CN101132151A - 一种电源变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种电源变换器，包括第一、二变压器，第一、二箝位器件，第一、二开关管，第一、二电感和谐振网络，第一变压器包括第一原边绕组和第一副边绕组，第二变压器包括第二原边绕组、第二副边绕组，第一开关管、第一原边绕组、第二原边绕组、第二开关管串联后跨接在输入电源上，谐振网络连接在第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点及第一开关管和/或第二开关管与输入电源的连接节点之间，第一电感跨接在第一原边绕组上，第二电感跨接在第二原边绕组上，第一箝位器件和第二箝位器件分别为第一原边绕组和第二原边绕组提供复位通路，第一开关管和第二开关管的相位错开。本发明工作效率，避免了直通危险、可靠性好。
Description
技术领域
本发明涉及一种电源变换器。
背景技术
图1是现有的双管正激变换器的结构示意图，该变换器的两个开关管S1、S2不会同时导通，没有直通危险，可靠性高，但开关管S1、S2不易实现软开关，该变换器效率低，体积大。图2是现有的半桥LLC变换器的结构示意图，该变换器具有效率高，体积小的优点，开关管S1、S2可以工作在软开关状态，但由于开关管有直通危险，可靠性不够高。
发明内容
本发明就是为了克服以上的不足，提出了一种效率高、可靠性高的电源变换器。
本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：一种电源变换器，包括第一变压器、第一箝位器件、第二箝位器件、第一开关管、第二开关管，所述第一变压器包括第一原边绕组和第一副边绕组，还包括第二变压器、第一电感、第二电感和谐振网络，所述第二变压器包括第二原边绕组、第二副边绕组，所述第一开关管、第一原边绕组、第二原边绕组、第二开关管串联后跨接在输入电源上，所述谐振网络连接在第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点及第一开关管和/或第二开关管与输入电源的连接节点之间，所述第一电感跨接在第一原边绕组上，所述第二电感跨接在第二原边绕组上，所述第一箝位器件连接在第一原边绕组和输入电源之间，所述第二箝位器件连接在第二原边绕组和输入电源之间，所述第一箝位器件和第二箝位器件分别为第一原边绕组和第二原边绕组提供复位通路。
优选地，所述第一开关管和第二开关管的相位错开0度-180度。
所述谐振网络包括谐振电感、第一谐振电容和第二谐振电容，所述第一谐振电容与第二谐振电容相连接后跨接在输入电源上，所述谐振电感一端连至第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点，另一端连至第一谐振电容和第二谐振电容之间。
所述谐振网络包括谐振电感、谐振电容，所述谐振电感一端连至第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点，另一端与谐振电容一端相连；所述谐振电容另一端与输入电源相连。
所述输入电源还包括调压电路，所述调压电路检测输出电压相应调节输入电源所输出的电压。
所述第一电感和第二电感分别为第一变压器和第二变压器原边绕组的激磁电感。
还包括第一整流器件、第二整流器件和滤波器件，所述第一副边绕组、第二副边绕组输出分别经第一、二整流器件整流后并联接于滤波器件上。还包括第一整流器件、第二整流器件和滤波器件，所述第一副边绕组、第二副边绕组输出分别经第一、二整流器件整流后并联接于滤波器件上。
还包括第三变压器、第四变压器、第三箝位器件、第四箝位器件、第三开关管、第四开关管、第三电感、第四电感和第二谐振网络，所述第三变压器包括第三原边绕组和第三副边绕组，所述第四变压器包括第四原边绕组和第四副边绕组，所述第三开关管、第三原边绕组、第四原边绕组和第四开关管串联后跨接在输入电源上，所述第二谐振网络连接在第三原边绕组和第四原边绕组的中间节点及第三开关管和/或第四开关管与输入电源的连接节点之间，所述第三电感跨接在第三原边绕组上，所述第四电感跨接在第四原边绕组上，所述第三箝位器件连接在第三原边绕组和输入电源之间，所述第四箝位器件连接在第四原边绕组和输入电源之间，所述第三箝位器件和第四箝位器件分别为第三原边绕组和第四原边绕组提供复位通路，所述第三开关管和第四开关管的相位错开。
