CN101039171B - 一种hs-dpcch信道ack时隙信号解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，包括：根据定时偏移TimingOffset将ACK时隙分为一或二部分进行估计：

SIR₁或SIR2＝(本部分ACK符号与对应信道编码模式的最大相关值的平方-干扰信号码域功率/本部分ACK符号个数)/(干扰信号码域功率×本部分信道估计值功率均值)；根据SIR估计和指定门限判断该ACK时隙是有效的反馈结果还是上行非连续发送DTX。这种方法适应R6并兼容R5规范、又考虑定时偏移、同时对接收信号采用无偏估计使SIR估计更准，能提高ACK时隙译码性能。

Description

一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法

技术领域

本发明涉及宽带码分多址WCDMA上行信号解调，具体涉及一种WCDMA高速下行分组接入HSDPA的HS-DPCCH信道的ACK时隙信号解调方法。

背景技术

HS-DPCCH信道是WCDMA HSDPA***中用于下行HS-PDSCH信道质量反馈和HARQ-ACK响应的信道，其信道结构如图1所示，HS-DPCCH信道的各子帧中的第一个时隙用于HARQ-ACK响应，简称ACK时隙，承载了UE对下行HS-PDSCH信道解调结果的反馈，是高速下行分组接入HSDPA混合自动重发请求HARQ技术的必要组成部分。HSDPA基站解调HS-DPCCH信道的ACK时隙时，需要用到ACK时隙的信干比SIR估计值来判断ACK时隙是有效的反馈结果还是上行非连续发送DTX。

由于3GPP R6规范的ACK时隙的内容，即有效的反馈结果发生变化，该变化如图2所示，有效的反馈结果由ACK和NACK扩展为ACK、NACK、PRE和POST，使ACK信道编码改变，因而现有的SIR估计方法不能直接适用，现有3GPP R5规范的SIR估计方法参见3GPP R4-030928，该提案中给出的SIR估计办法是：

$\mathrm{SIR}=\frac{{\left\{\mathrm{IM}\right[z_{\mathrm{accum}}\left]\right\}}^2}{P_{\mathrm{Noise}}\×{\mathrm{SF}}_{\mathrm{HS}-\mathrm{DPCCH}}\×\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k\right|}^2}$

其中，

指接收信号码域功率，P_Noise指每码片噪声功率，c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目。

同时，该现有的SIR估计方法对接收信号码域功率

是有偏估计，且未考虑HS-DPCCH信道和上行专用物理控制DPCCH信道之间的定时偏移，如图3所示，这样当定时偏移不为0时，HS-DPCCH信道的ACK时隙时隙就与两个上行DPCCH时隙有重叠，此时如果两个DPCCH时隙的多径数目不同，则它们的信道估计值也不同，现有方法未考虑信道估计值不同，则使SIR估计则偏差较大。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，能够适合3GPP R6规范、兼容R5规范进行SIR估计并对接收信号码域功率进行无偏估计且考虑HS-DPCCH信道和DPCCH信道之间的定时偏移，在此基础上能使ACK时隙信号解调更正确。

本发明的上述第一个技术问题这样解决，提供一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，包括以下步骤：

1.1)根据定时偏移TimingOffset将ACK时隙分为一或二部分进行ACK时隙SIR估计：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0,\mathrm{SIR}=\frac{(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})*{\mathrm{SIR}}_1+\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}*{\mathrm{SIR}}_2}{10}\\ \mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}=0,\mathrm{SIR}={\mathrm{SIR}}_1\end{array}\right.$

其中，

${\mathrm{SIR}}_1=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_1\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_1}$

${\mathrm{SIR}}_2=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_2\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_2}$

slot_offset＝TimingOffset mod 10

ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率，(max[correlation₁])²和(max[correlation₂])²分别是第一部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的最大相关值的平方与第二部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的最大相关值的平方，其中，n表示符号索引，n＝1，2，...10；l表示w(n，l)表格的横向索引，当信道编码模式w(n，l)是3GPP R6规范规定的信道编码模式时，l的取值范围是1，2，3或4，当信道编码模式w(n，l)是3GPP R5规范规定的信道编码模式时，l的取值范围是1或2；CP₁和CP₂分别是第一部分信道估计值功率均值和第二部分信道估计值功率均值；所述第一部分ACK时隙的符号指的是(10-slot_offset)个符号，第二部分ACK时隙的符号指的是(slot_offset)个符号，其中10表示每个时隙中包含的符号数；TimingOffset是HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移，z是ACK时隙的符号组成向量z＝[z₁z₂z₃z₄z₅z₆z₇z₈z₉z₁₀]；

