形成闭合的环即可。如图1C的截面所示，环状线路2在介质电路板5的一面上以金属形成。介质电路板5中，与设置有环状线路2的面相反一侧的面(称之为里面)上，接地导体4以金属形成。各个开关3中，开关3的一端31电连接到环状线路2，另一端32经由导体33及通孔(via hole)6电连接到介质电路板5里面的接地导体4。另外，对于导体33的形状等没有任何的限制，因此图1A及图1B中省略了导体33的图示。各开关3的排布并不限定设为分别等间隔，可以将期望的带宽尽量任意地进行设计。此外，在本说明书中称为开关，这并不是限定于触点型开关，例如可以设为使用了二极管、MOS元件等的、在电路网不设置触点而具有电路的开关功能的所谓的开关元件(switching element)。作为具体例子，可列举开关二极管等。

环状线路2是在期望的谐振频率中相位变化2π即360°的长度，即谐振频率中的1波长或1波长的整数倍的长度的环状线路。如图1A及图1B所示的可变谐振器20中，作为圆形的环状线路进行例示。

这里，“长度”是指环状线路的周长。

这里，“期望的谐振频率”一般是对谐振器所要求的性能的一因素，是任意的设计事项。另外，本发明的可变谐振电路可以在交流电路中使用，对作为对象的谐振频率没有特别的限定，但例如适用于将谐振频率设为100kHz以上的高频的情况。

图1A的可变谐振器20与图1B的可变谐振器20的差异在于，开关3的另一端32是设置在环状线路2的内侧还是设置在外侧。图1A的可变谐振器20，其开关3的另一端32设置在环状线路2的外侧，图1B的可变谐振器20，其开关3的另一端32设置在环状线路2的内侧。

这样的两种实施方式的特征，例如也可以适用于后述的图8、图11、图27所示的结构的情况。

通过图2A与2B所示的电路10的电磁场仿真表示该可变谐振器20的特性。

图2A及2B所示的电路10，将图1A及图1B所示的可变谐振器20并联连接到作为传输线路的端口P1-P2之间所示的输入输出线路7，具有可变带宽滤波器的作用。电磁场仿真中，使介质电路板5的介电常数ε_r为9.6、厚度为0.635mm、环状线路2的外径为4mm、内径为3.4mm。构成环状线路2的导体、形成通孔6的导体、接地导体4的电阻都为0。此外，使输入输出线路7的端口阻抗为50Ω。另外，为简便起见省略了开关3的表示，并取代这种表示而改变通孔6的位置进行了仿真。

图3A、图3B表示图10的传输系数的频率特性的仿真结果。

图3A表示如图2A所示那样穿过环状线路2的中心，将相对于线L以π/2即90°进行交叉的线和环状线路2之间的一个交叉位置的位置X，通过直径为0.3mm的通孔6接地时的频率特性。位置X是从与输入输出线路7的连接部位C逆时针旋转环状线路2的长度的3/4的位置(顺时针旋转1/4的位置)，设在该位置X被接地。另外，这里的“顺时针旋转”、“逆时针旋转”是指从图的纸面上方看的情况下的周旋转方向(以下同样)。另外，连接输入输出线路7与连接部位C的线，在仿真对象的电路10中表示输入输出线路7与环状线路2电连接。

图3B表示如图2B所示那样将通孔6的位置设定在位置Y时的频率特性。位置Y是从与输入输出线路7的连接部位C逆时针旋转环状线路2的长度的7/12的位置(顺时针旋转5/12的位置)，设在该位置Y接地。

从图3A及图3B所示的频率特性来看，很明显，在该可变谐振器20中，通过改变通孔6的位置，即，通过改变形成导通状态(电连接的状态)的开关3的位置，能够大幅度地改变将信号截止的频率(传输系数极小的频率)β，而不改变信号通过的频率α。换言之，可以用设为导通状态的开关3的位置，大幅变更用于传输的信号带宽。另外，一般将传输系数的频率特性中出现的极小点称为零点。

以下，使用无损耗的传输线路模型说明它们的作用。

图4A表示图2A、图2B所示的电路10的谐振器部分的无损耗传输线路模型。通过求该模型的输入阻抗Z_in，说明电路10的作用。在谐振频率f_r＝α(图3A、图3B)中，设传输线路2₁是电长度为π且特性阻抗为Z₁的线路，传输线路2₂是电长度为(弧度)且特性阻抗为Z₂的线路，传输线路2₃是电长度为(π-x)且特性阻抗为Z₃的线路。从该模型来看，很明显，将各传输线路2₁、2₂、2₃的电长度全部加起来是2π，即成为360°。

由传输线路2₁及传输线路2₂组成的路径P_A，表示在图2A、2B中从连接部位C到通孔6的位置，即表示在图2A、2B中分别用标号X、Y所示的位置的逆时针旋转的路径，由传输线路2₃组成的路径PB，表示在图2中从连接部位C到通孔6的位置，即表示在图2A、2B中分别用标号X、Y所示的位置的顺时针旋转的路径。Z_L表示通孔6的位置中的直至接地的阻抗。

此时，输入阻抗Z_in由式(1)给出。j是虚数单位。

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{y_{22}+Y_L}{y_{11}(y_{22}+Y_L)-y_{12}{y}_{21}}---\left(1\right)$

其中，

y₁₁＝-jY₂cotx+jY₃cotx

y₁₂＝-jY₂cscx+jY₃cscx

y₂₁＝-jY₂cscx+jY₃cscx

y₂₂＝-jY₂cotx+jY₃cotx

Y₂＝1/Z₂，Y₃＝1/Z₃，Y_L＝1/Z_L

在Y₂＝Y₃时，除x＝nπ(n＝0，1，2，3，...)的情况之外所有的情况下，无论对于什么样的Z_L，Z_in都为无限大，表示与LC并联谐振相同的特性。因此，在图2A、2B中，从输入端口所输入的信号传输到输出端口。在Y₂＝Y₃时，且x＝nπ的情况下，由于Z_in＝Z_L，因此假如Z_L为0时，该频率下，图2A、2B所示的可变谐振器20和输入输出线路7之间的连接部位C短路，不传送信号。

从而，在后面叙述的可变带宽滤波器的结构上，采用将可变谐振器与传输线路并联连接的结构的情况下，在将可变谐振器的导体线路长度设为波长的频率下想要使信号通过时，必需防止设为导通状态的开关的位置距传输线路和可变谐振器之间的连接部位为电长度，从而不为π的整数倍。相反，在将可变谐振器的导体线路长度设为波长的频率下不使信号通过时，只要使设为导通状态的开关的位置离传输线路与可变谐振器的连接部位为电长度，即为π的整数倍即可。

这里是从式(1)的分析观点出发，在Y₂＝Y₃时的情况下进行了说明。但是，本发明的效果并不是只在严格地使Y₂＝Y₃的情况下才享有。例如，Y₂≠Y₃但Y₂与Y₃差别不大时，即Y₂Y₃时，可变谐振器的谐振频率会产生少许偏差而不会恒定(总之，无法维持期望的谐振频率)，但由设开关3为导通的位置而可得到较宽的带宽，因此，期望的谐振频率下的带宽与谐振频率有点偏移的状态下的带宽几乎没有差别，实用上没有任何影响。

换言之，若在某个较宽的带宽下使谐振频率为可变，则从实用上观点出发，不要求严格地使Y₂＝Y₃的设计条件。因此，若在某个较宽的带宽下设为可变，则环状线路2的周长也不必严格地设计成谐振频率中的1波长或1波长的整数倍。

因此，之前已叙述的将环状线路2的周长设为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍，应理解为还包含了上述的意味的技术事项。