本发明与现有技术对比的有益效果是：本发明的电源变换器结合了双管正激变换器和半桥LLC变换器的优点，一方面器件工作状态与半桥LLC变换器相似，工作效率高，同时由于变压器与开关管串联，避免了直通危险，可靠性高。
附图说明
图1是现有的双管正激变换器的结构示意图；
图2是现有的半桥LLC变换器的结构示意图；
图3是本发明具体实施方式一的结构示意图；
图4是本发明具体实施方式一的工作波形示意图；
图5是本发明具体实施方式一工作在第一阶段的电流流向示意图；
图6是本发明具体实施方式一工作在第二阶段的电流流向示意图；
图7是本发明具体实施方式一工作在第三阶段的电流流向示意图；
图8是本发明具体实施方式一工作在第四阶段的电流流向示意图；
图9是本发明具体实施方式一工作在第五阶段的电流流向示意图；
图10是本发明具体实施方式一工作在第六阶段的电流流向示意图；
图11是本发明具体实施方式一工作在第七阶段的电流流向示意图；
图12是本发明具体实施方式一工作在第八阶段的电流流向示意图；
图13是本发明具体实施方式一工作在第九阶段的电流流向示意图；
图14是本发明具体实施方式一工作在第十阶段的电流流向示意图；
图15是本发明具体实施方式一的开关管和现有的半桥LLC变换器的开关管的参数比较示意图；
图16是本发明具体实施方式一的谐振电感和现有的半桥LLC变换器的谐振电感的电流比较示意图；
图17是本发明具体实施方式一的原边绕组和现有的半桥LLC变换器的原边绕组的电流比较示意图；
图18是本发明具体实施方式一的整流器件和现有的半桥LLC变换器的整流器件的电流比较示意图；
图19是本发明具体实施方式一的整流器件和现有的半桥LLC变换器的整流器件的电压比较示意图；
图20是本发明具体实施方式二的结构示意图；
图21是本发明具体实施方式三的结构示意图；
图22是本发明具体实施方式四的结构示意图；
图23是本发明具体实施方式五的结构示意图；
图24是本发明具体实施方式六的结构示意图。
具体实施方式
下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。
具体实施方式一
如图3所示，一种电源变换器，包括第一变压器T1、第二变压器T2、第一箝位器件D4、第二箝位器件D3、第一开关管S1、第二开关管S2、谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第一电感Lm1、第二电感Lm2、第一整流器件D1、第二整流器件D2和滤波器件C1。所述第一变压器T1包括第一原边绕组、第一副边绕组，所述第二变压器T2包括第二原边绕组、第二副边绕组。所述第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2和谐振电感Lr组成谐振网络。
所述第一开关管S1、第一原边绕组、第二原边绕组和第二开关管S2串联后跨接在输入电源Vin上。所述第一开关管S1和第二开关管S2的相位错开，错开的角度可为0度-180度；优选地，第一开关管S1和第二开关管S2交替工作，即两者相位错开180度。所述第一箝位器件D4连接在第一原边绕组和输入电源Vin之间，所述第二箝位器件D3连接在第二原边绕组和输入电源Vin之间。所述第一箝位器件D4为二极管，其阳极与输入电源的负输出端相连，其阴极通过所述第一开关管S1与输入电源的正输出端相连；所述第二箝位器件D3为二极管，其阴极与输入电源的正输出端相连，其阳极通过所述第二开关管S2与输入电源的负输出端相连。
所述第一箝位器件D4和第二箝位器件D3分别为第一原边绕组和第二原边绕组提供复位通路，其复位原理与双管正激变换器相同。所述第一谐振电容Cr1与第二谐振电容Cr2相连接后跨接在输入电源Vin上，所述谐振电感Lr一端连至第一原边绕组和第二原边绕组中间节点，另一端连至第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2之间。
所述第一电感Lm1跨接在第一原边绕组上，所述第二电感Lm2跨接在第二原边绕组上。所述第一电感Lm1可为第一原边绕组的激磁电感，也可为外接的独立电感，所述第二电感Lm2可为第二原边绕组的激磁电感，也可为外接的独立电感。优选地，第一电感Lm1和第二电感Lm2为激磁电感(即集成在第一变压器T1和第二变压器T2内)，这样可以减少磁性元件数目，从而减小本发明电源变换器的体积。