1.2)根据所述SIR估计和指定门限判断该ACK时隙是有效的反馈结果还是DTX，如果是有效的反馈结果则根据译码算法进一步区分。有效的反馈结果在R5里指ACK和NACK，在R6里指ACK，NACK，PRE，POST)，最终的ACK时隙的解调结果指DTX或ACK或NACK或PRE或POST，上报给基站的HSDPA调度器进行处理。

按照本发明提供的解调方法，所述上行DPCCH时隙是两个，ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的前一个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率。

按照本发明提供的解调方法，所述干扰信号码域功率经过滤波，稳定状态时，所述两个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率差异很小，可认为是相同的。

按照本发明提供的解调方法，所述correlation₁和correlation₂是第一部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的相关值和第二部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的相关值，即：

${\mathrm{correlation}}_1\left(l\right)=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}$

${\mathrm{correlation}}_2\left(l\right)=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}.$

按照本发明提供的解调方法，所述信道估计值功率均值CP₁和CP₂是：

${\mathrm{CP}}_1=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_n$

${\mathrm{CP}}_2=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_n$

cp是信道估计值功率组成向量：

cp＝[cp₁cp₂cp₃cp₄cp₅cp₆cp₇cp₈cp₉cp₁₀]

${\mathrm{cp}}_n=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k^{*}\left(n\right)\right|}^2,n=\mathrm{1,2},...10$

c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目。

按照本发明提供的解调方法，所述ACK时隙的符号组成向量z是：

其中r_k(n)是第n个符号的第k条多径解扩输出，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目，imag{}表示取虚部。

按照本发明提供的解调方法，所述ACK信道编码模式数组w(n，l)包括但不限制于是3GPP R6规范或者3GPP R5规范规定的信道编码模式，可适合3GPP R6规范并兼容3GPP R5规范；这种解调方法是兼容的，3GPP R5的编码模式也可同样统一处理，下面仅以3GPP R6的编码模式为例对发明方法进行说明。

按照本发明提供的解调方法，所述3GPP R6规范的信道编码模式w(n，l)是4行10列的二维数组，如下表所示：

按照本发明提供的解调方法，所述干扰信号码域功率ISCP的获取包括以下步骤：

1)计算 $s\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p(i,j);$

2)计算 $I\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{|p(i,j)-s\left(j\right)|}^2;$

3)计算 $\stackrel{\‾}{I}=\frac{1}{N_r}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}I\left(j\right);$

4)迭代计算

输出ISCP(m)；

其中，N_p是一个DPCCH时隙中导频符号个数，i是一个DPCCH时隙中导频符号的索引，取值范围是[1N_p]中的整数；m是时隙索引；N_r是第m时隙的多径数目，j是多径索引，取值范围是[1N_r]中的整数；p(i，j)是第m时隙的第j多径的第i个导频符号幅度；s(j)是第m时隙的第j条多径的导频符号幅度均值；I(j)是第m时隙的第j条多径的干扰信号能量；

是第m时隙的所有多径的干扰信号能量均值；ISCP(m)是第m时隙的干扰信号码域功率；α是IIR滤波器的滤波系数，当m＝1时，α＝1；当m＞1时，α∈(0，1)。

按照本发明提供的解调方法，所述指定门限的取值范围是[-5，-6.5]dB，SIR大于该门限是有效的反馈结果，否则是上行非连续发送DTX。

本发明提供的HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，与现有技术相比：

①采取了最大相关值技术求信号码域功率，从而适应了R6规范中HS-DPCCH信道ACK时隙Message内容变化，并与R5规范兼容；

②考虑了HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道的定时偏移；

③对接收信号码率功率采用了无偏估计；

所以本方法不仅可以满足规范的要求，而且使得SIR估计更加准确，有助于提高HS-DPCCH信道的ACK译码的性能。

附图说明

下面结合附图和具体实施例进一步对本发明进行详细说明。

图1是HS-DPCCH的信道结构图；

图2是3GPP R6相对于3GPP 5的HARQ-ACK时隙Message内容的变化图；

图3是HS-DPCCH与DPCCH的定时关系图；

图4是ISCP的计算流程图。

具体实施方式

首先，说明本发明核心：HS-DPCCH信道的ACK时隙的SIR估计方法，包括以下步骤：

(一)获取输入数据：干扰信号码域功率，ACK时隙符号，信道估计值功率，ACK信道编码模式数组，以及HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移。