若不是进行信号截止，而是将使期望频率的信号通过为主要目的而构成可变带宽滤波器，说起来，不必在为电长度的π的整数倍的位置上设置开关3。因此，如图4B所示，构成为在为电长度的π的整数倍的位置以外设置开关3。即，在图4B所示的可变谐振器中，构成为，输入阻抗Z_in表示的部分相当于与传输线路的连接部位，在该连接部位和距该连接部位是电长度的π的位置的两部分不设置开关。

此外，图4A的无损耗传输电路模型中，很明显，环状线路2的、从与输入输出线路7的连接点离电长度π的位置，顺时针旋转的路径与逆时针旋转的路径对称(如图2A、图2B所示的圆环线路时，对于线L左右对称)，因此可以构成为，在对称部分的一侧中不设置开关3。

若用图4B所示的可变谐振器20的例子进行说明，则可以构成为，从正面看纸面时，没有设置线H(相当于图2A、2B中的线L)的下侧或上侧的其中一侧的所有开关3。

下面，对图3A、图3B所示的由标号β表示的频率下的特性进行说明。在这些频率下不传送信号是因为在输入输出线路7与可变谐振器20的连接部位，输入阻抗Z_in为0的缘故。

在图4A中，x相对于可变谐振器20的谐振频率f_r为π/2即90°时，该无损耗传输模型相当于图2A所示的电路，并呈现图3A所示的特性，路径P_A的电长度相对于谐振频率f_r，成为3π/2即270°的电长度。该电长度在谐振频率f_r的2/3倍的频率下，成为π即180°的电长度，正好可以看作是顶端短路的2分之1波长的短截线，因此输入输出线路7与可变谐振器20的触点的输入阻抗Z_in为0。此外，关于谐振频率f_r的4/3倍(即，2/3的2倍)的频率，路径P_A成为顶端短路的1波长的短截线，因此为同样的特性。对于另一方的路径P_B，在谐振频率f_r，电长度为π/2即90°，所以在谐振频率f_r的2倍的频率，可以看作是顶端短路的2分之1波长的短截线，因此可变谐振器20和输入输出线路7之间的触点的输入阻抗Z_in为0。但是，这种情况是在图3A所示的频率轴(横轴)的范围之外，没有在图3A中显示。

在图4A中，x相对于可变谐振器20的谐振频率f_r为π/6即30°时，该无损耗传输模型相当于图2B所示的电路，并呈现图3B所示的特性。路径P_A的电长度相对于谐振频率f_r，成为7π/6即210°的电长度。该电长度在谐振频率f_r的6/7倍的频率下，成为π即180°的电长度，正好可以看作是顶端短路的2分之1波长的短截线，因此输入输出线路7与可变谐振器20的触点的输入阻抗Z_in为0。此外，关于谐振频率f_r的12/7倍(即，6/7的2倍)的频率，路径P_A成为顶端短路的1波长的短截线，因此为同样的特性。对于另一方的路径P_B，在谐振频率f_r，电长度为5π/6即150°，所以在谐振频率f_r的6/5倍的频率，可以看作是顶端短路的2分之1波长的短截线，因此可变谐振器20和输入输出线路7之间的触点的输入阻抗Z_in为0。

以上是对在图3A、图3B的由标号β表示的频率下不传送信号的说明。

下面，图5A、图5B表示使用两个本发明的可变谐振器20所构成的可变带宽滤波器10。可变带宽滤波器10将两个可变谐振器20相对于传输线路电气地并联连接。图6A、图6B表示可变带宽滤波器10的频率特性的线性电路仿真结果。另外，为简便起见省略了开关3的表示，并改变通孔6的位置进行了仿真。此外，在线性电路仿真中，使可变谐振器20的谐振频率为5GHz。

此外，在线性电路仿真中，图5A、图5B所示的可变带宽滤波器10将两个可变谐振器20之间，通过可变谐振器的频率即5GHz中的4分之1波长(相当于90°的相位变化)的线路进行了连接。

在线性电路仿真中，对于图5A、图5B所示的两种情况的通孔位置设定，进行了可变带宽滤波器10的仿真。

在图5A所示的可变带宽滤波器10中，将两个可变谐振器20的通孔6的位置分别在不同的位置，具体来讲，将图5A左侧的可变谐振器20的通孔6的位置设在从连接部位D逆时针旋转环状线路2的长度的5/12的位置，将图5A右侧的可变谐振器20的通孔6的位置设在从连接部位E逆时针旋转环状线路2的长度的4/9的位置。

在图5B所示的可变带宽滤波器10中，将两个可变谐振器20的通孔6的位置分别设为与图5A的情况不同，具体来讲，将图5B左侧的可变谐振器20的通孔6的位置设为从连接部位D逆时针旋转环状线路2的长度的4/9的位置，将图5B右侧的可变谐振器20的通孔6的位置设为从连接部位E逆时针旋转环状线路2的长度的17/36的位置。

如图6A、图6B所示，图5A所示的可变带宽滤波器10的带宽(该情况下是隔开5GHz且-3dB的带宽)约为320MHz，图5B所示的可变带宽滤波器10的带宽约为100MHz。

由此可知，根据本发明的可变带宽滤波器10，通过改变通孔6的位置，即改变开关3的位置，可以使中心频率(在该情况下为5GHz)一定，同时大幅度地改变带宽。

在图5A、图5B所示的可变带宽滤波器10中使用两个可变谐振器20，但并没有特别限定为两个的含义，可以使用一个以上的可变谐振器20来构成可变带宽滤波器10。使用一个可变谐振器20构成可变带宽滤波器10的情况如图2中所例示的那样。

此外，优选是在可变谐振器20之间，由可变谐振器20的谐振频率中的4分之1波长的线路所连接，但并不限定于此。

本发明的可变带宽滤波器10还具有以可变谐振器20的谐振频率为中心的通带中的***损耗较小的特点。如下研究了引起***损耗的可变谐振器中所使用的开关的影响。

对于图5A所示的可变带宽滤波器10的开关3的电阻，以0Ω的情况及2Ω的情况为例，对可变带宽滤波器10的频率特性进行了仿真。将该仿真结果表示在图7A、图7C。图7A是如图5A所示那样开关3的电阻为0Ω的情况，图7C是如图7B所示那样开关3的电阻为2Ω的情况。在图7A与图7C的比较中可知，即使增大开关3的电阻，中心频率(在该情况下为5GHz)附近的通带的***损耗也几乎不变。这是基于，在使用图4A说明的可变谐振器20的作用上，谐振频率f_r时的输入阻抗无论阻抗Z_L如何都成为∞。由此可知，在本发明的带宽可变谐振器10中，即使使用电阻稍高开关也能得到低***损耗的特性。

此外，相反也可以采用积极地灵活使用电阻的结构。例如，如图7D所示，考虑了使用作为低电阻切换器的开关35，切换直接连接到接地导体4的情况，以及以切换经由比开关35的电阻还高的数Ω～数十Ω的电阻器9而连接到接地导体4的情况。这时，通过经由数Ω～数十Ω的电阻器9，可以选择在因该电阻而受到影响的频带上抑制信号的传输的情况，以及尽可能形成低电阻从而使因电阻而受到影响的频带附近的信号也被传送的情况。

这里，表示了使用电阻器的情况，但并不限定于电阻器，例如可以使用能够例示的可变谐振器、电感器、可变电感器、电容器、可变电容器、压电元件等无源元件。当然，在图1A、图1B和其他的实施例中，可以使环状导体线路2的各自的开关3经由这样的无源元件而可接地，或可以使其可通过开关35并经由无源元件而接地或者可选择直接接地。