所述第一副边绕组、第二副边绕组输出分别经第一整流器件D1、第二整流器件D2整流后并联接于滤波器件C1上。所述第一整流器件D1为第一二极管，所述第二整流器件D2为第二二极管，所述滤波器件C1为滤波电容。所述第一二极管阳极与第一副边绕组同相端相连，阴极与滤波电容相连，所述第二二极管阳极与第二副边绕组同相端相连，阴极与滤波电容相连。
如图4所示，我们对上述电源变换器的工作过程进行分析，为方便分析，我们假设第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2的容量相同(Cr1＝Cr2)，第一电感Lm1和第二电感Lm2的感量相同(Lm1＝Lm2)，第一变压器T1和第二变压器T2完全相同，并且是理想的变压器，滤波电容C1的容量足够大，第一开关管S1和第二开关管S2分别包含并联的寄生电容和寄生二极管。在图4中，I(Lm1)、I(Lm2)分别是流过第一电感Lm1、第二电感Lm2的电流，I(Tp1)、I(Tp2)分别是流过第一原边绕组、第二原边绕组的电流，V(S1-drive)、V(S2-drive)分别是第一开关管S1、第二开关管S2的驱动电压；I(D1)、I(D2)分别是通过第一整流二极管D1、第二整流二极管D2的电流；I(Lr)则是通过谐振电感Lr的电流。上述电源变换器的工作过程包括如下阶段：
第一阶段：如图4、5所示，从t0时刻(对应于第二开关管S2开通)开始至t1时刻(对应于第二开关管S2的电流为0)结束。此阶段揩振电感Lr，第一电感Lm1，第二电感Lm2，第一谐振电容Cr1，第二谐振电容Cr2参与谐振。由于第一电感Lm1和第二电感Lm2相当于通过第一箝位器件D4和第二开关管S2并联后再与谐振电感Lr串联，谐振的等效电感为Lr+Lm/2，第一整流二极管D1和第二整流二极管D2在本阶段内保持关断。
第二阶段：如图4、6所示，从t1时刻(对应于第二开关管S2的电流为0)开始至t2时刻(对应于谐振电感Lr的电流为0)结束。此阶段内第二电感Lm2上的电压被输出电压箝位，第二电感Lm2上的电流线性增加，第一电感Lm1的电流线性下降，第一电感Lm1的电流下降两斜率与第二电感Lm2上的电流增加斜率相同。此阶段内谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1，第二谐振电容Cr2参与谐振。
第三阶段：如图4、7所示，从t2时刻(对应于谐振电感Lr的电流0)开始至t3时刻(对应于第一电感Lm1的电流为0)结束。此阶段与上一阶段的差别在于：在谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1，第二谐振电容Cr2参与谐振的情况下，谐振电感Lr上的电流增加到最大后又逐渐减小。
第四阶段：如图4、8所示，t3时刻(对应于第一电感Lm1的电流为0)开始至t4时刻(对应于第二开关管S2关断)结束。此阶段内第一箝位器件D4关断，谐振电感Lr、第一谐振电容Cr1和第二谐振电容Cr2继续保持谐振，第二电感Lm2上的电流继续线性增加。第一电感Lm1和第一开关管S1的寄生电容发生谐振，第一开关管S1上的电压下降。我们知道在图2所示的半桥LLC变换器中，谐振发生在Lr与开关管的寄生电容之间从而实现软开关，通常Lm要比Lr大。因此本发明的电源变换器需要更长的时间使开关管的电压降到足够低。
第五阶段：如图4、9所示，从t4时刻(对应于第二开关管S2关断)开始至t5时刻(对应于第一开关管S1开通)结束。此阶段内两个开关管都处于关断状态。本阶段内第二箝位器件D3开通，第二电感Lm2上的电流下降，第二整流二极管D2关断。第一电感Lm1与第一开关管S1的寄生电容的谐振继续保持，第一开关管S1的电压继续下降。
在上述第四、第五阶段，一般情况下第一开关管S1的最低电压不为0，设变压器的转换率(匝比)为N，输出电压为Vout，则当第一开关管S1电压等于N*Vout时第一电感Lm1的电流达到最小，第一开关管S1的最低电压由下式给出：Vs1＝Vin-2(N×Vout)。在典型设计中，Vout比Vin/(2N)略低，所以Vs1会比0略高一点。