干扰信号码域功率是指与HS-DPCCH的ACK时隙有重叠的上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率，如果有两个DPCCH时隙与HS-DPCCH的ACK时隙重叠，则输入为前一个DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率。干扰信号码域功率是经过滤波的，可认为在稳定状态时相邻两个时隙内的干扰信号码域功率不变。

ACK时隙符号是指最大比合并以后的HS-DPCCH的ACK时隙的10个符号。信道估计值功率是指与ACK时隙符号一一对应的信道估计值的功率。ACK信道编码模式数组是3GPP R6规范规定的对不同的ACK内容的信道编码模式。HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移是指HS-DPCCH的子帧与它前面最近的上行DPCCH无线帧之间的定时偏移。

(二)根据定时偏移计算相应的时隙偏移，即HS-DPCCH信道的ACK时隙与它前面最近的上行DPCCH时隙之间的偏移。

(三)根据时隙偏移的不同分别计算SIR。

如果时隙偏移不为0，则根据时隙偏移将HS-DPCCH的ACK时隙分为两部分来计算各自的SIR，最后用两部分的SIR计算整个HS-DPCCH的ACK时隙的SIR；各部分SIR的计算公式为：

SIR＝(本部分ACK符号与对应信道编码模式的最大相关值的平方-干扰信号码域功率/本部分ACK符号个数)/(干扰信号码域功率×本部分信道估计值功率均值)。

上式的分母是对接收信号码域功率的无偏估计。

如果时隙偏移为0，则将HS-DPCCH的ACK时隙作为一部分直接计算SIR，计算公式与时隙偏移不为0时各部分的计算公式相同。

第二步，详细说明上述各步骤的具体内容，由于这种解调方法是兼容的，3GPP R5的编码模式也可同样统一处理，下面仅以3GPP R6编码模式为例对发明方法进行详细说明：

(一)获取输入数据的方式：

①干扰信号码域功率ISCP，是根据上行DPCCH信道的导频符号计算，即为导频符号的方差。ISCP的一种计算流程参见如图4所示，包括：

9.1)计算 $s\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p(i,j);$

9.2)计算 $I\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{|p(i,j)-s\left(j\right)|}^2;$

9.3)计算 $\stackrel{\‾}{I}=\frac{1}{N_r}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}I\left(j\right);$

9.4)迭代计算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI输出ISCP(n)。

其中，N_p是一个DPCCH时隙中导频符号个数，i是一个DPCCH时隙中导频符号的索引，取值范围是[1N_p]；n是时隙索引，取值范围是{1，2，3，...}；N_r是第n时隙的多径数目，j是多径索引，取值范围是[1N_r]；p(i，j)是第n时隙的第j条多径的第i个导频符号幅度；s(j)是第n时隙的第j条多径的导频符号幅度均值；I(j)是第n时隙的第j条多径的干扰信号能量；I是第n时隙的所有多径的干扰信号能量均值；ISCP(n)是第n时隙的干扰信号码域功率；α是IIR滤波器的滤波系数，当n＝1时，α＝1；当n＞1时，α∈(0，1)。

②ACK时隙的符号组成向量z＝[z₁z₂z₃z₄z₅z₆z₇z₈z₉z₁₀]，其中，

$z_n=\mathrm{imag}\left\{\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^{*}\left(n\right){\·r}_k\left(n\right)\right\},n=\mathrm{1,2},...,10---\left(1\right)$

其中，r_k(n)是第n个符号的第k条多径解扩输出，c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目，imag{}表示取虚部。

③信道估计值功率组成向量cp＝[cp₁cp₂cp₃cp₄cp₅cp₆cp₇cp₈cp₉cp₁₀]，其中

${\mathrm{cp}}_n=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k^{*}\left(n\right)\right|}^2,n=\mathrm{1,2},...,10---\left(2\right)$

④ACK信道编码模式数组w是4行10列的二维数组，由3GPP TS25.212规定，如下表所示，表中的数值是极性化以后的，即

⑤HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移TimingOffset，范围是[101，250]符号，由3GPP规范规定，如图3所示的TimingOffset。

(二)根据TimingOffset计算时隙偏移slot_offset，如式(3)。

slot_offset＝TimingOffset mod 10(3)

(三)根据slot_offset将ACK时隙分为两部分或一部分计算SIR。

如果slot_offset≠0，则将ACK时隙分为两部分，用式(4)和(5)分别计算SIR1和SIR2，最后用式(6)计算整个ACK时隙的SIR；

如果slot_offset＝0，则用式(4)计算SIR1就为整个ACK时隙的SIR，见式(6)。

${\mathrm{SIR}}_1=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_1\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_1}---\left(4\right)$

