CN101107787A - 用于下行链路cdmalmmse均衡器的加权自相关方法 - Google Patents

Abstract

以较高接收机速率通过更新块自适应线性最小均方误差(LMMSE)下行链路CDMA均衡器来有助于在快速衰落环境中接收下行链路CDMA信号。通过使逐块自相关滑片经过滤波器来更新观察数据的自相关矩阵。每个自相关滑块是根据在其上信道可认为是恒定的观察数据的短块来估计的自相关矩阵。当块大小必须小到确保逐块平稳假设在快速衰落信道的情况下成立时，该方法获得对于自相关矩阵的可靠估计。此外，小的块大小使得有可能满足硬件和某些语音传输标准如CDMA2000 1X所施加的均衡器延迟约束，其中必须在信号达到时间的仅数个符号周期内递送解调数据。在1X标准之下获得的初步仿真结果表明，所提出的方法在存在滤波延迟时优于瑞克接收机和普通的块LMMSE均衡器。相较于普通的块LMMSE均衡器而言的改进在高移动性的情况下是实质性的。

Description

用于下行链路CDMALMMSE均衡器的加权自相关方法

技术领域

本发明的领域是从基站发射到移动终端的CDMA无线信号这一领域。

背景技术

通过无线信道发射的下行链路CDMA信号受到归因于多径传播的衰落和失真影响。这是已经引起广泛关注的公知问题。希望接收机能够清除信道失真并且恢复服从于最优性标准的发射信号。本领域技术人员意识到，称为信道均衡的用于补偿失真的各种方式受限于比如可以在接收机中设置的计算功率的量以及用以进行计算的时间等的各种实际考虑。

下行链路CDMA接收机通常是线性最小均方误差(LMMSE)均衡器，该均衡器通过将在发射信号与信号估计版本之间的均方误差最小化来执行恢复发射信号这一任务。

为了便于讨论，参照图1。在该图的上半部分中的图1A描绘了块自适应LMMSE均衡器的现有技术实施。在这一常规实施中，均衡器值排他地根据每个数据块来计算并且用来对下一个块进行均衡，例如第(n+1)个块的均衡器值仅依赖于第n个块。例如，在点A与点B之间观察的数据用来评估在时刻C生效的滤波器更新。

在点B与点C之间的90码片延迟考虑了硬件所需计算时间。新的滤波器用来对在时刻C之后一直到出现下一滤波器更新的时刻E之间接收的信号进行均衡。这一实施受困于“过时(obsolescence)”问题。在快速衰落环境中，在C-E间隔期间的信道冲激响应完全不同于在A-B间隔期间的信道冲激响应。

结果，在当前块过程中设计的均衡器对于下一个块而言变得陈旧。一种用以解决这一问题的方式可以是使点A和点E更近地在一起，使得它们相对于彼此落入信道相干时间的一部分内。然而这样做缩短了块长度并且均衡器估计变得不可靠。

可选地，可以利用数据缓存器、通过使用通过同一个块进行估计的均衡器对各块进行均衡。遗憾的是，此方法引入了解调延迟，其可能超过如语音传输的延迟敏感型应用所允许的最大延迟。

在没有一个块滤波延迟的情况下，块自适应LMMSE均衡器执行良好并且在如下文献中广为接受：I.Ghauri和D.T.M.Slock，″Linear receivers for the DS-CDMA downlink exploiting orthogonalityof spreading sequences，″in Proc.32^nd Asilomar Conf.Signals，Systems，Computers，vol.1，pp.6506-654，1-4 Nov.1998[1]；T.P.Krauss，W.J.Hillery和M.D.Zoltowsky，″MMSE equalization for forward link in3G CDMA：symbol-level versus chip-level，″Tenth IEEE workshop onStat.Signal and Array Proa，2000.[2]；J.Zhang，T.Bhatt和G.Mandyam，″Efficient linear equalization for high data rate downlinkCDMA signaling，″37th Asilomar Conference on Signals，Systems andComputers，Pacific Grove，CA，9-12 Nov 2003.[3]；T.P.Krauss，M.D.Zoltowski和G.Leus，″Simple MMSE equalizers for CDMA downlinkto restore chip sequence：comparison to zero-forcing and RAKE，″inProc.IEEE Int.Conf.Acoustics，Speech，Signal Processing，vol.5，pp.2865-2868，5-9 June 2000.[4]。在以下讨论中，方括号[i]中的数字涉及文献而圆括号中的数字涉及等式(n)。