如图5A、5B所示，通过将可变谐振器20连接到传输线路而构成可变带宽滤波器10，除此之外，也可以如图8所示，将与可变谐振器20电连接的输入输出线路7之间通过可变电容器11进行连接，从而构成可变带宽滤波器10。另外，并不是限定于可变电容器的意思，可以利用其他的，例如电容、电感器、可变电感器、晶体管等电路元件。

此外，通过电场耦合或磁场耦合与输入输出线路7进行连接，也可以构成可变带宽滤波器。图9例示了通过电场耦合构成了可变带宽滤波器10的情况，图10例示了通过磁场耦合构成了可变带宽滤波器10的情况。图9的电场耦合中，在同一直线上延长的两个输入输出线路7a、7b之间，两个可变谐振器20保持间隔而被配置。图10的磁场耦合中，从图9中的同一直线上的输入输出线路7a、7b的相反端，在同一侧直角延长的线路7c、7d互相平行地各自形成，这些线路7a、7b之间，两个可变谐振器20保持间隔而被配置。

图11A、图11B、图11C表示本发明的可变带宽滤波器的各种实施方式。图11所示的可变带宽滤波器10由大小不同的两个可变谐振器20a、20b，以及设置在各可变谐振器与传输线路的输入输出线路7之间的电路开关即开关3a、3b构成。，通过使用由于线路长度不同而谐振频率不同的两个可变谐振器20a、20b，可变带宽滤波器10的中心频率也可变。

在各个可变谐振器20a、20b的谐振频率中，可变谐振器20a、20b和开关3a、3b之间的各连接部位的阻抗较高，所以各可变谐振器20a、20b与输入输出线路7之间的开关3a、3b的电阻对通带的***损耗的影响较小。因此，本发明的可变谐振器具有之前叙述的可变谐振器与接地导体之间的开关的电阻带来的对谐振频率中的***损耗的影响较小等特征，同时由于图11所示的可变带宽滤波器可变更中心频率和带宽，因此还具有无论使用的开关3a、3b的电阻如何都能够得到低损耗的通带特性等特征。

图11B所示的可变带宽滤波器10由谐振频率相同的两个可变谐振器20a、20b，以及设置在各可变谐振器与传输线路的输入输出线路7之间的电路开关即开关3a、3b构成。图11C所示的可变带宽滤波器10也是与图11B的可变带宽滤波器10相同的结构。但是，区别在于图11B的可变带宽滤波器10中使用相同特性阻抗的两个可变谐振器20a、20b，而在图11C的可变带宽滤波器10中使用不同特性阻抗的两个可变谐振器20a、20b。

图11B的可变带宽滤波器10的情况下，可以选择通过开关3a、3b只连接一方的可变谐振器的情况，以及连接两方的可变谐振器的情况等两种状态，但在各自的状态中，虽然谐振频率相同，但频率特性却不同。连接了两方的可变谐振器时，与连接了一方的可变谐振器的情况相比，等效地可变谐振器的特性阻抗变为一半，因此偏离了谐振频率的频率下的信号的衰减量增大。

图12A、图12B、图12C按每个可变谐振器和输入输出线路7之间的特性阻抗的关系表示了可变带宽滤波器的频率特性。图12A是可变谐振器的特性阻抗为输入输出线路7的特性阻抗的两倍时的可变带宽滤波器的频率特性。图12B是可变谐振器的特性阻抗与输入输出线路7的特性阻抗相同时的可变带宽滤波器的频率特性。图12C是可变谐振器的特性阻抗为输入输出线路7的特性阻抗的1/2时的可变带宽滤波器的频率特性。

从图12A～12C的各频率特性可知，输入输出线路7的特性阻抗比较可变谐振器的特性阻抗较低，但随着偏离谐振频率，信号的衰减量较大，即带宽变窄。

将此对应于图11B所示的可变带宽滤波器10进行说明，例如将可变谐振器20a、20b的各特性阻抗设计成输入输出线路7的特性阻抗的两倍，则图12A所示的频率特性相当于使图11B的开关3a或3b的其中一方为导通状态时的可变带宽滤波器10的频率特性，图12B所示的频率特性相当于使开关3a、3b的两方为导通状态时的可变带宽滤波器(55)的频率特性。

此外，对应于图11C所示的可变带宽滤波器10进行说明，例如将可变谐振器20a的各特性阻抗设计成输入输出线路7的特性阻抗的两倍，将可变谐振器20b的各特性阻抗设计成输入输出线路7的特性阻抗的1/2倍，则图12A所示的频率特性相当于使开关3a为导通状态且使开关3b为截止状态时的可变带宽滤波器10的频率特性，图12C所示的频率特性相当于使开关3a为截止状态且使开关3b为导通状态时的可变带宽滤波器10的频率特性。

由此，在图11B所示的可变带宽滤波器10中，通过变更各个开关3a、3b的导通-截止状态，从而切换对于输入输出线路7的可变谐振器的特性阻抗，可使可变带宽滤波器10的频率特性对应于两个状态而变化。

图11C的可变带宽滤波器10的情况下，可以选择通过开关3a、3b仅连接一方的可变谐振器的情况，以及连接两方的可变谐振器的情况等三个状态，在各自的状态中，尽管谐振频率相同但频率特性不同。

与图11B的可变带宽滤波器10的情况相同，在图11C的可变带宽滤波器10中，通过变更各个开关3a、3b的导通-截止状态，从而切换可变谐振器的特性阻抗，可使可变带宽滤波器10的频率特性对应于三个状态而变化。

图13表示本发明的可变带宽滤波器的其他实施方式。

与图5A、图5B所示的可变带宽滤波器10不同，可变谐振器20电气地串联连接到输入输出线路7。输入输出线路7与可变谐振器20所连接的位置设为，在可变谐振器20上，可变谐振器20的谐振频率中的2分之1波长，即按电长度隔开了相当于π的部位。

使用图4A对本发明的可变谐振器20的作用进行了说明，在该说明中，x＝0，阻抗Z_L的部分设在输入输出线路7中的情况相当于图13的可变带宽滤波器10。之前的说明中，在图4A中x＝0时，如下进行了说明，在可变谐振器20的谐振频率中阻抗Z_L与输入阻抗Zin相等，这意味着如果不是阻抗Z_L短路，而是输入输出线路7，则在谐振频率中传送信号，从而它作为可变带宽滤波器进行动作。

在图14中将图13所示的可变带宽滤波器10的频率特性作为电路仿真结果来表示。该例中是使θ＝30°的开关3导通的情况。与并联连接了可变谐振器的图5A、图5B所示的可变带宽滤波器10相比，信号极端衰减的频率只有一个，为一半以下。这是因为在图13所示的可变带宽滤波器10的结构中，信号极端衰减的频率只成为通过图4A的无损耗传输线路模型中的路径P_B带来的频率。另外，图13所示的可变带宽滤波器10表示使用一个可变谐振器的情况，但也可以是如图15所示串联连接多个可变谐振器20的结构，也可以是如图16所示，将多个可变谐振器20中的一部分对输入输出线路7并联连接，将剩余的可变谐振器对输入输出线路7串联连接的结构。但是，各图中是以可变谐振器为两个的情况进行例示。

