CN101051794A - 一种变换器的控制装置及驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变换器的控制装置及驱动方法，涉及变换器的控制技术领域。该控制装置包括：控制电路(2)、延时电路(3)和功率管门极驱动电路(5)，还包括一个保护电路(4)，保护电路(4)接在延时电路(3)的前级，用于封锁延时电路(3)前级的控制信号。该驱动方法为：第一外侧功率管(S1)和第三内侧功率管(S3)的控制逻辑互补调制，并留有死区；第二内侧功率管(S2)和第四外侧功率管(S4)互补调制，并留有死区；第二内侧功率管和第三内侧功率管分别先于第一外侧功率管和第四外侧功率管开通，分别后于第一外侧功率管和第四外侧功率管关断。本发明简化了功率器件的门极驱动控制逻辑，降低了变换器电路的成本。

Description

一种变换器的控制装置及驱动方法

[技术领域]

本发明涉及变换器的控制技术领域，尤其涉及一种变换器的控制装置及驱动方法。

[背景技术]

多电平变换器通常是采用器件串联并结合适当的控制策略，来有效降低器件的耐压等级，降低输出电压或电流谐波成份，节省滤波器的成本。鉴于其独特的性能优势，多电平变换器自80年代前后诞生至今，已在中压变频器、UPS、直直变换电源等多个领域获得越来越广泛的应用。

众所周知，多器件串联方式，控制逻辑相对复杂，而其关键问题是串联器件的均压问题。目前常用的解决方案主要有二极管中点箝位(NPC)法、飞跨电容箝位法等，尤其以二极管中点箝位法多电平逆变器在UPS、变频器中的应用最为广泛。

如图1所示，为二极管中点箝位型单相三电平逆变器的主电路图。在电路中，为了有效实现器件均压控制，无论采用何种控制逻辑，都应保证内侧功率管(图1中S2和S3)先于外侧功率管(图1中S1和S4)开通，而后于外侧功率管关断。同时，为了防止同一桥臂出现三个功率管同时导通而引起母线短路问题，S1和S3信号之间必须设定合理的死区时间，S2和S4信号之间也必须设定合理的死区时间。

在公开技术中，图2和图3为三电平逆变器普遍采用的一种驱动及保护方案，其中，图2为三电平逆变器驱动控制电路框图，图3为三电平逆变器功率管的驱动信号示意图。S1和S3信号之间的死区如图3中所示。该方案典型的特征在于：

1、保护电路的作用位置放在延时驱动电路组之后；

2、延时驱动电路组实现S1和S3信号互补，S2和S4信号互补，当S1和S3高频调制时，S2保持常通，而S4保持常断；当S2和S4高频调制时，S3保持常通，而S1保持常断；

3、功率管门极驱动参数对应一致。

该驱动方案能够降低功率管的开关损耗，但不能彻底克服桥臂器件的不均压问题，其原因如下：

由于保护电路信号作用位置在延时驱动电路组的后级，对二极管中点箝位型三电平逆变器而言，一旦保护信号的作用时刻发生于S1和S2(或S3和S4)都是导通的阶段(如4图中的A或B时刻)，而在实际应用中S1至S4器件参数不可能完全一致，因而器件开关速度也不可能完全一致，而且延时保护逻辑又不起作用，则S1会出现先于S2开通或后于S2关断的现象，破坏了“S2先于S1开通而后于S1关断”的条件，从而使得S1和S2(或S3和S4)之间承受的电压应力严重不均衡，其中，内侧功率管承受的电压应力远远大于单边母线电压(E/2)，甚至承受总母线电压(E)，丧失了三电平变换器的优势。

内侧功率管承受的电压应力为总母线电压(E)的机理如下：以图1所示电路为例，当电路保护时，驱动信号被封锁，主电路桥臂上的四个器件S1、S2、S3、S4的门极控制信号会同时关闭，此时S1、S2、S3、S4均被强迫关断，但是由于这些器件的参数不可能完全一致，它们的关断过程也不可能完全同步，总会出现某个器件先关断或后关断，如果先关断的器件是S2，而此时流过电感Lf的电流方向是从左到右，那么这个电感电流必然从D3、D4续流，使桥臂中点B处的电位为-E/2(假定母线中点N的电位为0V)，而此时S1仍然导通，也就是说S2的集电极A处的电位为E/2，因此，S2承受的断态电压就是E，而其他器件S1、S3、S4承受的断态电压为0伏，从而出现电压应力(即：断态电压)严重失衡(即：不平衡)。