然而，当存在延迟时，均衡器性能变得严重受限，而给予这一问题的关注甚少。注意到滤波延迟这里是指在对当前均衡器值起作用的最新数据点与经过那一均衡器的最新数据点之间的时间差例如，参照4段和第5段，图1A中的点B是对在图1A中的点C生效的滤波器起作用的最新数据点；图1A中的点E是经过这一滤波器的最新数据点；由此，在点B与点E之间逝去的时间代表滤波延迟。解调延迟这里是指在任何瞬间在接收机输入处的最新均衡的数据点与最新未均衡数据点之间的时间差；这一延迟实质上指示了在均衡器之前未均衡积压数据的数量。

在先前著作如[1]、[2]、[3]、[4]中，块自适应LMMSE均衡器利用数据缓存器来实施以避免滤波延迟。如上所述，在根据各数据块来合成均衡器的同时将这一数据存储于缓存器中。当完成合成时，从缓存器推出数据并且使该数据经过那一新合成的均衡器。这一方法引入了对于如现场语音传输的某些应用而言可能无法接受的过大解调延迟。可以通过允许滤波延迟或者通过缩短块大小来减少解调延迟。遗憾的是，这一方案减少了LMMSE均衡器在高移动性条件之下的自适应能力或者由于缩短的采样大小而降低了滤波器估计的可靠性。

发明内容

本发明涉及一种用于与块自适应LMMSE均衡器相关联的自相关矩阵的块自适应计算的新技术。

本发明的一个特征在于使用在时间上较早的一连串数据块。本发明的另一特征在于，对较早的数据比对更新近的数据加权更少。具体而言，本发明使块大小适应于通过信道接收的信号的相干间隔，并且在快速衰落信道中特别地有利。为了在快速衰落的信道中偏移较小的块大小，与当信道缓慢衰落时使用的先前接收块的“回溯(look-back)”相比较，本发明使用较长的回溯来稳定自相关矩阵和均衡器。对接收块的老化采样进行不同的加权以反映它们与当前信道条件的关联。

附图说明

图1A图示了用于块LMMSE均衡的现有技术滤波器更新方案。

图1B图示了根据本发明的方法。

图2图示了具有v＝8km/h和G＝6dB的2路径IS-98信道的1X性能。

图3图示了具有v＝50km/h和G＝6dB的2路径IS-98信道的1X性能。

图4图示了具有v＝100km/h和G＝6dB的2路径IS-98信道的1X性能。

图5图示了具有v＝8km/h的2路径IS-98信道的1X EV-DV性能比对接收SNR。

图6图示了具有v＝50km/h的2路径IS-98信道的1X EV-DV性能比对接收SNR。

图7图示了具有v＝100km/h的2路径IS-98信道的1X EV-DV性能比对接收SNR。

图8示意性地图示了根据本发明的***。

具体实施方式

本发明减少或者消除了在块自适应LMMSE均衡器中存在的滤波延迟和解调延迟，提高了块自适应LMMSE均衡器的自适应能力，并且允许在对适合于给定的硬件计算速度、跟踪和自适应要求的恰当块大小进行选择时的灵活性。

为了说明方便，图8示出了无线电信***的简化版本，其中基站100具有连接到收发器110的至少一个天线102，该收发器110连接到信号处理模块120，该信号处理模块120执行常规基带功能，比如这里示出的解调、解扰频和均衡器更新步骤。

为了便于讨论，参照描绘了根据本发明的快速滤波器更新方案的图1B。根据一直到时刻C’所获得的观察数据来计算在时刻D’出现的滤波器更新。这一滤波器保持有效直至在时刻E’出现的下一更新为止。这一实施在两个方面不同于先前实施。首先，为了避免过时问题，块跨度D’-E’相对于信道的相干时间而言为小，意味着信道参数在那一时刻实质上未变。另外由于减少块大小，所以改进在计算滤波器更新时利用既往观察数据的方式以便实现可靠的滤波器估计。

