CN101124799B - 用于对光差分相移键控信号进行解调的方法和设备 - Google Patents

Abstract

对光差分相移键控(DPSK)信号进行解调是利用用于接收光信号的自零差接收机(402)来实现的。转换器(410)将由自零差接收机所接收到的光信号转换为有代表性的电信号。处理器(410)利用判定反馈多码元检测对有代表性的电信号进行处理，以便获得指示光信号的差分相移的判定变量。

Description

用于对光差分相移键控信号进行解调的方法和设备

背景技术

最近光学界重新燃起对差分相移键控(DPSK)的兴趣。近期，发布了大量的实验报告和理论著作。例如参见A.H.Gnauck和P.J.Winzer在他们的文章中提出的“Phase-shift-keyed transmission”(OFC2004，2004年2月22-27日，美国加利福尼亚洛杉矶，指南TuF5)。

该复兴的兴趣的原因尤其包括能够利用DPSK网络实现的相对好的接收机灵敏度。DPSK的特点同样在于判定阀值与功率波动无关并且能够容忍滤光。另外，DPSK拥有相对于非线性的稳健性，这使二进制DPSK(DBPSK)尤其适合于长距离(long haul)应用和尤其对于光纤色散效应来说稳健的四进制DPSK(DQPSK)。

简而言之，相移键控(PSK)是一种数字通信方法，其中改变所传输的信号的相位来传送信息。差分相移键控(DPSK)是用于数字传输的相移键控，其中(a)相对于直接在前的信号元素的相位，以及(b)根据正被传输的数据，离散地改变载波的相位。DPSK的典型解调技术可被分类为三个主要的群组：零差、自零差和外差。

理论上，利用零差解调，可以实现对DPSK信号的最佳解调。零差解调使用接收机处的本地振荡器，并且需要载波相位和偏振跟踪。间接表明，这尤其适用，因为混频效率与偏振相关。

然而，零差技术相对复杂，并且在实践中未被采用。替代地，现今惯例是诉诸于使用次优解调技术。一种惯例是使用也称为自零差解调的干涉测量技术，在该干涉测量技术中干涉鉴别器用在前一码元间隔期间所接收的信号来代替本地振荡器的相位基准。

当唯一的信道损害用加性高斯白噪声(AWGN)来表示时，DBPSK的干涉鉴别与零差解调相比仅遭受轻微的损失。然而，在存在相位噪声时，损失显著增加。此外，DQPSK和通常多相位DPSK的干涉鉴别即使在纯AWGN信道的情况下在很大程度上也是次优的。

所提及的最后一种解调技术、即外差解调被广泛用于无线通信中。外差解调利用本地振荡器，并且因此，在光学***中需要偏振控制电路。然而，与零差技术不同，外差解调不需要载波相位跟踪。通过经由适合的复代数在基带中执行差分检测来去除载波与本地基准之间的偏移。在理想实现的情况下，即使复杂性显著较高，性能也等效于自零差的性能。

总的来说，零差解调以高复杂性为代价提供最优性能。自零差解调以在相位噪声存在时DQPSK和DBSPK的显著的性能损失为代价允许切实可行的实施。外差解调看起来不适合光传输***的特性。

上述考虑清楚地指出需要一种新颖的检测技术。需要一种技术，该技术无需本地振荡器和相关的复杂性就接近零差解调的最优性能。

一种看来似乎有希望的可能的方法是至少针对DBPSK的情况通过减少相位噪声来改善自零差检测器的性能。在光学***中，相位噪声可以有多种可能的起因。主要机理依赖于所设想的应用。对于低传输率***，G.P.Agrawal在他的文章“Fiber-optic communicationsystem”(第二版，纽约：John Wiley & Sons，1997年，第261-263页)中教导：激光相位噪声代表一个关键的问题。另一方面，J.P.Gordon和L.F.Mollenauer在其文章“Phase noise in photoniccommunication ssystems using linear amplifiers》(Opt.Lett.第15卷，第1351-1353页，1990年12月)中表明：已知自相位和交叉相位非线性相位噪声在超长距离(ULH)***中对DPSK的影响有限。另一方面，当以相移键控调制格式对所安装的OOK***进行升级时，XPM引起的相位噪声可能具有灾难性的影响，如由M.Rohde、C.Casper、N.Heime、M.Konitzer、E.-J.Bachus和N.Hanik的“Robustness of DPSK direct detection transmission formatin standard fibre WDM system”(Electron.Lett.第36卷，第17期，2000年8月，第1483-1484页)或B.Spinnler、N.Hecker-Denschlag、S.Calabrò、M.Herz、C.-J.Weiske、E.-D.Schmidt、D.van den Borne、G.-D.Khoe、H.de Waardt、R.Griffin和S.Wadsworth的“Nonlinear tolerance ofdifferential phase-shift keying modulated signals reduced byXPM”(OFC 2004，2004年2月22-27日，美国加利福尼亚洛杉矶)所说明的那样。