除了在驱动信号封锁保护情况下会出现内外侧器件电压应力失衡的问题外，输出电压过零点会因突加负载等工况而出现紊乱，驱动控制信号也可能出现S1和S2(或S3和S4)同步开关而导致功率器件电压应力失衡，这是因为：当输出负载突然变化，输出电压突变(即上述的紊乱)时，使得调节器饱和，会使S1、S2、S3、S4均受到高频的驱动信号控制，而S1和S4的驱动信号之间不是高频互补的，而且两者之间也不存在固有的死区时间设定，这样得到的驱动波形实际上是S1和S2同步开关，S3和S4同步开关，S1和S3互补工作(有死区)，S2和S4互补工作(有死区)，破坏了“任何时刻内侧器件先于外侧器件开通而后于外侧器件关断”的控制逻辑，从而导致功率器件电压应力失衡。

如图5所示，为逆变器中的桥臂器件不均压波形图，该波形图是通过示波器来测试的，示波器共有四路测量通道，波形的最左边沿可以看到1、2、3、4四个数字，这四个数字的位置分别表示四路测量信号的参考零点，横坐标表示时间，500uS/格。纵坐标中，CH1~CH3表示电压大小，比例均为200V/格；CH4表示电流大小，比例为500A/格。对应关系为：CH1为S3承受的电压应力，CH2为S2承受的电压应力，CH3为逆变输出电压Ucf，CH4为流过逆变电感Lf的电流波形。该波形是对横坐标做局部放大后的波形。

为了克服上述不均压的问题，现有技术中公开了一些解决策略：如图6所示，增加辅助开关管S5和S6(具体参见专利：US6535406)，不但需要额外增加两路驱动信号，而且这些信号的逻辑处理也相对比较复杂，控制逻辑发生在内侧器件S2和S3与中点箝位器件S5和S6之间，并且依赖于S5和S6来实现，另外，在器件选取上，S5和S6的规格和S1和S4一样，相当于成本增加了50％左右；或采用复杂的控制逻辑电路(具体参见专利：US6838925)，这些方案不但复杂，而且增加了成本。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供二极管中点箝位型多电平变换器及其控制电路，简化了功率器件的门极驱动控制逻辑，降低了变换器电路的成本。

本发明是通过下面的技术方案来实现的：

一种变换器的控制装置，包括：

控制电路，用于产生控制信号；

延时电路，用于对所述控制信号进行延时处理，并输出给功率管驱动电路；

功率管门极驱动电路，用于产生各内外侧功率管的驱动信号，控制各内外侧功率管的导通和关断；

还包括一个保护电路，所述保护电路接在所述延时电路的前级，用于封锁延时电路前级的控制信号。

本发明的改进在于：

所述延时电路包括第一延时电路和第二延时电路，所述第一延时电路用于对外侧功率管驱动信号的上升沿延时Td1，所述第二延时电路用于对内侧功率管驱动信号的上升沿和下降沿都延时Td2，且延时Td1大于延时Td2。

一种变换器的控制装置，包括：

控制电路，用于产生控制信号；

延时电路，用于对所述控制信号进行延时处理，并输出给功率管驱动电路；

保护电路，用于封锁所述延时电路前/后级驱动信号；

功率管门极驱动电路，用于产生各内外侧功率管的驱动信号，控制各内外侧功率管的导通和关断；使得所述内侧功率管的开通速度始终快于所述外侧功率管；所述内侧功率管的关断速度始终慢于所述外侧功率管。

本发明的改进在于：

所述功率管门极驱动电路(5)包括内侧功率管门极驱动电路和外侧功率管门极驱动电路；

所述外侧功率管门极驱动电路包括第十一电阻、第二十一电阻、第十一二极管，所述第十一电阻的一端作为外侧功率管门极驱动电路的输入端，其另一端接外侧功率管的门极；所述外侧功率管门极驱动电路的输入端接第十一二极管的阴极，第二十一电阻接外侧功率管的门极，第二十一电阻的另一端和第十一二极管的阳极相连；