作为本发明的可变谐振器的利用方式主要说明了可变带宽滤波器，图17表示作为其他利用方式的偏置电路的一例。在例示的偏置电路40中，对场效应晶体管43提供偏压。该偏置电路40通过利用在可变谐振器20中，如果导通状态的开关的位置处于离输入输出线路7与可变谐振器20的连接部位nπ的位置以外，则输入输出线路7与可变谐振器20的连接部位的输入阻抗成为∞，可以在可变谐振器上较宽的区域，即在离连接部位nπ的位置以外设置偏置供给端口B。在偏置供给端口B中，电容器41与导通状态的开关(未图示)发挥着相同的作用。如此，通过使用本发明的可变谐振器，即使对偏置电路不要求较高的加工精度，也能够抑制偏置电路对高频特性的影响。

另外，偏置电路中固定的谐振器即可，不一定要使用可变谐振器，但在这里作为可变谐振器的转用事例进行了例示。

从该例也可知，必须留意本发明的可变谐振器根据其使用方法与固定的谐振器相同。即，如果仅使用特定的一个开关3，则只不过是谐振器。进一步讲，已经不是通过开关3切换电连接/非连接的结构，例如也可以是在环状线路2的一处设置电容器41，从而仅维持导通状态的结构。这种情况下，用于维持导通状态并不限定于电容器41，可以使用适宜的电路元件。

根据该观点，可变带宽滤波器也同样可以构成固定的滤波器。简单起见，例如使用图5A进行说明，通过采用仅在左侧的谐振器的环状线路2上的规定位置(同图中是30°的位置)设置开关3，或者设置电容器41来仅维持导通状态的其中一种构成，同样，通过采用仅在右侧的谐振器的环状线路2上的规定位置(同图中是20°的位置)设置开关3，或者设置电容器41来仅维持导通状态的其中一种构成，从而可以构成作为所确定的带宽动作的固定的滤波器。

到此所示的可变谐振器与带宽可变谐振器中所使用的可变谐振器都是圆形的，但并不特别限定于圆形。只要在图4A中对于无损耗传输线路模型中的特性阻抗Z₂、特性阻抗Z₃，满足Z₂＝Z₃的条件，则可以是如图18所示的椭圆形，也可以是如图19所示的弓形。

在图20A、图20B中，从连接了可变谐振器对传输线路的***损耗的观点出发，例示可变谐振器和可变谐振器与传输线路连接的变形例。

图20A表示将具有圆形的环状线路2的可变谐振器连接到输入输出线路7的情况。简便起见省略开关3的表示，由通孔的位置代替开关3作为接地部位进行显示。进行了电场仿真的结果，***损耗为2.92dB。该损耗源于在连接部位正引起反射。将此以图25的传输线路模型进行说明，则是在传输线路与环状线路之间产生了磁场耦合(用标号M表示)的结果，在连接部位的阻抗下降，从而因输入信号反射而产生损耗。

因此，可推断若形成难以产生这样的磁场耦合，则可实现***损耗的降低。

如图20B所示，若采用具有椭圆形的环状线路2的可变谐振器，则在将此连接到输入输出线路7时，***损耗降低到了0.81dB。即，仅靠变更环状线路的形状，***损耗降低了。这是因为通过将可变谐振器连接到输入输出线路，以使环状线路的形状即椭圆的长径对于输入输出线路正交，从而输入输出线路7和环状线路2之间的磁场耦合降低。

另外，为了在相同条件下对***损耗进行比较，因此设图示了的接地部位和其他诸条件都相同(以下，同样)。

此外，如果允许多层构造，则例如也可以是图21A所示的结构。从正面看图的纸面，设眼前为上层，朝向里面依次是下层，则如图21B所示，上层配置有L字型的输入输出传输线路7a，其下层配置有可变谐振器，输入输出线路7a的直角延长部分7c的端部与可变谐振器的环状线路2在区域S重叠。此外，如图21C所示，还在下层配置有L字型的输入输出线路7b，输入输出线路7b的直角延长部分7d与可变谐振器的环状线路2在区域S重叠。在由S所示的区域中设置通孔66，从而使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。

对于该多层构造的几种形态，使用图21C所示的视线方向的截面图加以说明。另外，设该多层构造的平面图为如图21C所示那样。此外，在各截面图中，设朝向纸面的上侧为上层，朝向纸面的下侧为下层。为了简单表示截面结构，对开关3等不进行图示。

多层构造的第1例的结构为，如图22A所示，在介质电路板5的下面形成有最下层的接地导体4，进而在介质电路板5内形成有输入输出线路7a。可变谐振器的环状线路2及输入输出线路7b被埋设固定在介质电路板5中。环状线路2被配置在比输入输出线路7b上面的层。并且，在由区域S表示的部分中设置通孔66，以使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。通孔67例如用于来自外部的开关3(未图示)的动作，用于确保介质电路板5中所埋设固定的环状线路2的开关3(未图示)与介质电路板外部的电连接，与介质电路板5的上面所形成的最上层的导体330电连接。这样的多层结构可以通过将介质电路板5多层构成来实现。另外，在图22A中必须注意的是，未图示图1C中所示的通孔6和导体33等，以及通孔67并非与通孔6具有相同的目的和功能。

第2例的结构为，如图22B所示，在介质电路板5的下面形成有最下层的接地导体4，进而在介质电路板5的上面形成有环状电路2。输入输出线路7b被埋设固定在介质电路板5中。输入输出线路7a被配置在环状线路2的上面，通过支撑体200所支撑。图22B中，支撑体200介于输入输出线路7a与介质电路板5之间，但并不限定于这样的结构，只要能达到支撑输入输出线路7a的目的，也可以采用其他的结构。支撑体200的材质可以根据配置结构而适当设计，在图22B的例中金属或电解质都可以。并且，在由区域S表示的部分中设置通孔66，以使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。

第3例的结构为，如图22C所示，构成为将最下层的接地导体4与其上面的介质电路板5接触配置，进而，将介质电路板5与其上面的输入输出线路7b及导体331接触配置。环状线路2在输入输出线路7b及导体331的上面，通过支撑体200所支撑。此外，输入输出线路7a通过介于输入输出线路7a与输入输出线路7b之间的支撑体201被支撑在环状线路2的上面。图22C所示的结构中，为了防止输入输出线路7a与7b的电连接，支撑体201的材质设为电介质。环状线路2与介质电路板5之间，对应于开关3的位置而设置有导体331及导体柱67。并且，在由区域S表示的部分中设置通孔66，从而使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。

第4例的结构为，如图22D所示，构成为将最下层的接地导体4与其上面的介质电路板5接触配置，进而，将介质电路板5与其上面的输入输出线路7b接触配置。介质电路板5中，其上面的环状线路2接触配置，如图22D所示介质电路板5具有阶梯结构，因此构成为输入输出线路7b及环状线路2都与介质电路板5接触配置，与此同时环状线路2位于输入输出线路7b的上面。输入输出线路7a在环状线路2的上面，通过介于输入输出线路7a与输入输出线路7b之间的上述支撑体201所支撑。并且，在由区域S表示的部分中设置通孔66，从而使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。

第5例的结构为，如图22E所示，构成为将最下层的接地导体4与其上面的介质电路板5接触配置，进而，将介质电路板5与其上面的输入输出线路7a及环状线路2接触配置。输入输出线路7b被埋设固定在介质电路板5中。输入输出线路7a及环状线路2，例如像如图20A和图20B等的结构，可以是一体形成，也可以作为不同的构件进行电性接合。并且，在由区域S表示的部分中设置通孔66，以使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。

第6例的结构为，如图22F所示，构成为将最下层的接地导体4与其上面的介质电路板5接触配置，进而，将介质电路板5与其上面的输入输出线路7b及环状线路2接触配置。输入输出线路7b及环状线路2如上所述，可以是一体形成，也可以作为不同的构件进行电性接合。输入输出线路7a在环状线路2及输入输出线路7b的上面，通过介于输入输出线路7a与输入输出线路7b之间的上述支撑体201所支撑。并且，在由区域S表示的部分中设置通孔66，从而使输入输出线路7a、环状线路2、以及输入输出线路7b电连接。