第六阶段：如图4、10所示，从t5时刻开始至t6时刻结束。此阶段的工作过程与第一阶段类似。
第七阶段：如图4、11所示，从t6时刻开始至t7时刻结束。此阶段的工作过程与第二阶段类似。
第八阶段：如图4、12所示，从t7时刻开始至t8时刻结束。此阶段的工作过程与第三阶段类似。
第九阶段：如图4、13所示，从t8时刻开始至t9时刻结束。此阶段的工作过程与第四阶段类似。
第十阶段：如图4、14所示，从t9时刻开始至t10时刻结束。此阶段的工作过程与第五阶段类似。
通过上述分析可知，本发明的电源变换器的工作过程类似于图2所示的半桥LLC变换器，第一开关管S1、第二开关管S2在接近Vin-2N×Vout这样低的电压下开启，而第一开关管S1、第二开关管S2的关断电流比负载为满载时折算到的电流要小很多，减少了开关损耗。同时，输出整流二极管的电流降低为零并保持关断，不存在反向恢复问题，使得整个电源变换器的开关损耗很小。
下面将通过实验对本发明的效果作进一步说明。
与图2所示的半桥LLC变换器进行比较(为简化分析，我们用150V肖特基管串联理想二极管作为输出整流二极管)：我们分别对两种电源变换器进行了仿真，仿真条件见表1
表1
| 项目 | 本发明的电源变换器 | 项目 | 半桥LLC变换器 |
| Vin | 400V | Vin | 400V |
| S1，S2 | IRFP460 | S1，S2 | IRFP460 |
| Lm1，Lm2 | 400uH | Lm | 200uH |
| Lr | 30uH | Lr | 30uH |
| Cr1，Cr2 | 46nF | Cr | 92nF |
| D3，D4 | MUR460 | ||
| 匝比(Turnrate) | 4∶1 | 匝比(Turnrate) | 4∶1 |
| 开关频率(Switchingfrequency) | 100kHz | 开关频率(Switchingfrequency) | 100kHz |
| 负载 | 2.2ohm | 负载 | 2.2ohm |
| D1，D2 | 肖特基管串联理想二极管 | D1，D2 | 肖特基管串联理想二极管 |
如图15所示，两者的开关管波形较为相似，仿真得到本发明的电源变换器的输出电压为46.95V、峰值电流为9.57A，半桥LLC变换器的输出电压为47.62V、峰值电流为8.8A。本发明的电源变换器的开关管电压下降得更慢，其开关管开通时的电压为90V而不是0，半桥LLC变换器的开关管电压开通时的为0V。即使如此本发明的电源变换器的开关管损耗只有5.73W，而半桥LLC变换器的开关管损耗为4.87W，两者相差不大。
如图16所示，本发明的电源变换器和半桥LLC变换器的谐振电感的电流很相似。本发明的电源变换器的谐振电感的电流峰值(peak current)和有效值(RMS)分别为9.13A和6.49A，半桥LLC变换器的谐振电感的电流峰值(peak current)和有效值(RMS)分别为8.8A和6.3A。
如图17所示，假设本发明的电源变换器的原边阻抗Rp1、Rp2和半桥LLC变换器的原边阻抗Rp满足：Rp1＝Rp2＝2Rp，则原边损耗的比较为：本发明的原边损耗/半桥LLC变换器的原边损耗＝2*(2*4.952)/6.32＝2.47。
如图18所示，本发明的电源变换器和半桥LLC变换器的整流器件(输出二极管)的电流波形几乎是一样的。
图19是本发明的电源变换器和半桥LLC变换器的整流器件(输出二极管)的电压波形比较示意图，本发明的电源变换器的输出二极管的电压为143.08V，比半桥LLC变换器的输出二极管的电压大。本发明的电源变换器可以使用200V肖特基(schottky)二极管，而LLC中可以用150Vschottky二极管。仿真得到本发明的电源变换器的第二箝位器件D3和第一箝位器件D4的功率是0.37W。
从上面的仿真可以得到损耗的比较见表2
| 项目 | 本发明的电源变换器 | 半桥LLC变换器 |
| S1的功率损耗(AVE) | 5.73W | 4.87W |
| S2的功率损耗(AVE) | 5.73W | 4.87W |
| D1的功率损耗 | 17.07W(diode：0.8V) | 15.15W(diode：0.7V) |
| 副边的功率损耗 | 2W | 2W(假设) |
| 原边的功率损耗 | 4.94W | 2W(假设) |