所述内侧功率管门极驱动电路包括第十二电阻、第二十二电阻、第十二二极管，所述第十二电阻的一端作为内侧功率管门极驱动电路的输入端，其另一端接内侧功率管的门极；所述内侧功率管门极驱动电路的输入端接第十二二极管的阳极，第二十二电阻接内侧功率管的门极，第二十二电阻的另一端和第十二二极管的阴极相连。

本发明的改进在于：所述功率管门极驱动电路包括第一和第二电阻，所述第一电阻的一端作为功率管开通信号的输入端，其另一端接功率管的门极，所述第二电阻的一端作为功率管关断信号的输入端，其另一端接功率管的门极。

本发明的改进在于：所述功率管门极驱动电路作为内侧功率管门极驱动电路时的第一电阻的电阻值小于其作为外侧功率管门极驱动电路时的对应电阻的电阻值；所述功率管门极驱动电路作为内侧功率管门极驱动电路时的第二电阻的电阻值大于其作为外侧功率管门极驱动电路时的对应电阻的电阻值。

一种变换器的驱动方法，控制装置包括：控制电路、延时电路、保护电路和功率管门极驱动电路，所述控制装置输出四路控制信号，分别控制第一外侧功率管、第二内侧功率管、第三内侧功率管和第四外侧功率管；包括如下步骤：

所述功率管的控制逻辑为，第一外侧功率管和第三内侧功率管的控制逻辑互补调制，并留有死区；第二内侧功率管和第四外侧功率管互补调制，并留有死区；第二内侧功率管先于第一外侧功率管开通而后于第一外侧功率管关断，第三内侧功率管先于第四外侧功率管开通而后于第四外侧功率管关断。

本发明的改进在于：所述延时电路包括第一延时电路和第二延时电路；

所述第一延时电路控制第一外侧功率管和第四外侧功率管门极驱动信号的上升沿延时Td1，延时处理后的驱动信号分别控制第一外侧功率管和第四外侧功率管；

所述第二延时电路控制第二内侧功率管和第三内侧功率管门极驱动信号的上升沿和下降沿延时Td2，延时处理后的驱动信号分别控制第二内侧功率管和第三内侧功率管；

控制延时Td1大于延时Td2。

本发明的改进在于：所述保护电路工作时，保护电路直接封锁所述延时电路前级的驱动信号。

本发明的改进在于：所述功率管门极驱动电路包括内侧功率管门极驱动电路和外侧功率管门极驱动电路，所述内侧功率管门极驱动电路的开通速度快于所述外侧功率管门极驱动电路；所述内侧功率管门极驱动电路的关断速度慢于所述外侧功率管门极驱动电路。

由于采用了以上的技术方案，本发明中的保护电路接在驱动信号延时电路的前级，避免因保护电路动作而破坏“内侧器件S2和S3分别先于外侧器件S1和S4开通而后于外侧器件关断”的驱动逻辑问题；本发明采用较为简单的控制方法对功率器件进行控制，避免采用复杂的控制逻辑，使得内侧功率管总是先于外侧功率管开通且晚于外侧功率管关断，避免因驱动信号异常封锁及器件分散性等特殊因素造成的开关逻辑问题，使主电路工作更安全、更可靠；同时，电路中也不需要增加功率器件，降低了电路的成本。

[附图说明]

图1是二极管中点箝位型单相三电平逆变器的主电路图。

图2是现有技术中三电平逆变器驱动及保护电路框图。

图3是图2所示电路框图中功率管的驱动控制逻辑示意图。

图4是图2所示电路框图中保护信号作用时刻示意图。

图5是逆变器中的桥臂器件不均压波形图。

图6是带辅助开关管的三电平逆变器的主电路图。

图7是本发明一种逆变器控制装置的框图。

图8是本发明实施例一的桥臂功率管开关逻辑图。

图9是本发明实施例一的逆变器控制装置的部分框图。

图10(a)和图10(b)分别是本发明实施例二的外侧和内侧功率管门极驱动电路原理图。

图11是本发明实施例二和实施例三的桥臂功率管开关逻辑图。

图12是本发明实施例三的桥臂功率管门极驱动电路原理图。

[具体实施方式]