另外，在图21A所示的结构的情况下，进行了电磁场仿真的结果，***损耗降低至0.12dB。

此外，如图23A所示，也可以是在输入输出线路7的一部分设置V字状的弯曲部分T，并将该弯曲部分T与可变谐振器的环状线路2连接的结构。这样，通过输入输出线路7与环状线路2的距离变大，可实现***损耗的降低。这时，进行了电磁场仿真的结果，***损耗降低至0.53dB。

另外，鉴于包括了多个可变谐振器的电路结构的方便等，也可以是如图23B所示的可变谐振器与整体为V字状的输入输出线路的连接结构。这时，进行了电磁场仿真的结果，***损耗降低至0.5dB。

在图23A及图23B中，作为将环状线路2与输入输出线路7一体形成或作为不同的构件而在同一层进行电性接合的构成来进行例示，但也可以如图21A所示，作为多层构造而构成。

此外，作为图23A所示的连接结构的变形例，如图24所示，将由环状线路2的虚线表示的圆弧部分从圆弧的两端向切线方向延长，以使输入输出线路7的V字状弯曲部分的顶点形成X字，并进行合并。环状线路2变形为泪珠型。由此，也可以采用将输入输出线路7的弯曲部分T与成为泪珠型的可变谐振器的环状线路2的弯曲部分U进行连接的结构。

在如图24所示的结构的情况下进行了电磁场仿真的结果，***损耗降低至0.04dB。

与图23A所示的连接结构的情况相比较，图24所示的连接结构的情况下实现了***损耗的显著降低，作为其理由，可以认为是输入输出线路7与可变谐振器的线路2的位置关系更加分离，并且在输入输出线路7与环状线路2之间的连接部位的附近，在图23A所示的连接结构的情况下，与输入输出线路7大致平行的线路部分存在于环状线路2中，相对于此，在图24所示的连接结构的情况下，与输入输出线路7大致平行的线路部分在环状线路2中几乎不存在，因此被认为磁场耦合更加难以产生。根据该考察，可以说虽然在图24中采用了泪珠型的环状线路2，但并不限定于此，只要是能够使磁场耦合难以产生的输入输出线路7与环状线路2的连接结构即可。

此外，如图26所示，也可以将线路宽度Wa、Wb不同的两种输入输出线路2a、2b进行连接以形成环路，从而作为可变谐振器的环状线路2。图26中表示了两种线路宽度的情况，但并不限定于两种，三种以上的线路宽度的情况也同样，可以将这些线路连接以形成环路，从而作为可变谐振器的环状线路2。在这样的情况下，用如图4A所示的无损耗传输线路模型表示时，设在以电长度π为基准的各路经中，特性阻抗Z₂及特性阻抗Z₃也满足Z₂＝Z₃的条件。另外，各图中省略开关3的显示而进行图示。

图27所示的可变谐振器20在可变谐振器20a的内侧设置线路宽度不同的可变谐振器20b，并经由两个电路开关即开关3a、3b将彼此电连接。开关3b在可变谐振器20a的环状线路2a中，以开关3a所连接的位置作为起点，连接在可变谐振器20a的谐振频率中的半波长或者半波长的整数倍的位置，并且，开关3b在可变谐振器20b的环状线路2b中，以开关3a所连接的位置作为起点，连接在可变谐振器20b的谐振频率中的半波长或者半波长的整数倍的位置。可变谐振器20是使用了图11C所示的特性阻抗不同的两个可变谐振器的可变带宽滤波器的变形形态，这样的结构可以缩小电路的构筑所需的面积。在该变形形态中是线路宽度不同的谐振器的组合，但也可以将相同线路宽度的谐振器进行组合。

图28所示的可变谐振器中，在可变谐振器20的环状线路的途中设置有用于选择长度不同的两个线路的两个电路开关即分支开关39。通过各个分支开关39的连锁切换，选择长度不同的线路部分2c及线路部分2d的其中一个，从而实现由共同的线路部分2e和线路部分2c形成闭合的环状线路的可变谐振器、以及由共同的线路部分2e和线路部分2d形成闭合的环状线路的可变谐振器等周长不同的两种可变谐振器。这样，通过由分支开关39选择环状线路而改变可变谐振器的线路长度，使谐振频率可变。图28所示的可变谐振器表示与图11A所示的可变谐振器相同的动作，但可以缩小占有面积。

另外，由公共的线路部分2e和线路部分2c闭合的环状线路及由共同的线路部分2e和线路部分2d闭合的环状线路，其长度为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍，分别为不同的长度。

这里由两个线路2c、2d进行了例示，但即使是具有不同周长的三个以上的线路也可以同样地构成。

对于图1A、图1B所示的可变谐振器20的两个实时方式进行补充。若是图1A的可变谐振器20，由于开关3的另一端32设置在环状线路2的外侧，因此从防止与输入输出线路7的接触的观点出发，限制在可变谐振器20与输入输出线路7的连接部位附近设置开关3。另一方面，若是图1B的可变谐振器20，则由于开关3的另一端32设置在环状线路2的内侧，因此没有那样的限制。但是，在使用图1B的可变谐振器20时，例如想要从可变谐振器20的外侧连接用于操作开关3的布线，则根据情况必须跨过环状线路2而延长到可变谐振器20的内侧，由单层电路板实现可变谐振器20存在困难。但是，由多层电路板构成，例如通过下层设置可变谐振器20，上层设置用于操作开关3的接线等，这一困难容易消除。在这一点，如果是图1A的可变谐振器20，则没有这样的困难。

此外，到此为止的实施方式使用微波传输带线路构造而表示，但并不限定于这样的线路构造，也可以使用共面波导等其他的线路构造。

图29例示了共面波导的情况。介质电路板的同一面上配置有接地导体4a、4b，在它们的间隙配置有可变谐振器20所连接的输出输出线路7。此外，在可变谐振器20的环状线路2的内侧，与环状线路2非接触地配置有接地导体4c。为了使电位相等，接地导体4b与4c通过架设空中桥梁(air bridge)95而电连接。另外，空中桥梁95在共面波导的情况下不是必须的构成要素，例如也可以是如下构成，在与接地导体4a、4b、4c和输入输出线路7等所配置的介质电路板的面的相反侧的面上配置接地导体(未图示)，通过将接地导体4c与背面接地导体经由通孔电连接，将接地导体4b与背面接地导体经由通孔电连接，从而使接地导体4b与4c的电位相等。

在以上的各种实施例中，作为端口P1、P2的阻抗和输入输出线路7的阻抗相等进行了说明，但在实际的设计中这些阻抗也有不一致的时候，这时若替换设为导通的开关的位置，则有时谐振频率会偏移。

图30A是将前面叙述的本发明的可变谐振器20的一个连接到输入输出线路7的具体例子。可变谐振器20形成具有50Ω的特性阻抗的环状线路(长度为5GHz的1波长)2，在环状线路连接了多个开关(图中表示3₁、3₂两个的情况)的一端，各个开关的另一端连接到接地导体。图30A中表示在电长度为环状线路2的、从与输入输出线路7的连接点180°的位置偏离10°、90°的角度位置上设置了开关3₁、3₂的情况。输入输出端口P1、P2的阻抗Z₀为50Ω。这里，将输入输出线路7的特性阻抗Z₁与输入输出端口P1、P2的阻抗Z₀不同的情况，以Z₁＝70Ω为例进行说明。