在光学文献中，只有自相位非线性相位噪声的减少已经引起相当大的关注。例如可引证X.Liu、X.Wei、R.E.Slusher和C.J.McKinstrie的“Improving transmission performance in differentialphase-shift-keyed systems by use of lumped nonlinearphase-shift compensation”(Opt.Lett.，第27卷，第1616-1618页，2002年；C.Xu和X.Liu的“Postnonlinearity compensationwith data-driven phase modulators in phase-shift keyingtransmission”(Opt.Lett.第27卷，第1619-1621页，2002年)；和K.-P.Ho和J.M.Kahn的“Electronic compensation techniqueto mitigate nonlinear phase noise”(IEEE Journal of LightwaveTechnology，第22卷，第3期，2004年3月)

用于减少自相位非线性相位噪声的可用解决方案适用于单个信道情形，并且依赖于以下事实：对于所考虑的情况来说，在非线性相位噪声的起源处的加性噪声也对接收信号的强度产生影响。在这些条件下，对应于噪声以及因此信号的较高的瞬时功率，观测到较大的相位旋转。因此，接收信号群沿着螺旋形方向延伸，如图1和图2中所示。

图1和图2分别展示在DBPSK和DQPSK的自相位非线性相位噪声存在100、200时的接收信号群。轴对应于接收码元的同相和正交分量，该同相和正交分量是等效低通域内的实部与虚部。在没有任何信道损害时，理想世界中的没有噪声的信号产生DBPSK(DQPSK)的两个(四个)小点，每个点对应于实部和虚部。

加性噪声将这些点扩大为对称的“云”102a、102b(202a-d)，如图中所示。相位噪声使这些云沿着螺旋形方向延伸。由于噪声是随机过程，所以图1和图2代表接收信号的统计信息。中心部分对应于多个更有可能的点。接收机基于接收码元恢复所传输的比特。如果这些云未充分分离，则误差概率将是高的。

所提出的减少方法将图1和图2中所示的接受群逆旋转与接收样本的功率成比例的角度。该旋转可以如Liu或Xu所考虑的那样在光域内执行，或者可以如Ho.中所述的那样在检测之后、也就是通过电子装置来执行。在任一情况下，逆旋转与接收功率之间的比例常数取决于传输信道的特性，并且必须针对任一特定的所使用的***精确地被设置，以便实现相位噪声减少并且不引起附加干扰。此外，信号功率的测量和相位的逆旋转需要高精度元件。

然而，这些方法对于除了自相位非线性相位噪声之外的其它类型的如同交叉相位非线性相位噪声或XMP引起的相位噪声那样的相位噪声是无效的，这些其它类型的相位噪声并不展现出接收功率和相位旋转之间的相互关系。此外，这些方法不能降低DQPSK干涉鉴别器的固有性能损失，并且因此并不解决Gnauck所论述的整个问题。一种用于减少噪声的不同方法是借助在90年代期间针对无线并且特别是移动通信应用所引入的多码元检测技术来提出的，其中多码元检测技术例如是由D.Divsalar和M.K.Simon的“Multiple-symboldifferential detection of MPSK”(IEEE Trans.Comm.，第38卷，第3期，第300-308页，1990年)；F.Adachi和M.Sawahashi的“Decision feedback differential phase detection of M-aryDPSK signals”(IEEE Trans.Veh.Technol.，第44卷，第203-210页，1996年5月)；或H.Leib的“Data-aided noncoherentdemodulation of DPSK”(IEEE Trans.Comm.，第43卷，第2/3/4期，第722-725页，1995年2/3/4月)所公开的多码元检测技术。