下面结合附图和实施例对本发明进行进一步阐述：

本发明一种逆变器控制装置的框图如图7所示，与现有技术中采用的电路框图(参见图2)不同之处在于：1)保护电路的位置有所不同，本发明的保护电路接在延时电路的前级，而图2中的保护电路处于延时电路的后级。2)延时电路方法不同，本发明的延时电路分为延时电路1和延时电路2，分别对外侧功率管驱动信号和内侧功率管驱动信号进行延时处理，而图2中的延时电路只有一种。3)门极驱动电路不一样，本发明的门极驱动电路分为内侧功率管的门极驱动电路和外侧功率管的门极驱动电路，而图2中的功率管门极驱动电路只有一种。

在图7中，PWM电路(即控制电路)产生控制信号，延时电路对该控制信号进行延时，产生各功率管的驱动信号，该驱动信号经功率管门极驱动电路驱动功率管，控制变换器工作；在保护电路工作时，保护信号直接封锁所述控制信号(未经过驱动信号延时电路的控制信号)，这样做的好处是避免因保护电路动作而破坏“内侧器件S2和S3分别先于外侧器件S1和S4开通而后于外侧器件关断”的驱动逻辑问题。

实施例一

本发明中，控制信号PWM1、 PWM1、PWM2和 PWM2经过延时电路延时后，相应产生如图8所示的驱动信号开关逻辑。即：S1和S3互补调制，并留有死区；S2和S4互补调制，并留有死区；S2先于S1开通而后于S1关断，S3先于S4开通而后于S4关断。

另外，功率管门极驱动电路的参数可以设置为不一致，只要保证S2的开通速度快于S1，而关断速度慢于S1，且S3的开通速度快于S4，而关断速度慢于S4，就可以实现本发明的目的。

本实施例中，逆变器控制装置的部分框图，参见图9。通过图9所示的电路框图实现图8所示的开关逻辑，保证内侧功率管总是比外侧功率管先开后关。

图9中，控制电路2能够产生四个控制信号分别为PWM1、 PWM2、 PWM1和PWM2，延时电路3中的第一延时电路(图中的31及34)分别对控制信号PWM1和PWM2的上升沿延时Td1，延时后的控制信号用于控制外侧功率管的导通和关断；第二延时电路(图中的32及35、33及36)分别对 PWM2和 PWM1的上升沿和下降沿都延时Td2，延时后的控制信号用于控制内侧功率管的导通和关断；这里必须保证延时Td1大于Td2；其中，31、32、33、34都为上升沿延时电路，而35、36则都为下降沿延时电路。

在保护电路4中，Protect为一个保护信号，其控制一个开关K1，并结合DP1～DP4来实现驱动信号的封锁和保护功能，当保护信号作用，开关K1接通时，控制信号PWM1、PWM2、 PWM1和PWM2分别通过DP1～DP4，经开关K1流到接地端，从而达到对控制电路2的控制信号进行封锁的目的。

本发明另一种逆变器控制装置的框图，可以在上述逆变器控制装置的框图中进行变形，保护电路4的位置可以放在延时电路的前/后级，而通过改变功率管门极驱动电路5(改变驱动电路参数的方案，保护电路在延时电路前、后级都可以)来实现本发明的目的。

实施例二

如图10(a)和图10(b)分别是本实施例中外侧和内侧功率管的驱动电路原理图，其中，外侧功率管门极驱动电路包括第十一电阻Rg11、第二十一电阻Rg21、第十一二极管Dg11，所述第十一电阻Rg11的一端作为外侧功率管门极驱动电路的输入端，其另一端接外侧功率管的门极；所述外侧功率管门极驱动电路的输入端接第十一二极管Dg11的阴极，第二十一电阻Rg21接外侧功率管的门极，第二十一电阻Rg21的另一端和第十一二极管Dg11的阳极相连；内侧功率管门极驱动电路包括第十二电阻Rg12、第二十二电阻Rg22、第十二二极管Dg12，所述第十二电阻Rg12的一端作为内侧功率管门极驱动电路的输入端，其另一端接内侧功率管的门极；所述内侧功率管门极驱动电路的输入端接第十二二极管Dg12的阳极，第二十二电阻Rg22接内侧功率管的门极，第二十二电阻Rg22的另一端和第十二二极管Dg12的阴极相连。