| 变压器磁芯的功率损耗(Power loss ofTransformer core) | 4W(假设) | 4W(假设) |
| D3、D4的功率损耗 | 0.74W | 0 |
| Lr的功率损耗 | 2W(假设) | 2W(假设) |
| 总功率损耗 | 42.21W | 34.89W |
| 总输出功率 | 1002.3W | 1030.9W |
| 效率 | 95.79％ | 96.62％ |
从上表可以看出相同参数的情况下，本发明的电源变换器的效率虽然比半桥LLC变换器的效率低0.83％，但仍然具有95.79％的高效率。下面对本发明的电源变换器进行直通分析：在本发明的电源变换器中输出相当于直接接到电容而没有接到电感，可能会有人仍然担心直通的问题，我们通一个实例进行讨论。
当第一开关管S1和第二开关管S2同时导通时，它们的电流可以通过下式表示：Is＝(Vin-2*N*Vo)/(2Lp)*ts，式中Is为第一开关管S1和第二开关管S2同时导通而产生的电流，Vin为输入电源电压)，N为变压器匝比，Vo为输出电压，Lp为变压器原边漏感，ts为第一开关管S1和第二开关管S2同时导通的时间。
假设变压器原边漏感是4uH，可以得到不同直通时间下的电流：
如果ts＝100ns，Is＝0.31A；
如果ts＝200ns，Is＝0.61A；
如果ts＝2.5us，Is＝7.63A；
如果ts＝5.0us，Is＝15.3A。
因为开关管的开关频率是100kHz、ts＝5us，这意味着即使第一开关管S1和第二开关管S2半个开关周期内一直导通，而增加的峰值电流也只有15.3A。
根据以上讨论可知，本发明的电源变换器可以承受足够长的时间使两个开关管同时导通，从而解决了直通问题。
本发明的电源变换器中的开关管和二极管像半桥LLC变换器中的开关管和二极管一样工作。本发明的电源变换器的效率虽比半桥LLC变换器略低，但是仍属于高效率。本发明的电源变换器可以避免直通危险，可靠性高。
具体实施方式二
如图20所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：本具体实施方式将第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2合并成一个谐振电容Cr，该谐振电容Cr连接在地(输入电源负端)与谐振电感Lr之间。本具体实施方式所需使用的元器件少，工作原理与具体实施方式一基本相同，主要区别在于流过电源Vin的电流不同，本具体实施方式减少了器件，但流过电源Vin的纹波电流大。
具体实施方式三
如图21所示，本具体实施方式与具体实施方式二的不同之处在于：本具体实施方式的谐振电容Cr连接在输入电源正端与谐振电感Lr之间。本具体实施方式所需使用的元器件少，成本低。
具体实施方式四
如图22所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：本具体实施方式的输入电源还包括调压电路，所述调压电路检测输出电压相应调节输入电源所输出的电压。这样就可以使开关管的频率保持基本不变，使其工作在接近谐振(Lr，Cr1+Cr2)频率上，从而提高效率、减小损耗。
本具体实施方式中，由于开关管的频率基本不变，可以选择将关管的频率为非常接近谐振频率，当输入电压或输出电流变化时，通过调压电路使输出到正激变换器的电压相反地变化，从而使输出电压稳压需要的电压。由于工作频率接近谐振频率且基本不变，谐振电流非常接近正弦波，同时开关损耗也很小，从而使正激变压器得到很高的效率。
具体实施方式五
如图23所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：本具体实施方式相当于将两个具体实施方式一的电源变换器并联，两本具体实施方式可以减小输入、输出纹波。