最后这三篇文章所公开的基本思想是通过使用最后N个接收码元而不是仅仅最后一个码元来产生更稳定的基准相位。不幸地，这些技术以外差结构为基础，并且因此意味着具有偏振控制的本地振荡器。此外，这些技术虽然能够通过使随机相位噪声最终得到平衡来有效地补偿随机相位噪声，但是它们遭受信号载波和本地振荡器之间的频率偏移。实际上，频率偏移生成确定性的相位旋转，该相位旋转随着所考虑的码元之间的距离而线性地增加。如果老码元对稳定的相位基准的恢复无害，这则使老码元对稳定的相位基准的恢复无用，由此限制了方法本身的效率。为了避免该影响，必须通过适合的电路对本地振荡器与信号载波之间的频率偏移进行控制，这导致附加的复杂性。

在最近的这些减少努力中，或许仅Lieb具有一定意义。根据他的递归判定反馈多码元检测技术，如其文章第724页中的图2所示，借助正交外差接收机对接收信号r(t)进行基带转换，然后以波特率进行采样，从而产生序列y(n)。Lieb的等式(1)中的传统的DPSK判定变量在此如下被再版，

(1)y(n)y^*(n-1)。

Lieb建议用等式(2)中的改进变量来代替传统的DPSK判定变量，

(2)y(n)Z^*(n-1)，

其中(参见Lieb的等式(7))

(3)Z(n-1)＝wexp[jc(n-1)]Z(n-2)+y(n-1)

在此，0＜w≤1和c(n-1)分别是遗忘因子和前一数据码元的估计相位。

Lieb所述的方法的要素在于用y(n-1)和递归地取决于过去所接收的码元的项之和来代替前一码元y(n-1)。因子exp[jc(n-1)]使前一基准码元Z(n-2)旋转以使其与y(n-1)对准，而遗忘因子w通过削弱老码元对最后一个码元的影响来限制***的存储器。对于w＝0来说，我们具有传统的外差DPSK判定。随着w增大，发生更长的求平均值并且实现更好的性能。对于w＝1来说，检测器具有无限的存储器，并且接近零差解调器的性能。

虽然从Lieb的文章中是不明显的，然而Lieb涉及对所接收的DPSK信号进行解调的无线解决方案。如在无线技术中典型的，Lieb以外差接收机开始。如已经提及的那样，外差多码元检测对信号载波与本地振荡器之间的频率偏移非常敏感。在实践中，本地振荡器不能够被设置为具有精确的频率。

在当前情况下，希望对光信号进行解调。然而，例如在诸如Lieb提出的无线***那样的无线***中产生的频率偏移导致光解决方案的令人不满意的相位误差。下面定量地对此进行论证。让我们用a(n)来表示第n个传输码元的相位，用ΔfT来表示被标准为信号发送速率的频率偏移。在不存在噪声时，等式(4)

(4)y(n)y^*(n-1)＝exp[ja(n)]exp[j2πΔfT]

成立。展开递归式，可将判定变量表示为

$\left(5\right),y\left(n\right)Z^{*}(n-1)=y\left(n\right)\underset{m=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}^{n-1-m}\exp [-j\underset{k=m+1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(k\right)]y^{*}\left(m\right).$

如果乐观地假设先前的所有判定都是正确的，也就是c(k)＝a(k)(k＝0，1，...，n-1)，则获得等式(6)：

$y\left(n\right)Z^{*}(n-1)=\exp \left[\mathrm{ja}\left(n\right)\right]\exp \left[j2\mathrm{\π\ΔfT}\right]\underset{m=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}^{n-1-m}\exp \left[j2\mathrm{\π}(n-1-m)\mathrm{\ΔfT}\right]$

                          (6)

$=\exp \left[\mathrm{ja}\left(n\right)\right]\exp \left[j2\mathrm{\π\ΔfT}\right]\frac{1-w^n\exp \left[j2\mathrm{\πn\ΔfT}\right]}{1-\mathrm{wexp}\left[j2\mathrm{\π\ΔfT}\right]}$

该等式随着n→∞而处于稳定状态，且对于w＜1，变为等式(7)：

$\left(7\right),y\left(n\right)Z^{*}(n-1)=\exp \left[\mathrm{ja}\left(n\right)\right]\frac{\exp \left[j2\mathrm{\π\ΔfT}\right]}{1-\mathrm{wexp}\left[j2\mathrm{\π\ΔfT}\right]}.$