具体而言，在各小块内，通过采样平均来获得称为滑片(slide)的自相关矩阵的估计。然后使滑片序列经过滤波器以获得将要在滤波器更新时使用的自相关矩阵的最终估计。自相关滤波器被设计为使得它对更新近的数据设置较大重要性，并且反之亦然。

所得算法类似于用于无线接收机的多数均衡算法来最好地加以实施。关联均衡器具有与普通LMMSE均衡器相同的结构，因此应当考虑其实施的同一通用形式。本发明的方法可以并入任何现有LMMSE均衡器设计中并且只需少量附加存储和计算元件。通常，这一算法可以用软件形式实施成嵌入于通用信号处理芯片中。在计算上更快的可选方式将是在专用芯片中实施它。

为求简明，这里考虑具有一个发射天线和N个接收天线的多输入单输出(MISO)***，不过所提出的方法不经修改也适用于多个发射天线的情况。

考虑U用户***，其中第u个用户的发射信号表示如下：

x_u(i)＝A_ua_u(i/F)s_u|i|_F)(1)

其中i和F分别是码片索引和扩频增益。这里，·和|·|_F分别代表底函数和模F简化。对于第u个沃尔什信道，发射符号序列表示为a_u(k)而关联沃尔什扩频码表示为s_u(k)。幅度A_u确定分配给第u个沃尔什信道的功率量并且可以通过功率控制操作来进行变化。总发射信号x(i)是扰频序列c(i)所扰频的所有用户信号之和，使得：

$x\left(i\right)=c\left(i\right)\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\Σ}}}{x}_u\left(i\right)---\left(2\right)$

冲击第r个接收天线的信号给定如下：

$y_r\left(i\right)=[h_{r,0}\left(i\right),...,h_{r,D}\left(i\right)]\left[\begin{array}{c}x\left(i\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ x(i-D)\end{array}\right]+v_r\left(i\right)---\left(3\right)$

$=h_r^T\left(i\right)x\left(i\right)+v_r\left(i\right)---\left(4\right)$

其中对于r＝1，...，N：

h_r(i)≡[h_r，0(i)，...，h_r，D(i)]^T(5)

x(i)≡[x(i)，...，x(i-D)](6)

这里，h_r，l表示在发射天线与第r个接收天线之间的信道冲激响应的第l个抽头。上标T表示矩阵转置；例如x^T(i)是x(i)的转置。假设测量噪声v_r(i)为i.i.d.白高斯过程，使得 $E\left[v_r\left(k\right)v_b^{*}\left(l\right)\right]={\mathrm{\δ}}_{r-s}{\mathrm{\δ}}_{k-1}{\mathrm{\σ}}_v^2,$ 其中δ_k表示克罗内克尔δ函数。注意到同一信号模型对于过采样也成立，其中输出维度的数目N增加了与过采样因子相等的因子。

码片有限冲激响应(FIR)LMMSE均衡器类将如下均方误差(MSE)标准最小化：

J(i；G_i)≡E[|e_i|²](7)

其中：

$e_i\≡x\left(i\right)-\hat{x}\left(i\right)---\left(8\right)$

而

是通过使观察值经过多维FIR滤波器来获得的x(i)的LMMSE估计。也就是说：

$\hat{x}\left(i\right)=G_i{y}_i---\left(9\right)$

其中：

y_i≡[y^T(i+δ)，...，y^T(i+δ-L)]^T(10)

y(i)≡[y₁(i)，...，y_N(i)^T.(11)

这里，L和δ是分别代表均衡器阶和前身(或者非因果)抽头数目的设计参数。(7)中的MSE将通过1×(L+1)N矢量G_i即如下矢量来优化：

$G_i=\arg \underset{G}{\min }J(i;G).---\left(12\right)$

这一最小化产生了互相关矩阵与自相关矩阵的逆矩阵的乘积：

$G_i=R_{\mathrm{xy}}\left(i\right)R_i^{-1}---\left(13\right)$

其中：

$R_{\mathrm{xy}}\left(i\right)\≡E\left[x_i{y}_i^H\right],$ 互相关矩阵(14)

$R_i\≡E\left[y_i{y}_i^H\right],$ 自相关矩阵(15)