本具体实施方式的电源变换器还包括第三变压器T11、第四变压器T21、第三箝位器件D41、第四箝位器件D31、第三开关管S11、第四开关管S21、第三电感Lm11、第四电感Lm21和第二谐振网络，所述第三变压器T11包括第三原边绕组和第三副边绕组，所述第四变压器T21包括第四原边绕组和第四副边绕组，所述第三开关管S11、第三原边绕组、第四原边绕组和第四开关管S21串联后跨接在输入电源上，所述第二谐振网络连接在第三原边绕组和第四原边绕组的中间节点及第三开关管S11和/或第四开关管S21与输入电源的连接节点之间，所述第三电感Lm11跨接在第三原边绕组上，所述第四电感Lm21跨接在第四原边绕组上，所述第三箝位器件D41连接在第三原边绕组和输入电源之间，所述第四箝位器件D31连接在第四原边绕组和输入电源之间，所述第三箝位器件D41和第四箝位器件D31分别为第三原边绕组和第四原边绕组提供复位通路，所述第三开关管S11和第四开关管S21的工作频率和第一开关管S1和第二开关管S2相同，所述第三开关管S11和第四开关管S21交替开通和关断，所述第一开关管S1、第三开关管S11、第二开关管S2和第四开关管S21的开关频率相同，所述第一开关管S1和第三开关管S11错开0-1/4开关周期，所述第二开关管S2和第四开关管S21错开0-1/4开关周期，优选1/4开关周期，从而使纹波减小的程度最高。
由于两个正激变换器各自的电流波形接近半正弦波，如果交错90度并联，一路输出电流最大时，另一路输出电流为0或接近0，从而使输出纹波电流大大减小。同样地，输入电流的纹波电流也大大减小。纹波电流的减小有利输入和输出滤波。
具体实施方式六
如图24所示，本具体实施方式与具体实施方式五的不同之处在于：本具体实施方式的输入电源还包括调压电路，所述调压电路检测输出电压相应调节输入电源所输出的电压。这样就可以使开关管的频率保持基本不变，使其工作在接近谐振(Lr，Cr1+Cr2)频率上，从而提高效率、减小损耗。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种电源变换器，包括第一变压器(T1)、第一箝位器件(D4)、第二箝位器件(D3)、第一开关管(S1)、第二开关管(S2)，所述第一变压器(T1)包括第一原边绕组和第一副边绕组，其特征在于：还包括第二变压器(T2)、第一电感(Lm1)、第二电感(Lm2)和谐振网络，所述第二变压器(T2)包括第二原边绕组、第二副边绕组，所述第一开关管(S1)、第一原边绕组、第二原边绕组、第二开关管(S2)串联后跨接在输入电源上，所述谐振网络连接在第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点及第一开关管(S1)和/或第二开关管(S2)与输入电源的连接节点之间，所述第一电感(Lm1)跨接在第一原边绕组上，所述第二电感(Lm2)跨接在第二原边绕组上，所述第一箝位器件(D4)连接在第一原边绕组和输入电源之间，所述第二箝位器件(D3)连接在第二原边绕组和输入电源之间，所述第一箝位器件(D4)和第二箝位器件(D3)分别为第一原边绕组和第二原边绕组提供复位通路。
2.根据权利要求1所述的电源变换器，其特征在于：所述第一箝位器件(D4)为二极管，其阳极与输入电源的负输出端相连，其阴极通过所述第一开关管(S1)与输入电源的正输出端相连；所述第二箝位器件(D3)为二极管，其阴极与输入电源的正输出端相连，其阳极通过所述第二开关管(S2)与输入电源的负输出端相连。
3.根据权利要求2所述的电源变换器，其特征在于：所述第一开关管(S1)和第二开关管(S2)交替开通和关断。
4.根据权利要求3所述的电源变换器，其特征在于：所述谐振网络包括谐振电感(Lr)、第一谐振电容(Cr1)和第二谐振电容(Cr2)，所述第一谐振电容(Cr1)与第二谐振电容(Cr2)相连接后跨接在输入电源上，所述谐振电感(Lr)一端连至第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点，另一端连至第一谐振电容(Cr1)和第二谐振电容(Cr2)之间。
5.根据权利要求4所述的电源变换器，其特征在于：所述谐振网络包括谐振电感(Lr)、谐振电容(Cr)，所述谐振电感(Lr)一端连至第一原边绕组和第二原边绕组的中间节点，另一端与谐振电容(Cr)一端相连；所述谐振电容(Cr)另一端与输入电源相连。
6.根据权利要求1所述的电源变换器，其特征在于：所述输入电源还包括调压电路，所述调压电路检测输出电压，相应调节输入电源所输出的电压。
7.根据权利要求1至6任一所述的电源变换器，其特征在于：所述第一电感(Lm1)和第二电感(Lm2)分别为第一变压器(T1)和第二变压器(T2)原边绕组的激磁电感。