前一等式的右侧的第二个因子代表由于频率偏移而产生的干扰。将其相位绘制为遗忘因子w的函数，获得如图3中所示的多码元DPSK检测的外差判定反馈的图300。

如图3中所示，分别存在曲线302、304和306，这些曲线各自展示不同相位偏移的曲线。在曲线302的情况下，存在以下情况：偏移量为实际信号的10％，针对曲线304来说偏移量为实际信号的5％，对于曲线306来说偏移量为实际信号的1％。假设我们能够容忍20度的最大相位误差，则对于ΔfT＝0.01(在10Gb/s时100MHz)来说，w的最大值为0.8，并且对于ΔfT＝0.05(在10Gb/s时500MHz)来说，w的最大值为0.1。对于ΔfT＝0.1(在10Gb/s时1GHz)，从图3中可以看到，即使将遗忘因子设置为w＝0，也就是，即使不考虑前一判定变量，损失也将太大。对于光***来说，这样的相位误差是不能容忍的。因此，显然Lieb的解决方案对于光解决方案来说是不够的。

现有技术所缺乏的是以高精度实现光信号的DPSK解调的能力，其中该DPSK解调不会遭受信号载波与本地振荡器之间的频率偏移的延迟影响。需要实现光解决方案的高精度、但是不昂贵并且复杂性降低的DPSK解调器。

发明内容

对光差分相移键控(DPSK)信号进行解调是利用用于接收光信号的自零差接收机(402)来实现的。转换器(404)将由自零差接收机所接收到的光信号转换为有代表性的电信号。处理器(410)利用判定反馈多码元检测对有代表性的电信号进行处理，以便获得指示光信号的差分相移的判定变量。

附图说明

图1与图2图解说明现有技术的噪声模式；

图3图解说明现有技术的曲线图形式的结果；

图4图解说明本发明；

图5图解说明本发明的变型方案；

图6与图7分别针对DBPSK与DQPSK图解说明AWGN信道上的仿真结果；以及

图8与图9分别图解说明在DBPSK与DQPSK的自相位非线性相位噪声存在时单信道多跨段(multi-span)***的仿真结果。

具体实施方式

根据所提出的本发明的技术，在实现极好的性能特性的同时，避免归因于频率偏移的干扰。这在本发明中是通过应用用于接收光信号的自零差接收机来实现的。由于自零差接收机不依赖于本地振荡器，因此避免了频率偏移问题。为了构成这种新的被应用于光解调器的前端的接收机，需要一种独特的后处理设备以及方法。该方法大体上对利用递归技术的判定进行比较，从而生成改进的判定变量x(nT)。

现在将参考图4对本发明的一个典型实施方案进行说明。接收信号r(t)被分成两部分，并通过光接收机、即本发明的自零差接收机被发送。在本发明的一个方面中，自零差接收机包括干涉鉴别器。在解调涉及被分成实部与虚部的输入信号的DPSK中，并且在所示的典型情况下，接收机包括一对干涉鉴别器，如402a、402b所示。

差分延迟等于信号发送间隔T，而针对两个干涉仪，上面的分支与下面的分支之间的相移分别被设置为

和

弧度。

如果用等式(8)来表示所接收到的光信号r(t)：

(8)r(t)＝y_I(t)cos2πf₀t-y_Q(t)sin2πf₀t＝Re{y(t)exp(j2πf₀t)}，

其中y(t)＝y_I(t)+y_Q(t)是r(t)的复包络，则可以看到接收信号包括实部和虚部。

干涉仪根据相移设置将相应的实部和虚部分离。此后，在这种情况下，通过一对光电二极管404a和同样用于虚部的404b以及相应的运算放大器406a、406b将光信号转换到电气域中。在这一点上，实部和虚部利用例如低通滤波器408a、408b而经受低通滤波。

在干涉平衡检测和低通滤波之后，因此获得现有技术的判定变量u(t)。能够观测到，该判定变量u(t)如下用其如等式(9)中所示的实部与虚部来表示：

如上所述，本发明为了避免由于频率偏移而造成的光***的降级而使用自零差接收机。Lieb中所示的处理将不能利用本发明所提出的这种前端接收机来工作。为了构成该自零差接收机，于是本发明提供一种独特的后处理。在此，本发明的处理基于u(nT)产生改进的判定变量x(nT)。现在将对产生改进的判定变量的处理进行数学推导。为了更好地对新的判定变量和已知的判定变量进行比较，有利的是引入n和