由于可以根据导频数据来估计信道冲激响应，所以互相关(14)易于计算。在没有推导细节的情况下概括(14)的显形式如下。假设发射信号是码片白的，即：

$E\left[x\left(k\right)x^{*}\left(l\right)\right]={\mathrm{\δ}}_{k-1}{\mathrm{\σ}}_x^2,---\left(16\right)$

其中 ${\mathrm{\σ}}_x^2\≡E\left[{\left|x\left(i\right)\right|}^2\right]$ 是发射天线的总功率，得到下式：

R_xy(i)≡[V(δ)H^H(i+δ)，...，V(δ-L)H^H(i+δ-L]：1×(L+1)N(17)

其中：

H(i)≡[h₁(i)，...，h_N(i)^T：N×(D+1)(19)

注意到V(l)是仅当0≤l≤D时才为非零。在各处理块内，假设信道恒定，使得(17)中的信道矩阵H(i+δ)，...，H(i+δ-L)可以分配以典型值如H(t)。

这里的目的在于构思一种用于更新R_i的方法以便提高服从于上述延迟约束的LMMSE均衡器(13)的性能。在现有技术的块自适应LMMSE方式[1]、[2]、[3]、[4]中，假设自相关矩阵R_r在P_u个码片的各更新时段都保持恒定。基于这一假设，R_r估计为如下：

其中块索引表示为n≥0，而观察值的滞后l自相关按照采样平均来估计如下：

$r_u\left(l\right)=\frac{1}{P_u}\underset{k=0}{\overset{P_u-1}{\mathrm{\Σ}}}y({\mathrm{nP}}_u+k+l)y^H({\mathrm{nP}}_u+k)---\left(21\right)$

其中l＝0，1，...，D。

这一现有技术方式中的主要问题在于，如果对于i＝nP_u，nP_u+1，...，(n+1)P_u-1而言使用R(n)取代R_i，并且所得均衡器(13)用来对第(n+1)个块而不是第n个块进行滤波，则接收机性能在高移动速度的情况下变得不可接受。

这样明显的性能降级归结于如下事实：基于第n个块而设计的均衡器对于第(n+1)个块而言会很快变得过期。可以通过减少块大小P_u来实现对R(n)的更快跟踪。这种减少P_u的方式的不利方面在于采样平均(21)变得不可靠，这严重地限制了接收机性能。

由此面对一种经典的两难选择，其中采样平均的可靠性和跟踪速度对均衡器具有相反效果。

为了解决这一问题，意识到在时刻n之前接收的所有数据在各种程度上与将要在时刻n+1合成的均衡器值相关。

因此，根据本发明，可以通过使R(n)经过多维滤波器来获得Ri的更好估计，在该多维滤波器中自相关矩阵是矩阵乘积中的中心元素，该矩阵乘积将R置于F与F^H(F的艾米矩阵)之间，从而获得：

$\hat{R}\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}F\left(k\right)R(n-k)F^H\left(k\right)---\left(22\right)$

其中N_b是确定当前滤波器合成中既往数据量的设计参数，而F(k)是与R(k)具有相同大小的非奇异矩阵。作为说明，k对矩阵取值的滤波器抽头F(k)进行索引，而N_b是各滤波器合成中滑片的数目。在合成中可以有约10个滑片。

从(22)中看出是N_uP_u个码片，这是块大小P_u的N_b倍。因此可以通过减少块大小来减少解调延迟。同时，为了保持

可靠，通过增加N_b来增加它的采样大小。

虽然最大化F(k)之上的接收机性能在计算上是困难的，但是已经观察到如下对角形式

F(k)＝λ^k/2I(23)

上述形式对于一些遗忘(衰减)因子λ∈(0，1]而言合理性地作用良好。这一滤波器形式对较旧的自相关滑片设置较小加权而对较新的自相关滑片设置较大加权。例如，当λ＝1/2时具有形式(22)：

$\hat{R}\left(n\right)=R\left(n\right)+\frac{1}{2}R(n-1)+\·\·\·+\frac{1}{2^{N_b-1}}R(n-N_b+1).---\left(24\right)$