本发明的特征在于，通过选择连接到环状线路2的开关3₁、3₂中设为导通的一个开关，可以使谐振频率原封不动而改变带宽。但是，如图30A所示在具有与端口阻抗Z₀不同的特性阻抗Z₁的输入输出线路7连接了可变谐振器20的情况下，图30B和图30C分别对于将开关3₁导通的情况和将开关3₂导通的情况表示输入输出端口之间的传输系数(实线)和反射系数(虚线)的频率特性，存在谐振频率根据所导通的开关而变化的问题。

此外，该问题在图31所示的电路中也产生。图31是将用于对可变谐振器20输出信号的线路7a、7b设为立体结构时的例子。图32表示了图31的反射系数的频率特性，被设为导通的开关的角度位置相当于图31的角度位置θ，通过使该θ的值的变为0°、20°、40°、60°、80°，从而代替选择设为导通的开关。其中，该例是将可变谐振器的谐振频率设计成10GHz的情况。由图32明显可知，对应于角度位置θ的值，谐振频率在10GHz附近变化。这是因为在图31种的输入输出线路7a、7b中，在线路上下对置的部分和连接上下线路的通孔66的部分所产生电磁场耦合的影响导致特性阻抗Z₁和端口阻抗Z₀不一致，发生与图30A类似的现象。此外，输入输出线路7的宽度变化时，特性阻抗Z₁也会变化。

图33A是用于仿真输入输出线路7的、与可变谐振器20的连接部分附近的电磁场耦合所导致的阻抗的变化对输入输出端口P1、P2之间的特性带来的影响的电路。为了仿真，将这样的可变谐振器的连接部分附近的线路部分以用于连接输入输出线路7a与可变谐振器20之间的线路7c来表示。将两个线路7c之间交叉连接的线表示线路7c的输入输出端的电磁场耦合。

图33B、图33C表示接近了输入输出线路7c时输入输出线路7的偶模型阻抗、奇模型阻抗分别成为66Ω、26Ω时的端口P1、P2之间的传输系数(实线)和反射系数(虚线)的频率特性，图33B是θ为90°时的特性，图33C是θ为10°时的特性。该情况下也与图31及图32相同，θ＝90°时的谐振频率为4.88GHz，θ＝10°时的谐振频率为5GHz，谐振频率根据所导通的开关而产生变化。

为了解决此问题，在以下的实施例中，在线路及/或谐振器追加调整电路元件。图34A及图36A是用于说明追加的调整电路元件8的功能的电路图。这里对作为调整电路元件8的一例应用了顶端开路的短截线的情况进行说明。将连接在可变谐振器20上的输入输出线路7的特性阻抗设为70Ω，端口P1、P2的阻抗设为50Ω。可变谐振器20将其路径场以5GHz作为1波长。输入输出线路7的连接有可变谐振器20的位置上连接有顶端开路短截线8。

首先，不添加该短截线8时，图34A中将短截线的电长度以0°来表示，可得到如图34B的S21和S11的频率特性。描绘有四个曲线，实线为S21(传输系数)，虚线为S11(反射系数)，粗线是将90°位置的开关设为导通时的特性，细线是将10°位置的开关设为导通时的特性。设为导通的开关的位置为10°时以5GHz谐振，90°时以5.1GHz谐振，与之前同样，谐振频率发生变化。

在图35A将端口P1的反射系数S11表示在史密斯圆图上。粗线是图34A的电路整体的特性，细线是从图34A的电路中除去了可变谐振器20的、只有输入输出线路7的特性。5GHz时，图34A的可变谐振器20的部分产生谐振，因此在输入输出线路7与可变谐振器20的连接点看向可变谐振器20侧的阻抗为无限大。因而，在5GHz时与没有可变谐振器20的情况等效，因此与仅输入输出线路7的特性相一致。S11成为最小是在粗线上的、从端口阻抗50Ω的点(图中为点O)最近的点S，该点S上的谐振频率5.18GHz与可变谐振器20的谐振频率5GHz不同。

θ＝0°时，如图35B所示，与θ＝90°的情况相比，可变谐振器20自身阻抗的电抗分量相对于频率而急剧地变化，因此点S的频率为5.006GHz，从5GHz错位不大。这样，通过导通状态的开关的角度位置θ，电路整体的谐振频率(S11最小时的频率)发生变化。另外，即使在如图34A所示连接了与端口阻抗不同输入输出线路7和可变谐振器20的情况下，环状的可变谐振器20自身的谐振频率也与导通状态的开关位置θ无关而保持恒定，因此5GHz下的阻抗即使导通状态的开关的位置θ改变也不动。假设输入输出线路7的特性阻抗Z₁与端口阻抗Z₀相同为50Ω的情况下，细线成为点O，不会产生这样的变化。

下面对追加了短截线8的情况进行说明。图36中特性阻抗为50Ω，将电长度为13°的顶端开路短截线8并联连接到了可变谐振器20上。图36B表示与图34B对应的特性。由图36B可知，通过增加短截线8，使电路整体的谐振频率与导通状态的开关的位置无关而在5GHz下保持恒定。对此使用图37A、37B进行说明。这里虚线同样是从图34A中除去了可变谐振器20的、只有输入输出线路7的特性。在90°的角度位置的开关为导通状态的图37A中，点P是图35A中5GHz的反射系数。通过短截线8将点P移动到点S。由此5GHz中的S11成为极小。如前所述，5GHz中的可变谐振器20的阻抗为开路，该阻抗与导通状态的开关的位置无关而恒定，因此即使在10°的开关为导通状态的图37B中，5GHz下的反射系数也不从S点移动。因此可知，通过恰当设置短截线8，可使整体的谐振频率与导通状态的开关的位置无关而保持不变。

图38是用于将前述的短截线的效果用电磁场仿真来进行确认的模型，在图31的模型上追加有短截线8。图39表示其反射系数的频率特性。与图32的特性相比，可知S11成为极小的频率有所收敛，由此该短截线的效果被确认。另外，这里作为电路调整元件8使用了顶端开路短截线，但只要是用于调整电抗的元件就可以。此外，对于连接电路调整元件8的位置，并不限定于谐振器与输入输出线路的连接点。

图40A～图40D表示电路调整元件8的连接地点的例子。图40A表示在输入输出线路7与可变谐振器20的连接点，将电路调整元件8与可变谐振器20并联连接了的例子。图40B表示在输入输出线路7与可变谐振器20的连接点和端口P1之间，将电路调整元件8与可变谐振器20并联连接到了输入输入线路7的例子。图40C表示将电路调整元件8串联***到输入输出线路7中的例子。图40D表示在可变谐振器20的Nπ的角度位置，将电路调整元件8连接到了环状线路2与地之间的例子。这里N是1以上的整数，但后述的图41B是N＝0的情况。

图41表示电路调整元件8的另外其他连接例，图41A表示经由电路调整元件8连接输入输出线路7与可变谐振器20的例子，图41B表示将电路调整元件8配置在环状线路2的内侧，并连接到环状线路2与输入输出线路7的连接位置和地之间的例子。

图42表示电路调整元件8的各种各样的例子。A是作为单独元件的电容器。B是在同一平面内形成了间隙(gap)的线路，以具有电容器的功能。C是夹置电介质使高度不同的线路对置的立体线路结构，以具有电容器的功能。D是作为个别元件的电感，E是具有电感的功能的平面内的弯曲线路，F是线路中所形成的螺旋形线圈。G是被串联***的线路、H是具有顶端开路短截线的作用的线路。