8.根据权利要求1至6任一所述的电源变换器，其特征在于：还包括第一整流器件(D1)、第二整流器件(D2)和滤波器件(C1)，所述第一副边绕组、第二副边绕组输出分别经第一、二整流器件整流后并联接于滤波器件(C1)上。
9.根据权利要求1至5任一所述的电源变换器，其特征在于：所述第一箝位器件(D4)连接在第一原边绕组一端和输入电源负端之间，所述第二箝位器件(D3)连接在第二原边绕组一端和输入电源正端之间。
10.根据权利要求2至5任一所述的电源变换器，其特征在于：还包括第三变压器(T11)、第四变压器(T21)、第三箝位器件(D41)、第四箝位器件(D31)、第三开关管(S11)、第四开关管(S21)、第三电感(Lm11)、第四电感(Lm21)和第二谐振网络，所述第三变压器(T11)包括第三原边绕组和第三副边绕组，所述第四变压器(T21)包括第四原边绕组和第四副边绕组，所述第三开关管(S11)、第三原边绕组、第四原边绕组和第四开关管(S21)串联后跨接在输入电源上，所述第二谐振网络连接在第三原边绕组和第四原边绕组的中间节点及第三开关管(S11)和/或第四开关管(S21)与输入电源的连接节点之间，所述第三电感(Lm11)跨接在第三原边绕组上，所述第四电感(Lm21)跨接在第四原边绕组上，所述第三箝位器件(D41)连接在第三原边绕组和输入电源之间，所述第四箝位器件(D31)连接在第四原边绕组和输入电源之间，所述第三箝位器件(D41)和第四箝位器件(D31)分别为第三原边绕组和第四原边绕组提供复位通路，所述第三开关管(S11)和第四开关管(S21)交替开通和关断，所述第一开关管(S1)、第三开关管(S11)、第二开关管(S2)和第四开关管(S21)的开关频率相同，所述第一开关管(S1)和第三开关管(S11)错开0-1/4开关周期，所述第二开关管(S2)和第四开关管(S21)错开0-1/4开关周期。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN200710075763A CN101132151B (zh) | 2007-08-15 | 2007-08-15 | 一种电源变换器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN200710075763A CN101132151B (zh) | 2007-08-15 | 2007-08-15 | 一种电源变换器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101132151A true CN101132151A (zh) | 2008-02-27 |
| CN101132151B CN101132151B (zh) | 2010-05-26 |
Family
ID=39129307
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN200710075763A Active CN101132151B (zh) | 2007-08-15 | 2007-08-15 | 一种电源变换器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN101132151B (zh) |
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- 2007-08-15 CN CN200710075763A patent/CN101132151B/zh active Active
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Also Published As
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|---|---|
| CN101132151B (zh) | 2010-05-26 |
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| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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