注意到更多的一般滤波器形式如单侧锥式窗口可以取代指数形式(23)。例如，如下二次减少的滤波器也是有效的。

$F\left(k\right)=\frac{1}{{(1+k)}^2}I,k\≥0---\left(25\right)$

一般而言，F(k)的形式应当使得它的谱半径随着k单调地减少，从而较旧的数据带有小的加权。只要N_b＞0，就允许新近的既往观察值在各块对均衡器设计起作用，并且可以减少块大小以便防止均衡器变得过期。

对于i＝nP_u，nP_u+1，...，nP_u+P_u-1，R_i的最终估计给定如下：

${\hat{R}}_i=\hat{R}\left(n\right)---\left(26\right)$

注意到作为如(23)的一维滤波运算有利结果，

复制R(n)的块艾米-托普利茨结构，使得[3]的基于FFT的方法可以用来获得的近似逆矩阵；对于较高的复杂度，确切的矩阵的逆可以通过应用针对块艾米-托普利茨***的如下拆分列文森算法来获得：A.E.Yagle，″A new multichannel split Levinson algorithm for blockHermitian-Toeplitz matrices，″IEEE Trans.Circuits & Syst，vol.36，pp.928-931，June 1989.[5]；R.R.Joshi和A.E.Yagle，″Split versionsof the Levinson-like and Schur-like fast algorithms for solvingblock-slanted-Toeplitz systems of equations，″IEEE Trans.Sig.Proc.，vol.46，pp.2027-2030，July 1998.[6]。

E.Yagle，″A new multichannel split Levinson algorithm for blockHermitian-Toeplitz matrices，″IEEE Trans.Circuits & Syst.，vol.36，pp.928-931，June 1989.[5]；R.R.Joshi和A.E.Yagle，″Split versionsof the Levinson-like and Schur-like fast algorithms for solvingblock-slanted-Toeplitz systems of′ equations，″IEEE Trans.Sig.Proc.，vol.46，pp.2027-2030，July 1998.[6]。

上述方法可以概括如下：

在至少一个天线上接收以码片块来分组的输入信号；

对具有互相关矩阵和自相关矩阵的LMMSE均衡器的参数进行合成；

对来自第n个块的输入信号进行均衡；

通过在针对滑片更新范围对矩阵乘积FRF^H求和的方法中估计信道自相关矩阵R_i来在当前块中的各滑片处更新均衡器，其中F依赖于衰减因子，使得朝着新近的滑片对自相关矩阵进行加权；以及

处理均衡器的输出以生成发射数据。

一般术语“处理均衡器的输出”将用来概括如解码、解扰频等的常规步骤。

在如下仿真中，比较LMMSE均衡器的帧错误率(FER)性能与瑞克接收机的FER性能。对于LMMSE均衡器，针对窗口长度N_b、更新周期(块长度)P_u和遗忘因子λ的各种值，根据指数形式(23)来更新自相关矩阵。在许多可能的信道配置之中，选择使用具有强度相等并且间隔近似2.5个码片的两个路径的IS-98多径模型。这一信道配置代表了归因于相等路径强度的高码间干扰情形。此外，以每码片4个采样的速率对接收信号进行采样。然后将采样信号下采样到每码片2个采样，其中以如下方式来选择参考时间，使得为瑞克接收机保持具有最高功率的码片间隔序列。下采样的信号然后经过具有L＝21个抽头这一跨度的LMMSE均衡器。在21个抽头之中，δ＝10个抽头为非因果的。为了看出所提出的方法的跟踪能力，在低、中和高的移动速度对该方法进行测试。

在以下图中表明，为求简明，以符号而不是码片为单位来测量更新周期P_u；即以码片为单位的实际更新周期等于指示值乘以扩频增益。

在1X语音标准的RC3无线电配置之下执行这些仿真，其中数据速率是9.6kbps，码片速率是1.2288兆个码片每秒，而扩频增益为64个码片每QPSK调制符号。总的接收信号噪声比取决于固定在G＝6dB的几何因子。对于LMMSE均衡器，允许等于一个块的滤波延迟，使得根据一直到块n而接收的数据来合成的均衡器被用来对在块n+1中包含的将来数据进行均衡。在表I中示出了重要参数。