以便：

并将判定变量u(nT)定义为：

$\left(11\right),u(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u_I(\mathrm{nT}+\tilde{t})+{\mathrm{ju}}_Q(\mathrm{nT}+\tilde{t})=y(\mathrm{nT}+\tilde{t})y^{*}[(n-1)T+\tilde{t}].$

忽略可能的不重要的时间偏差，假设最佳判定瞬间发生在 $\tilde{t}=0$ 时。用于第n个传输码元的传统的判定变量因此为u(nT)。

根据u(nT)，在此提供改进的判定变量，该改进判定变量根据本发明通过以下递归等式来定义：

$\left(12\right),x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]\·\exp [-\mathrm{jc}(n-1)].$

新的判定变量x(nT)被定义为传统的判定变量u(nT)和取决于u(nT)与x((n-1)T)的乘积的第二项之和。换句话说，x递归地取决于其过去值。第二项进一步包括相位校正因子exp(-jc(n-1))，该相位校正因子用于对准第一和第二项，以便它们在结构上组合。

根据已经参考早期的Lieb解决方案所论述的符号表示法，0＜w≤1和c(n-1)分别是遗忘因子和前一数字码元的估计相位。遗忘因子w是控制第二项的影响的权重。如果设置w＝0，则等式12产生x＝u，并且该接收机相当于传统的接收机。对于w＝1，该接收机具有无限的存储器，并且根据本发明获得极好的结果。

为了解释等式(12)中的公式后的比率并阐明其与Lieb的关系，展开上述递归式，获得如下等式(13)：

$\left(13\right),x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=y(\mathrm{nT}+\tilde{t})\underset{m=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{w^{n-1-m}\exp \right[-j\underset{k=m+1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(k\right)\left]y^{*}(\mathrm{mT}+\tilde{t})\underset{k=m+1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Π}}}{\left|y(\mathrm{kT}+\tilde{t})\right|}^2\right\}.$

与等式(5)的比较揭示，从不同的输入信号、即u(t)而不是y(n)开始，获得相似的判定变量。第一个区别在于y的特性，由于使用干涉检测器来代替本地振荡器，因此y现在不能包含任何频率偏移。第二个区别是由于等式(14)中所示的因子。

$\left(14\right),\underset{k=m+1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Π}}}{\left|y(\mathrm{kT}+\tilde{t})\right|}^2,$

该因子位于等式(13)的求和中。这代表不完整性，该不完整性的精确补偿将需要以码元速率进行昂贵的处理。

当然，可以将因子(14)去除，但是这将需要昂贵的修正。因此，在本发明的另一方面中，不去除因子(14)。作为一种折衷，可以替代地借助传统的(也就是缓慢的)增益控制对因子(14)进行补偿。当然，该补偿仅对因子(14)的平均效应进行校正。然而，仿真表明：使用这样的增益控制所导致的性能降级是微不足道的。

再次转向图4，在设置于低通滤波器与判定装置之间的电子后处理410中实施等式(12)。在所示的典型实施例中，电子后处理410产生等式(12)中的表达式的第二部分，其中该第二部分与判定变量u(t)相加。当然，也可以实施包含该处理的其它实施方案。

在图4中，加法器412a、412b使判定变量与表达式(12)的第二部分相加在一起，以便获得改进的判定变量x(t)。一般而言，设置有处理器，该处理器对判定变量u(t)进行采样并且给它乘上先前所产生的改进的判定变量。该因子的符号取决于先前的判定。在本发明中，设置有复数乘法器、例如复数四象限乘法器，以便使复数相乘。衰减器416a、416b提供遗忘因子或加权因子w，以削弱电子处理的影响。

通过以时延T418a、418b对改进的判定变量x(t)进行采样来提供改进的判定变量的时延版本。判定变量x(t)的延迟版本的符号由指数因子exp[-jc(n-1)]提供。通过在复数乘法器414之前的乘法器420a、420b来组合判定变量x(t)的时延版本与指数因子。这里，乘法器420a、420b被显示为+/-1乘法器。

所示的示范性图中的指数因子直接对应于判定装置的输出，也即这里不需要用于计算因子的特殊元件。对于DBPSK来说，指数因子可以采用两个实数值+/-1。对于后面论述的DQPSK来说，指数因子可以采用四个复数值(+/-1)+(+/-j)。