此外，有时既使不添加电路调整元件8也能得到该效果。这是在具有与端口阻抗Z₀不同的特性阻抗Z₁的输入输出线路7的相位如图43所示为180°，或者其整数倍的情况。这是因为在这种情况下，通过180°线路，从端口P1看的输入阻抗一定成为端口P2的阻抗。

图44至图47是设置了电路调整元件的可变带宽滤波器的结构例，对照表示其特性的反正结果。任何一种情况下，端口P1、P2的阻抗设为50Ω，输入输出线路7的阻抗设为60Ω，两个开关3₁、3₂设置在10°的位置和90°的位置。将开关3₁设为导通时的特性表示在B中，将开关3₂设为导通时的特性表示在C。这些特性中，实线表示传输系数S21，虚线表示反射系数S11，由细线表示的是未设置电路调整元件8时的特性。

图44表示在从输入输出线路7与可变谐振器的环状线路2的连接点离谐振频率下10/360波长的位置，在输入输出线路7形成了顶端开路短截线8的例子。由图44B和图44C可知，即使从导通了开关3₁的状态切换到导通了开关3₂的状态，谐振频率依然是5GHz。但是，未设置短截线8的情况下，如图44C所示，谐振频率变成了5.1GHz。

图45A表示将长度为谐振频率下7/360波长的线路作为电路调整元件8***到了输入输出线路7与环状线路2之间的例子。在该例中，如图45B和图45C所示，即使将开关3₁和3₂的选择进行切换而导通，谐振频率也不会变为5GHz。

图46A是将特性阻抗为57Ω的线路作为电路调整元件8串联***到了输入输出线路7的输入端的例子，这种情况下，由图46B和图46C可知，即使切换开关3₁和3₂，谐振频率也不会变化。

图47A表示用0.08pF的电容器代替图44A中的顶端开路短截线8作为电路调整元件8连接到了输入输出线路7与地之间的例子。这种情况下，如图47B和图47C所示，通过开关3₁和3₂的选择切换，谐振频率也没有变化。

这样，在任何一个例子中，通过电路调整元件8的作用，与导通状态的开关的位置无关，谐振频率都不变。

前述的各实施例中的可变谐振器20中，表示了其构成为可以在环状导体线路2上的不同位置经由开关3直接接地，或者可以经由无源元件接地的情况，但也可以是经由开关3使可变谐振器可以与期望特性的调整传输线路相连接的构成。图48A表示其构成例。

图48A是图13的可变带宽滤波器10的变形例，与图48A相同，输入输出线路7中串联***有可变谐振器20。但是，通过开关3使环状导体线路2可以连接到期望特性的调整传输线路21，从而代替在期望的位置通过开关3使环状导体线路2可以接地。该例中，各调整传输线路21的电长度在使用频带的中心频率中设为75°，顶端被开路。

图48B表示在图48A中将θ＝30°的开关设为导通时的传输系数的频率特性。该例中，与图13的可变带宽滤波器的特性的图14不同，以谐振频率5GHz为中心出现了大致对称的两个零点。由于这些零点是隔着谐振频率出现，因此可以分别控制谐振频率的高频侧和低频侧的衰减特性。图48A中表示了将各个调整传输线路21的电长度设为相同的75°的情况，但也可以根据必要的特性，相对于各个位置的开关3连接期望的电长度的调整传输线路21。这在以下的实施例中也是一样的。

图49A表示在图48A中将调整传输线路21的电长度缩短为50°，并将其顶端经由电容器22接地的例子。图49B表示该结构下的传输系数的频率特性。该情况也是将θ＝30°的开关设为导通的情况，各开关3所连接的调整传输线路21和其顶端所连接的电容器22只对一个开关3进行图示，对于其他开关，从调整传输线路21的中间部分开始省略顶端和顶端所连接的电容器22的图示。比较图49B与图48B可知，以5GHz为中心的通带宽度相同。即，虽然实现相同的通带宽度，但意味着通过将调整传输线路21的顶端用电容器22接地，从而能够等效地延长电长度，并可以相应地缩短调整传输线路21的电长度。

图50的实施例表示使用可变电容元件22′来代替图49A中的各个电容器22的例子。但是，调整传输线路21的电长度并不限定于50°。根据调整传输线路21与可变电容元件22′的结构，可以调整等效的电长度。即，可以调整图49B中的零点的位置。图49A中的各个开关所连接的各个调整传输线路21的电长度及电容器22的电容，也可以根据所要求的特性来确定为期望的值。

图51的实施例在与图48A的实施例中的各调整传输线路21对应的期望的电长度的调整传输线路21₁的顶端，还通过开关23连接有期望的电长度的调整传输线路21₂。通过将开关23导通或截止，可以改变开关3所连接的调整传输线路的电长度，因此可以调整频率特性的零点位置。

图52的实施例在与图48A中的各开关3所连接的调整传输线路21的长度方向上包含顶端的不同的位置，通过一个以上的开关，这里是通过三个开关23₁、23₂、23₃可分别接地。根据该结构也可以调整频率特性的零点位置。其中，调整传输线路21的电长度并不限定于75°。可以选择通过将开关23₁、23₂、23₃中期望的一个导通而将调整传输线路21以期望的电长度来接地的情况，或者将任何一个开关都截止，以使传输线路不接地而作为开路端的情况。传输线路

图49A中说明了通过将调整传输线路21的顶端通过电容器22设为可接地，从而可以将调整传输线路21的电长度设计为较短，但也可以像如图53所示，不使调整传输线路21接地，将一端连接在环状导体线路2的各开关3的另一端直接经由电容器22设为可接地。这种情况下也与图49B相同，能够得到在谐振频率的两侧附近具有两个零点的频率特性。

在上述图48A、49A、50、51、52、53中，可变谐振器20表示了用于构成可变带宽滤波器10而被使用的例子，但也可以将这些可变谐振器20用在前述的图5A、5B、7B、7D、8、9、10、11A、11B、11C、15、16、18、19、20A、20B、21A、23A、23B、24、26～29、40A～40D、41A、41B、44A、45A、46A、47A中的任何一个可变谐振器中。

在图49～图53中表示了与图13的实施例相同地在输入输出线路中串联***了可变谐振器时的可变带宽滤波器的例子，但在输入输出线路中并联连接了可变谐振器时的可变带宽滤波器中，也可以在构成可变谐振器的环状导体线路的各开关3连接调整传输线路。

图54表示在将图1A或图1B的可变谐振器20并联***到输入输出线路7的实施例中，对于一端连接在环状导体线路2的各开关3的另一端，连接了顶端开路的调整传输线路21来代替接地的例子。这里，从各开关3与环状导体线路2的连接点到调整传输线路21的开路顶端为止的电长度被设计成在使用频率下为90°(λ/4)。图中只对一个开关3表示调整传输线路21，省略了对其他开关的图示。由此，开关导通时开关3与环状导体线路2的连接点等效地接地，因此可以避免由开关3的结构(例如开关的信号传输方向的长度)带来的相位变化的影响。相对于此，在图1A、图1B中，因从被导通的开关3与环状导体线路2的连接点到接地点的结构导致产生信号的相位变化，因此为了避免这样的相位变化的影响，图54的结构是有效的。

图55是图54的变形例，各开关3上连接有被接地短路的调整传输线路21。这里，从各开关3与环状导体线路的连接点到调整传输线路21的顶端短路点的电长度被设计成在使用频率下为180°(λ/2)。这种情况也与图54的情况相同，被导通的开关3与环状导体线路2的连接点等效地接地，因此可以避免由开关3的结构带来的信号的相位变化。