表I：1X仿真参数

标准	1X	信道模型	2抽头IS-98
				无线电配置	RC3	移动速度	8，50，100km/h
数据速率	9.6kbps	均衡器跨度	21个码片
				DIR	-100dB	几何	6dB.
扩频增益	64	初始过采样	4个采样每码片
				码片速率	1.2288Mcps	LMMSE过采样	2个采样每码片

根据图2，其中车辆速度为低的，看出普通的块LMMSE实施(标记以“块”)与指数形式一样地执行。在这一实施中，通过仅根据第n个块中包含的数据而合成的滤波器来对第(n+1)个块进行均衡。也看出接收机性能正如就低移动性而言所预期的那样对于P_u不敏感。对于中速度到高速度，图3和图4示出了P_u明显地对普通块实施的性能产生了影响。

另一方面，指数WAU方法对于P_u相对地不敏感。也已经观察到在高的移动速度时普通块实施对于任何P_u都失败。

这些仿真是在1X EV-DV标准的一个时隙格式之下进行的，其中数据速率是163.2kbps，码片速率是1.2288兆个码片每秒，而扩频增益是32个码片每QPSK调制符号。在32个可得沃尔什码中，不同用户使用25个码而导频使用1个码。在总共25个沃尔什码之中，预期用户利用它们之中的三个码。根据考虑了20％的总发射功率的导频数据来估计信道。其余80％的功率均匀地分布于25个沃尔什信道之中。

在1X EV-DV标准中，假设解调延迟是可容许的，使得可以利用数据缓存器。缓存器的使用消除了滤波延迟，即根据一直到块n的结束而接收的数据来合成的均衡器被用来对在块n中包含的观察进行均衡。在表II中示出了重要参数。

根据图5，其中车辆速度为低的，看到普通的块LMMSE实施(标记以“块”)与指数形式几乎一样的执行。在这一实施中，通过仅根据第n个块中包含的数据而合成的滤波器来对第n个块进行均衡。也看出接收机性能对于P_u相对地不敏感。对于中速度到高速度，图6和图7示出了普通的块实施变得对更新周期P_u更为敏感。另一方面，指数WAU方法对于P_u相对地不敏感。也已经观察到瑞克接收机在1XEV-DV标准之下执行地相当不良。

就此而言，指出了WAU的优点是双倍的。除了性能增益之外，对于宽范围的移动速度可以保持许多参数固定。例如，在图5、图6和图7中看出，均衡器在P_u、N_b和λ分别在4、4和0.5处保持固定，而移动速度从8km/h变化到100km/h时实质上保持它的最佳性能。

表II：1XEV-DV仿真参数

时隙格式编号	118	DIR	-100dB
				数据速率	163.2kbps	信道模型	2抽头IS-98
扩频增益	32	移动速度	8，50，100km/h
				码片速率	1.2288Mcps	均衡器跨度	21个码片
沃尔什码总数	U＝25	初始过采样	4个采样每码片
				预期沃尔什码	3	LMMSE过采样	2个采样每码片
导频功率	20％	用户功率分布	均匀分布于25个沃尔什码

WAU滤波器的指数形式易于实施，并且它代表对普通块自适应LMMSE均衡器结构的仅少量附加。仿真结果示出了指数WAU滤波器在宽范围的移动速度上具有良好性能并且基本上优于瑞克接收机。指数WAU方法具有所希望的特征，即对更新周期相对地不敏感。这一特征允许在选择与给定的硬件计算速度相兼容的块大小时的一些灵活性。例如，由于硬件计算速度增加，所以可以减少更新周期，允许每单位时间更多均衡器更新并且减少解调延迟。

在没有滤波延迟的1X EV-DV标准之下，已经看出，当P_u、N_b和λ保持固定时，均衡器仍然在宽范围的移动速度上保持很平坦的性能。这一特征代表了本发明相较于现有技术而言的对于硬件实施来说重要的优点，因为在线参数变化通常要求针对参数选择算法的附加硬件复杂度。

虽然已经参照数目有限的实施例描述了本发明，但是本领域技术人员将认识到可以在以下权利要求书的精神和范围内构造其它实施例。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.一种从基站接收无线CDMA信号的方法，包括：