复数乘法器可以如图4中所示那样利用加法器和减法器来构造。这遵循复数代数的规则，在此将不对这些规则进行深入研究。足以假定复数四象限乘法器计算判定变量u(nt)与乘上相位x[(n-1)T]＊exp[-jc(n-1)]的改进的判定变量的乘积。

图4中的特殊的复数四象限乘法器具有2个复数输入(即4个实数输入)和1个复数输出(即2个实数输出)。+/-1乘法器420a、420b的输出、即x[(n-1)T]＊epx[-jc(n-1)]的复数形式通过乘法器428a、428b和426a、426b被乘上变量u(nt)。这些乘法器的输出分别被引导到加法器424a、424b。分别通过衰减器416a、416b施加加权因子。

然后将改进的判定变量发送至判定装置。如从文献中显而易见的，该判定变量是被输入到判定装置的变量或参数，该变量或参数的值代表DPSK中所使用的光信号的相位或相位差。图4中所示的示范性设备中的判定装置是D触发器。虽然，该判定装置可以像开关或更复杂的处理器一样简单。该判定装置所使用的附加元件、例如时钟恢复等是已知的，并且因此为了清楚起见而已被省略。

如所提及的，图4图解说明DBPSK的情况。对于采用二进制DPSK并且判定反馈多码元检测简化为：

$\left(15\right),x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]\·c(n-1),$

其中复数u(t)代表由转换器所转换的电信号，实数w是加权因子，实数c(n-1)代表所估计的前一数据码元，并且复数x(t)的实部是判定变量。

这里现在讨论图5中所示的DQPSK的情况。基本上，上述的本发明也同样适用于DQPSK。换句话说，等式(12)同样适用于DQPSK情况。因此DQPSK情况与DBPSK情况相似，并且包括相似的元件。如下面将更好地理解的那样，对于四进制DPSK来说判定反馈多码元检测简化为：

$\left(16\right),x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]c^{*}(n-1)$

其中复数u(t)代表由转换器所转换的电信号，实数w是加权因子，复数c(n-1)代表所估计的前一数据码元，复数x(t)是判定变量，并且＊表示复共轭。

在图5中，将接收信号r(t)分为两个部分并通过光接收机、即本发明的自零差接收机发送。在本发明的一个方面中，自零差接收机包括干涉鉴别器。在解调涉及被分为实部与虚部的输入信号的DPSK中以及在所示的示范性情况下，接收机包括一对干涉鉴别器502a、502b。干涉仪根据相移设置分离相应的实部和虚部。

此后，光信号在该情况下通过一对光电二极管504a和用样地用于虚部的504b以及相应的运算放大器506a、506b被转换到电气域中。在这一点上，利用例如低通滤波器508a、508b使实部和虚部经受低通滤波。如在图4中的情况中那样，等式(12)在被设置在低通滤波器与判定装置之间的电子后处理510中被实施。在所示的示范性实施例中，电子后处理510产生等式(12)中的表达式的第二部分，该第二部分与判定变量u(t)相加。当然，也可实现包含处理的其它实施方案。

继续，加法器512a、512b将判定变量和表达式(12)的第二部分加起来，以便获得改进的判定变量x(t)。一般而言，设置有处理器，该处理器对判定变量u(t)进行采样并且给它乘上先前所产生的改进的判定变量。该因子的符号取决于先前的判定。在本发明中，设置有复数乘法器514a、例如复数四象限乘法器，以便将复数相乘。由于DQPSK使用四元复数，因此使用第二复数乘法器514b。衰减器516a、516b提供遗忘或加权因子w，以削弱电子处理的影响。

通过以时延T518a、518b对改进的判定变量x(t)进行采样来提供改进的判定变量的时延版本。判定变量x(t)的延迟版本的符号由指数因子exp[-jc(n-1)]。乘法器520a、520b在复数乘法器514之前组合判定变量x(t)的时延版本和指数因子。这里，乘法器520a、520b被显示为+/-1乘法器。

然后将改进的判定变量发送到判定装置。图5中所示的示范性设备中的判定装置是D触发器522a、522b。虽然，判定装置可像开关或更复杂的处理器一样简单。判定装置所使用的附加元件、例如时钟恢复等是已知的，并且因此为了清楚起见而已被省略。