在图10(a)中，当S1_Drv跳变为高电平时，第十一二极管Dg11不导通，则S1_Drv通过第十一电阻Rg11加在外侧功率管的门极上；当S1_Drv跳变为低电平时，第十一二极管Dg11导通，则S1_Drv通过第十一电阻Rg11和第二十一电阻Rg21的并联支路加在外侧功率管的门极上；而在图10(b)中，当S2_Drv跳变为低电平时，第十二二极管Dg12不导通，则S2_Drv通过第十二电阻Rg12加在内侧功率管的门极上；当S2_Drv跳变为高电平时，第十二二极管Dg12导通，则S2_Drv通过第十二电阻Rg12和第二十二电阻Rg22的并联支路加在外侧功率管的门极上；选择合适的驱动参数(电阻值)，可以实现图10(a)的驱动电压上升速度比图10(b)的慢，图10(a)的驱动电压下降速度比图10(b)的快，从而保证了任何时候内侧功率管比外侧功率管先开通后关断。

利用图10(a)、10(b)所示的这两个电路能够实现如图11所示的驱动信号控制逻辑。图11中S1’和S2’信号分别是S1和S2两个器件门极上的控制信号，对应为图10a和图10b的A点和B点信号；而图11中的S1和S2信号分别是经过器件S1和S2整形后的实际开通和关断波形(因为器件的开通条件是驱动电平必须大于一定阀值，关断条件是驱动电平小于一定阀值)，该实施例是利用驱动电平的上升和下降斜率的差异特性来实现“内侧器件S2和S3分别先于外侧器件S1和S4开通而后于外侧器件关断”的驱动逻辑。

实施例三

如图12所示的功率管驱动电路，也可以实现内侧功率管比外侧功率管快开通、慢关断，其驱动信号控制逻辑采用如图11所示的控制逻辑。图12中，功率管门极驱动电路5包括第一和第二电阻(Rg1、Rg2)，所述第一电阻Rg1的一端作为功率管开通信号的输入端，其另一端接功率管的门极，所述第二电阻Rg2的一端作为功率管关断信号的输入端，其另一端接功率管的门极；S_Drv_on表示驱动开通的信号，S_Drv_off表示驱动关断的信号，驱动开通信号的回路和驱动关断信号的回路不同，从而可以通过开通电阻和关断电阻的不同来分别改变S1～S4的开通和关断速度，这个实施例本质上和实施例二是一样的。

在本实施例当中，当功率管门极驱动电路5作为内侧功率管门极驱动电路时，第一电阻Rg1必须小于其作为外侧功率管门极驱动电路中的对应电阻，而第二电阻Rg2必须大于外侧功率管驱动电路中的对应电阻。

综上所述，本发明在实际应用中，无论在稳态运行还是瞬态变化，都可以保证单个功率管承受一半母线电压，成功解决了多电平拓扑中单个功率管承受母线电压的问题；尤其在高频、半高频调制时，具有很大的优势。

以上实施例主要应用于单相三电平逆变器，对于三相三电平逆变器、单相多电平逆变器，三相多电平逆变器等装置同样适用，此处不再赘述。

Claims (10)

1、一种变换器的控制装置，包括：

控制电路(2)，用于产生控制信号；

延时电路(3)，用于对所述控制信号进行延时处理，并输出给功率管驱动电路(5)；

功率管门极驱动电路(5)，用于产生各内外侧功率管的驱动信号，控制各内外侧功率管的导通和关断；

其特征在于：还包括一个保护电路(4)，所述保护电路(4)接在所述延时电路(3)的前级，用于封锁延时电路(3)前级的控制信号。

2、根据权利要求1所述的一种变换器的控制装置，其特征在于：

所述延时电路(3)包括第一延时电路和第二延时电路，所述第一延时电路用于对外侧功率管驱动信号的上升沿延时Td1，所述第二延时电路用于对内侧功率管驱动信号的上升沿和下降沿都延时Td2，且延时Td1大于延时Td2。

3、一种变换器的控制装置，包括：

控制电路(2)，用于产生控制信号；

延时电路(3)，用于对所述控制信号进行延时处理，并输出给功率管驱动电路(5)；

保护电路(4)，用于封锁所述延时电路(3)前/后级驱动信号；

其特征在于：还包括功率管门极驱动电路(5)，所述功率管门极驱动电路(5)用于产生各内外侧功率管的驱动信号，控制各内外侧功率管的导通和关断；使得所述内侧功率管的开通速度始终快于所述外侧功率管；所述内侧功率管的关断速度始终慢于所述外侧功率管。