在至少一个接收天线上接收以码片块来分组的至少一个接收信号，所述块进一步以滑片来分组；

在LMMSE均衡器中对所述接收信号进行均衡；

通过利用在更新周期中的接收信号的采样平均来估计自相关矩阵从而更新所述均衡器；

使所述自相关矩阵经过对较旧的采样数据比对新近的采样数据设置较少加权的多维矩阵滤波器；以及

处理所述均衡器的输出以生成所述无线CDMA信号。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：在块的开始处对包括互相关矩阵和自相关矩阵的所述均衡器进行合成。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括以下步骤：通过把在先前时刻的所述自相关矩阵与更新矩阵及其艾米共轭相乘来更新所述均衡器，所述更新矩阵依赖于衰减因子。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述衰减因子在量值上根据所述先前时刻与当前时刻之间的时间差而减少。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述衰减矩阵是与包含所述时间差的指数因子相乘的对角矩阵。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述多维矩阵滤波器包括其谱半径随着抽头索引而减少的非奇异矩阵。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述多维矩阵滤波器具有对角矩阵的形式。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括以下步骤：在块的开始处对包括互相关矩阵和自相关矩阵的所述均衡器进行合成。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括以下步骤：通过把在先前时刻的所述自相关矩阵和更新矩阵及其艾米共轭相乘来更新所述均衡器，所述更新矩阵依赖于衰减因子。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述衰减因子在量值上根据所述先前时刻与当前时刻之间的时间差而减少。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述衰减矩阵是与包含所述时间差的指数因子相乘的对角矩阵。

12.一种用于在移动终端中从基站接收无线CDMA信号的***，包括：

收发器，用于在至少一个接收天线上接收以码片块来分组的至少一个接收信号，所述块进一步以滑片来分组；

LMMSE均衡器，用于对所述接收信号进行均衡；

信号处理器，用于通过利用在更新周期中的接收信号的采样平均来估计自相关矩阵从而更新所述均衡器；

计算装置，用于使所述自相关矩阵经过对多个较旧的采样数据比对新近的采样数据设置较少加权的多维矩阵滤波器，其中所述加权的较旧数据采样的数目依赖于确定的信道相干间隔；以及

信号处理装置，用于处理所述均衡器的输出以生成所述无线CDMA信号。

13.根据权利要求12所述的***，还包括：计算装置，用于在块的开始处对包括互相关矩阵和自相关矩阵的所述均衡器进行合成。

14.根据权利要求13所述的***，还包括：用于通过把在先前时刻的所述自相关矩阵与更新矩阵及其艾米共轭相乘来更新所述均衡器的装置，所述更新矩阵依赖于衰减因子。

15.根据权利要求14所述的***，其中所述衰减因子在量值上根据所述先前时刻与当前时刻之间的时间差而减少。

16.根据权利要求15所述的***，其中所述衰减矩阵是与包含所述时间差的指数因子相乘的对角矩阵。

17.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求1所述的方法步骤的指令。

18.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求2所述的方法步骤的指令。

19.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求3所述的方法步骤的指令。

20.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求4所述的方法步骤的指令。

21.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求5所述的方法步骤的指令。

22.一种动态地调节接收机中的滤波器用于改变信道条件的方法，包括：

通过至少一个信道接收第一信号块；

一旦在更新周期P₁则估计所述第一信号块的第一相关矩阵，所述第一相关矩阵将来自总共n₁个信号块的数据相关联；

使用所述第一相关矩阵对所述第一信号块进行均衡；

通过所述至少一个信道接收第二信号块；

确定在所述第二信号块和刚好在所述第二信号块之前接收的信号块之间的相干间隔；

如果所确定的相干间隔相较于在所述第一信号块和刚好在所述第一信号块之前接收的信号块之间的相干间隔要短，那么一旦在更新周期P₂则估计第二接收的信号块的第二相关矩阵，所述第二相关矩阵将来自总共n₂个数据块的数据相关联，其中P₂比P₁短而n₂比n₁大；以及

使用所述第二相关矩阵对所述第二信号块进行均衡。

Claims (22)