图54、图55的顶端开路调整传输线路21或顶端短路传输线路21不仅适用于图1A、图1B，也适用于图5A、5B、8～11、13、15～21、23、24、26～31、38、40、41、43至47的各实施例中。

根据本发明，通过从多个电路开关中选择任意的一个电路开关并使其为导通状态[电连接的状态]，可以在保持谐振频率为恒定的前提下大幅度地改变带宽。

此外，本发明的可变谐振器中，其谐振频率中的信号的损失主要由构成可变谐振器的导体线路所支配，由电路开关等的***损耗的影响较小。因此，即使将损耗大的电路开关等用在可变谐振器中来构成滤波器，也可以抑制信号的通带的损耗。

此外，本发明的电路装置中，通过使用本发明的可变谐振器，可以大大变更夹置谐振频率的带宽，同时可以抑制因连接了可变谐振器而带来的***损耗。

Claims (26)

1.一种可变谐振器，它包括：

环状导体线路，设置在介质电路板上，其周长为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍；以及

两个以上的第1电路开关，

在各个上述第1电路开关中，其一端电连接到上述环状导体线路的各个不同的部位，其另一端电连接到介质电路板上所形成的接地导体，可以切换该接地导体和上述环状导体线路之间的电连接/非连接。

2.如权利要求1所述的可变谐振器，其中，上述接地导体和各上述第1电路开关的另一端，经由无源元件而被电连接。

3.如权利要求2所述的可变谐振器，其中还设置有，

切换器，可通过上述无源元件进行、或者不通过上述无源元件进行的其中一种方式而切换上述接地导体和各上述第1电路开关的另一端的电连接。

4.一种可变谐振器，它包括：

环状导体线路，设置在介质电路板上，其周长为谐振频率中的1波长或1波长的整数倍；以及

两个以上的第1电路开关，

在各上述第1电路开关中，其一端电连接到上述环状导体线路的各个不同的部位，其另一端电连接到介质电路板上所形成的调整传输线路，可以切换与上述环状导体线路之间的电连接/非连接。

5.如权利要求1至权利要求4的任何一项所述的可变谐振器，其中，

可变谐振器中设有在上述环状导体线路上所连接的输入输出线路，各上述第1电路开关的上述一端在上述环状导体线路中，连接到将与上述输入输出线路之间的连接部位及以该连接部位为起点，在处于谐振频率中的半波长或不是该半波长的整数倍的位置上。

6.如权利要求1至权利要求4的任何一项所述的可变谐振器，其中，

上述环状导体线路将线路宽度不同的多个导体线路进行连接而形成闭路。

7.如权利要求1至权利要求4的任何一项所述的可变谐振器，其中它还包括：

一个第1导体线路；

多个第2导体线路；以及

电路开关单元，可将上述第1导体线路的两端和多个上述第2导体线路中所选择的一个的两端进行电连接，

上述环状导体线路，通过由上述电路开关单元电连接上述第1导体线路和所选择的上述第2导体线路中的一个的闭路而形成。

8.一种可变谐振器，它包括：权利要求1至权利要求4的任何一项所述的第1可变谐振器、权利要求1至权利要求4的任何一项所述的第2可变谐振器、以及将上述第1可变谐振器与上述第2可变谐振器电连接的电路开关单元，

在上述第1可变谐振器的环状导体线路的内侧，配置有上述第2可变谐振器。

9.如权利要求8所述的可变谐振器，其中，

上述电路开关单元具有将上述第1可变谐振器和上述第2可变谐振器在两个不同的位置上进行连接的两个第2电路开关，

相对于一方的上述第2电路开关的连接位置，另一方的第2电路开关的连接位置，在上述第1可变谐振器的环状导体线路中，处于上述第1可变谐振器的谐振频率中的半波长或该半波长的整数倍的位置，而且在上述第2可变谐振器的环状导体线路中，处于上述第2可变谐振器的谐振频率中的半波长或该半波长的整数倍的位置。

10.一种可变带宽滤波器，它包括：

权利要求1至权利要求4的任何一项所述的至少一个可变谐振器；以及输入输出线路，

上述可变谐振器与上述输入输出线路被电连接。

11.如权利要求10所述的可变带宽滤波器，其中，

各个上述可变谐振器在一处的连接部位对于上述输入输出线路并联连接。

12.如权利要求10所述的可变带宽滤波器，其中，

分别对两个以上的上述可变谐振器，将各个可变谐振器在其一处连接部位对于上述输入输出线路进行并联连接，

在上述各连接部位分别包括可切换上述输出输出线路和上述可变谐振器之间的电连接/非连接的第2电路开关，

通过选择上述各第2电路开关，可将各可变谐振器的全部或一部分与上述输入输出线路电连接。

13.如权利要求10所述的可变带宽滤波器，其中，

分别对一个以上的上述可变谐振器，将各个可变谐振器在两处连接部位对于上述输入输出线路进行串联连接，

两处的上述连接部位在各个可变谐振器的环状导体线路中，处于各可变谐振器的谐振频率中半波长或该半波长的整数倍的位置，与该连接部位不同的位置上连接有上述第1电路开关。

14.如权利要求10所述的可变带宽滤波器，其中，

上述输入输出线路和上述至少一个可变谐振器的上述环状导体线路的至少一方上连接有电路调整元件。

15.如权利要求14所述的可变带宽滤波器，其中，

上述电路调整元件被***在上述环状导体线路和地之间。

16.如权利要求15所述的可变带宽滤波器，其中，

在从上述环状导体线路和上述输入输出线路之间的连接位置开始电长度为Nπ的位置(N为0以上的整数)，上述电路调整元件被***在上述环状导体线路和地之间。

17.如权利要求14所述的可变带宽滤波器，其中，

上述电路调整元件被***在上述输入输出线路和上述环状导体线路之间。

18.如权利要求14所述的可变带宽滤波器，其中，

上述电路调整元件与上述输入输出线路被串联地***。

19.一种电路装置，它包括：

权利要求1至权利要求4的任何一项所述的一个可变谐振器；以及

第1输入输出线路以及第2输入输出线路，

在上述第1输入输出线路的端部与上述可变谐振器的环状导体线路的连接部位，上述第2输入输出线路的端部进行连接，上述第1输入输出线路和上述第2输入输出线路、以及上述环状导体线路被电连接，

在上述连接部位，上述第1输入输出线路的端部与上述第2输入输出线路的端部被设置在不同的平面上。

20.一种电路装置，它包括：

权利要求1至权利要求4的任何一项所述的一个可变谐振器；以及

具有弯曲部分的输入输出线路，

上述输入输出线路的弯曲部分与上述可变谐振器的环状导体线路被电连接。

21.如权利要求19所述的电路装置，其中，

上述输入输出线路的弯曲部分和上述可变谐振器的环状导体线路所电连接的部位，以及该部位附近的上述可变谐振器的环状导体线路与上述输入输出线路形成角度。

22.如权利要求19至权利要求21的任何一项所述的电路装置，其中，

上述输入输出线路和上述至少一个可变谐振器的上述环状导体线路的至少一方上连接有电路调整元件。

23.如权利要求22所述的电路装置，其中，

上述电路调整元件被***在上述环状导体线路与地之间。

24.如权利要求23所述的电路装置，其中，

在从上述输入输出线路与上述输入输出线路之间的连接位置开始电长度为Nπ(N为0以上的整数)的位置，上述电路调整元件被***在上述环状导体线路和地之间。

25.如权利要求22所述的电路装置，其中，

上述电路调整元件被***在上述输入输出线路和上述环状导体线路之间。

26.如权利要求22所述的电路装置，其中，

上述电路调整元件与上述输入输出线路被串联地***。

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