在DQPSK的情况下，复数乘法器514b代替图4中的乘法器420a、420b。即，复数乘法器541b使x[(n-1)T]的复数形式与exp(-jc(n-1))相乘。更具体地，加法器524a、524b将来自乘法器526a、528a和526b、528b的乘上因子的表达式相加。将复数结果馈送到复数乘法器514a，其中乘法器528c、528d使判定变量u(nT)的实部与复数乘法器514b的实部输出进行复数乘法。来自复数乘法器514b的复数输出的虚部被馈送到乘法器526c、526d，用于与判定变量u(nT)的虚部相乘。这些乘法器的输出分别被引导到加法器524a、524b。然后，衰减器516a、516b分别施加加权因子。结果分别通过加法器524c、524d进行相加。

应理解的是，图4和图5中的实施方案是模拟的。虽然，(12)的实施可以是模拟的或数字的。在数字的情况下，例如，可将波特间隔采样设置在 $\tilde{t}=0.$ 在数字的情况下，因子：

(17)      exp[-jc(n-1)]

是基于先前恢复的比特来实现的。对于DBPSK来说，该因子直接对应于以{-1，1}解释的先前的比特判定。对于DQPSK来说，

$\left(18\right),\exp [-\mathrm{jc}(n-1)]=\frac{1}{\sqrt{2}}[b_I(n-1)-{\mathrm{jb}}_Q(n-1)]$

成立，其中b_I(n-1)和b_Q(n-1)是分别针对同相和正交分量以{-1，1}解释的先前的比特判定。比例因子

能够与遗忘因子w组合。对于DBSPK来说，与剩余因子相乘等价于与±1相乘，而对于DQPSK来说等效于与(±1±j)相乘。

现在，将参考图6和图7对本发明的操作进行论述，图6和图7分别针对DBPSK和DQPSK总结了AWGN信道上的仿真结果。尤其，图6针对遗忘因子w的多个值图解说明在AWGN信道上改进的DBPSK解调器的性能。图7针对遗忘因子w的多个值示出在AWGN信道上改进的DQPSK解调器的性能。更详细地，绘制有作为E_b/N_o(纵坐标)的函数的误比特率(BER)(横坐标)，其中E_b为每比特的能量，N_o/2为沿每个偏振的噪声的双侧功率谱密度。为了简单起见，假定匹配的滤波和奈奎斯特全脉冲响应。作为参考，放入了与传统的自零差和零差检测相对应的曲线。

正如从图6中能够看到的那样，当遗忘因子从0增加到1时，所提出的解调器从自零差检测的性能移动到零差检测的性能。针对w＝0.9，对于DBPSK来说，相对于在BER＝10^-3时的自零差检测的增益等于0.5dB，其中如果使用强的前向纠错(FEC)码，则该增益是重要的。在如图7所示的DQPSK的情况下，对于w＝0.9，该增益等于1.6dB。与Lieb提出的解决方案相比，我们可以看出，对于接近于1的w的值来说，结果被改善很多。这是部分地由于在本发明中避免了本地振荡器。如应理解的，遗忘因子不受较早参考现有技术文献所述的效应限制。

图8和图9分别针对DBPSK和DQPSK示出在自相位非线性相位噪声存在的情况下单信道多跨段***的仿真结果。遵从Gordon和Ho，已经忽略了色散效应。尤其，图8针对遗忘因子w的多个值示出改进的DBPSK解调器在自相位非线性相位噪声的情况下的性能。光纤参数为：α＝0.25dB/km，γ＝1.2993W^-1km^-1；链路参数：跨长＝90km，发射功率＝1mW，跨段数目＝40。

图9针对遗忘因子w的多个值示出改进的DQPSK解调器在自相位非线性相位噪声的情况下的性能。光纤参数为：α＝0.25dB/km，γ＝1.2993W^-1km^-1；链路参数：跨长＝90km，发射功率＝1mW，跨段数目＝30。

从图8中，能够看出，在DBPSK的情况下，相对于传统的零差解调的增益等于1.3dB。图6与图8的比较揭示：相对于理想化的AWGN情形，在BER＝10^-3时自零差解调经历大约2.1dB的损失，而所提出的解调器在w＝0.9的情况下仅遭受1.3dB的损失。因此，推断出本发明所提出的多码元检测能够有效地减轻相位噪声的影响。

在图9中所示的DQPSK的情况下，相对于自零差解调的增益为1.8dB，其仅稍好于AWGN信道上的增益。在这种情况下，由于DQPSK调制格式对相位干扰的较高的固有敏感性，因此相位噪声的减少不太有效。