1.一种从基站接收无线CDMA信号的方法，包括：

在至少一个接收天线上接收以码片块来分组的至少一个接收信号，所述块进一步以滑片来分组；

在LMMSE均衡器中对所述接收信号进行均衡；

通过利用在更新周期中的接收信号的采样平均来估计自相关矩阵从而更新所述均衡器；

使所述自相关矩阵经过对较旧的采样数据比对新近的采样数据设置较少加权的多维矩阵滤波器；以及

处理所述均衡器的输出以生成所述无线CDMA信号。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：在块的开始处对包括互相关矩阵和自相关矩阵的所述均衡器进行合成。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括以下步骤：通过把在先前时刻的所述自相关矩阵与更新矩阵及其艾米共轭相乘来更新所述均衡器，所述更新矩阵依赖于衰减因子。

4.根据权利要求3所述的方法，其中所述衰减因子在量值上根据所述先前时刻与当前时刻之间的时间差而减少。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述衰减矩阵是与包含所述时间差的指数因子相乘的对角矩阵。

6.根据权利要求1所述的方法，其中所述多维矩阵滤波器包括其谱半径随着抽头索引而减少的非奇异矩阵。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述多维矩阵滤波器具有对角矩阵的形式。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括以下步骤：在块的开始处对包括互相关矩阵和自相关矩阵的所述均衡器进行合成。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括以下步骤：通过把在先前时刻的所述自相关矩阵和更新矩阵及其艾米共轭相乘来更新所述均衡器，所述更新矩阵依赖于衰减因子。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述衰减因子在量值上根据所述先前时刻与当前时刻之间的时间差而减少。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述衰减矩阵是与包含所述时间差的指数因子相乘的对角矩阵。

12.一种用于在移动终端中从基站接收无线CDMA信号的***，包括：

收发器，用于在至少一个接收天线上接收以码片块来分组的至少一个接收信号，所述块进一步以滑片来分组；

LMMSE均衡器，用于对所述接收信号进行均衡；

信号处理器，用于通过利用在更新周期中的接收信号的采样平均来估计自相关矩阵从而更新所述均衡器；

计算装置，用于使所述自相关矩阵经过对多个较旧的采样数据比对新近的采样数据设置较少加权的多维矩阵滤波器，其中所述加权的较旧数据采样的数目依赖于确定的信道相干间隔；以及

信号处理装置，用于处理所述均衡器的输出以生成所述无线CDMA信号。

13.根据权利要求12所述的***，还包括：计算装置，用于在块的开始处对包括互相关矩阵和自相关矩阵的所述均衡器进行合成。

14.根据权利要求13所述的***，还包括：用于通过把在先前时刻的所述自相关矩阵与更新矩阵及其艾米共轭相乘来更新所述均衡器的装置，所述更新矩阵依赖于衰减因子。

15.根据权利要求14所述的***，其中所述衰减因子在量值上根据所述先前时刻与当前时刻之间的时间差而减少。

16.根据权利要求15所述的***，其中所述衰减矩阵是与包含所述时间差的指数因子相乘的对角矩阵。

17.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求1所述的方法步骤的指令。

18.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求2所述的方法步骤的指令。

19.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求3所述的方法步骤的指令。

20.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求4所述的方法步骤的指令。

21.一种制造产品，包括可由计算机读取的程序存储介质，所述介质实施可由所述计算机执行的用于进行根据权利要求5所述的方法步骤的指令。

22.一种动态地调节接收机中的滤波器用于改变信道条件的方法，包括：

通过至少一个信道接收第一信号块；

一旦在更新周期P₁则估计所述第一信号块的第一相关矩阵，所述第一相关矩阵将来自总共n₁个信号块的数据相关联；

使用所述第一相关矩阵对所述第一信号块进行均衡；

通过所述至少一个信道接收第二信号块；

确定在所述第二信号块和刚好在所述第二信号块之前接收的信号块之间的相干间隔相较于在所述第一信号块和刚好在所述第一信号块之前接收的信号块之间的相干间隔要短；

一旦在更新周期P₂则估计第二接收的信号块的第二相关矩阵，所述第一相关矩阵将来自总共n₂个数据块的数据相关联，其中P₂比P₁短而n₂比n₁大；以及

使用所述第二相关矩阵对所述第二信号块进行均衡。

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