4、根据权利要求3所述的一种变换器的控制装置，其特征在于：

所述功率管门极驱动电路(5)包括内侧功率管门极驱动电路和外侧功率管门极驱动电路；

所述外侧功率管门极驱动电路包括第十一电阻(Rg11)、第二十一电阻(Rg21)、第十一二极管(Dg11)，所述第十一电阻(Rg11)的一端作为外侧功率管门极驱动电路的输入端，其另一端接外侧功率管的门极；所述外侧功率管门极驱动电路的输入端接第十一二极管(Dg11)的阴极，第二十一电阻(Rg21)接外侧功率管的门极，第二十一电阻(Rg21)的另一端和第十一二极管(Dg11)的阳极相连；

所述内侧功率管门极驱动电路包括第十二电阻(Rg12)、第二十二电阻(Rg22)、第十二二极管(Dg12)，所述第十二电阻(Rg12)的一端作为内侧功率管门极驱动电路的输入端，其另一端接内侧功率管的门极；所述内侧功率管门极驱动电路的输入端接第十二二极管(Dg12)的阳极，第二十二电阻(Rg22)接内侧功率管的门极，第二十二电阻(Rg22)的另一端和第十二二极管(Dg12)的阴极相连。

5、根据权利要求3所述的一种变换器的控制装置，其特征在于：所述功率管门极驱动电路(5)包括第一和第二电阻(Rg1、Rg2)，所述第一电阻(Rg1)的一端作为功率管开通信号的输入端，其另一端接功率管的门极，所述第二电阻(Rg2)的一端作为功率管关断信号的输入端，其另一端接功率管的门极。

6、根据权利要求5所述的一种变换器的控制装置，其特征在于：所述功率管门极驱动电路(5)作为内侧功率管门极驱动电路时的第一电阻(Rg1)的电阻值小于其作为外侧功率管门极驱动电路时的对应电阻的电阻值；所述功率管门极驱动电路(5)作为内侧功率管门极驱动电路时的第二电阻(Rg2)的电阻值大于其作为外侧功率管门极驱动电路时的对应电阻的电阻值。

7、一种变换器的驱动方法，控制装置包括：控制电路(2)、延时电路(3)、保护电路(4)和功率管门极驱动电路(5)，所述控制装置输出四路控制信号，分别控制第一外侧功率管(S1)、第二内侧功率管(S2)、第三内侧功率管(S3)和第四外侧功率管(S4)；其特征在于，包括如下步骤：

所述功率管的控制逻辑为，第一外侧功率管(S1)和第三内侧功率管(S3)的控制逻辑互补调制，并留有死区；第二内侧功率管(S2)和第四外侧功率管(S4)互补调制，并留有死区；第二内侧功率管(S2)先于第一外侧功率管(S1)开通而后于第一外侧功率管(S1)关断，第三内侧功率管(S3)先于第四外侧功率管(S4)开通而后于第四外侧功率管(S4)关断。

8、根据权利要求7所述的一种变换器的驱动方法，所述延时电路包括第一延时电路和第二延时电路，其特征在于：

所述第一延时电路控制第一外侧功率管(S1)和第四外侧功率管(S4)门极驱动信号的上升沿延时Td1，延时处理后的驱动信号分别控制第一外侧功率管(S1)和第四外侧功率管(S4)；

所述第二延时电路控制第二内侧功率管(S2)和第三内侧功率管(S3)门极驱动信号的上升沿和下降沿延时Td2，延时处理后的驱动信号分别控制第二内侧功率管(S2)和第三内侧功率管(S3)；

控制延时Td1大于延时Td2。

9、根据权利要求8所述的一种变换器的驱动方法，其特征在于：所述保护电路(4)工作时，保护电路(4)直接封锁所述延时电路(3)前级的驱动信号。

10、根据权利要求7所述的一种变换器的驱动方法，所述功率管门极驱动电路(5)包括内侧功率管门极驱动电路和外侧功率管门极驱动电路，其特征在于：所述内侧功率管门极驱动电路的开通速度快于所述外侧功率管门极驱动电路；所述内侧功率管门极驱动电路的关断速度慢于所述外侧功率管门极驱动电路。

Images