总之，与DBPSK相结合，本发明所提出的方法为光信号的解调提供AWGN信道上的适度的SNR增益和在非线性情形下相对于自零差解调的有效的相位噪声减少。当自零差检测遭受显著的降级时，在存在非线性相位噪声的情况下，SNR增益与附加成果(effort)的折衷变得尤其有吸引力。已经论述的用于相位噪声减少的其它已知方法更加复杂而且只能对自相位非线性相位噪声进行补偿。相对于相位噪声的起源为不可知论的所提出的方法也能够对交叉相位非线性相位噪声以及XPM引起的相位噪声进行补偿。

与DQPSK相结合，所提出的方法在AWGN信道上提供相对于自零差解调的显著的SNR增益。在相位噪声存在的情况下，即使新颖的多码元解调器相对于AWGN情况未展现出任何附加的显著的益处，新颖的多码元解调器也表现良好。

除了这些优点以外，本发明利用相对便宜的电子装置，与昂贵的光学装置相反。因此，本发明为光信号的DPSK解调的先前的问题提供有效且并不复杂的解决方案。

虽然已参考特定实施例对本发明进行了描述，但是应该理解的是，本发明能够在本发明的精神和范围内以特定实施例的变型或修改来实践。

Claims (8)

1.一种用于对光差分相移键控(DPSK)信号进行解调的设备，包括：

自零差接收机(402)，用于接收光信号，

转换器(404)，用于将由自零差接收机所接收到的光信号y(t)转换为由下式所表示的复数u(t)代表的电信号：

其中T是信号发送间隔以及

是干涉仪的上面的分支与下面的分支之间的相移，以及

处理器(410)，该处理器利用判定反馈多码元检测对所述电信号进行处理，以便获得指示光信号的差分相移的判定变量，

其中所述处理器所利用的判定反馈多码元检测是根据以下等式来实现的：

$x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]\·\exp [-\mathrm{jc}(n-1)],$

其中

实数w是加权因子且0＜w≤1，c(n-1)是前一数据码元的估计相位，复数exp[-jc(n-1)]是相位校正因子，以及复数x(t)是判定变量。

2.如权利要求1所述的设备，其中自零差接收机包括一对用于接收光信号的同相和正交分量的干涉仪。

3.如权利要求1所述的设备，其中采用二进制DPSK，并且判定反馈多码元检测简化为：

$x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]\·c(n-1),$

其中复数u(t)代表由转换器所转换的电信号，实数w是加权因子，实数c(n-1)代表所估计的前一数据码元，以及复数x(t)的实部是判定变量。

4.如权利要求1所述的设备，其中采用四进制DPSK，并且判定反馈多码元检测简化为：

$x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]\·c^{*}(n-1),$

其中复数u(t)代表由转换器所转换的电信号，实数w是加权因子，复数c(n-1)代表所估计的前一数据码元，复数x(t)是判定变量，以及＊表示复共轭。

5.如权利要求1或2所述的设备，进一步包括用于对由转换器所转换的电信号进行采样的采样器，并且其中以数字形式来实施判定反馈多码元检测。

6.一种用于对光差分相移键控(DPSK)信号进行解调的方法，包括以下步骤：

利用自零差接收机(402)接收光信号，

将由自零差接收机所接收到的光信号y(t)转换为由下式所表示的复数u(t)代表的电信号：

其中T是信号发送间隔以及是干涉仪的上面的分支与下面的分支之间的相移，以及

利用判定反馈多码元检测对所述电信号进行处理，以便获得指示光信号的差分相移的判定变量，

其中在处理步骤中所利用的判定反馈多码元检测遵循以下等式：

$x(\mathrm{nT}+\tilde{t})=u(\mathrm{nT}+\tilde{t})+w\·u(\mathrm{nT}+\tilde{t})\·x[(n-1)T+\tilde{t}]\·\exp [-\mathrm{jc}(n-1)],$

其中

实数w是加权因子且0＜w≤1，c(n-1)是前一数据码元的估计相位，复数exp[-jc(n-1)]是相位校正因子，以及复数x(t)是判定变量。

7.如权利要求6所述的方法，其中所采用的调制是二进制差分相移键控。

8.如权利要求6所述的方法，其中所采用的调制是四进制差分相移键控。

Images