${\mathrm{SIR}}_2=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_2\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_2},\mathrm{only\; when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0---\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0,\mathrm{SIR}=\frac{(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})*{\mathrm{SIR}}_1+\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}*{\mathrm{SIR}}_2}{10}\\ \mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}=0,\mathrm{SIR}={\mathrm{SIR}}_1\end{array}\right.---\left(6\right)$

其中，max[V]函数表示取向量V的最大元素，

correlation₁是由四个元素组成的向量，各元素计算如下：

${\mathrm{correlation}}_1\left(l\right)=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}---\left(7\right)$

correlation₁是第一部分的HS-DPCCH符号与对应的ACK信道编码模式的相关值。

(max[correlation₁])²-ISCP/(10-slot_offset)是对接收信号码率功率RSCP的无偏估计，与现有方法的有偏估计相比，其估计准确度更高。这里通过ACK时隙符号与已知信道编码模式相关并求最大相关值的方法来计算，满足了R6规范的ACK时隙内容变化的要求。

${\mathrm{CP}}_1=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i---\left(8\right)$

CP1是第一部分的cp的均值，它用在分母中的原因是：RSCP是用信道补偿后的符号计算的，而ISCP是用解扩后但没有信道补偿的符号计算的，因此要消除RSCP中信道估计值带来的乘性增益。

${\mathrm{correlation}}_2\left(l\right)=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}---\left(9\right)$

correlation₂是第二部分的HS-DPCCH符号与对应的ACK信道编码模式的相关值。

${\mathrm{CP}}_2=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i---\left(10\right)$

CP2是第二部分的cp的均值。

Claims (3)

1.一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

1.1)根据定时偏移TimingOffset将ACK时隙分为一或二部分进行SIR估计：

其中，

slot_offset＝TimingOffset mod 10

ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率，(max[correlation₁])²和(max[correlation₂])²分别是第一部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的最大相关值的平方与第二部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的最大相关值的平方，其中，n表示符号索引，n＝1，2，...10；l表示w(n，l)表格的横向索引，当信道编码模式w(n，l)是3GPP R6规范规定的信道编码模式时，l的取值范围是1，2，3或4，当信道编码模式w(n，l)是3GPP R5规范规定的信道编码模式时，l的取值范围是1或2；CP₁和CP₂分别是第一部分信道估计值功率均值和第二部分信道估计值功率均值；所述第一部分ACK时隙的符号指的是10-slot_offset个符号，第二部分ACK时隙的符号指的是slot_offset个符号，其中10表示每个时隙中包含的符号数；TimingOffset是HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移，z是ACK时隙的符号组成向量z＝[z₁ z₂ z₃ z₄ z₅ z₆ z₇ z₈ z₉ z₁₀]；所述correlation₁和correlation₂分别是第一部分ACK时隙的符号与对应信 道编码模式w(n，l)的相关值和第二部分ACK时隙的符号与对应信道编码模式w(n，l)的相关值，即：

所述信道估计值功率均值CP₁和CP₂是：

cp是信道估计值功率组成向量：

cp＝[cp₁ cp₂ cp₃ cp₄ cp₅ cp₆ cp₇ cp₈ cp₉ cp₁₀]

c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，Finger是多径数目；

所述ACK时隙的符号组成向量z是： 

其中r_k(n)是第n个符号的第k条多径解扩输出，imag{}表示取虚部；

所述3GPP R6规范的信道编码模式w(n，l)是4行10列的二维数组，如下表所示：

所述干扰信号码域功率ISCP的获取包括以下步骤： 

1)计算

2)计算

3)计算

4)迭代计算 

输出ISCP(m)；

其中，N_p是一个DPCCH时隙中导频符号个数，i是一个DPCCH时隙中导频符号的索引，取值范围是[1 N_p]中的整数；m是时隙索引，N_r是第m时隙的多径数目，j是多径索引，取值范围是[1 N_r]中的整数；p(i，j)是第m时隙的第j条多径的第i个导频符号幅度；s(j)是第m时隙的第j条多径的导频符号幅度均值；I(j)是第m时隙的第j条多径的干扰信号能量； 

是第m时隙的所有多径的干扰信号能量均值；ISCP(m)是第m时隙的干扰信号码域功率；α是IIR滤波器的滤波系数，当m＝1时，α＝1；当m＞1时，α∈(0，1)；

1.2)根据所述SIR估计和指定门限判断该ACK时隙是有效的反馈结果则进一步译码或是DTX则抛弃。

2.根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述上行DPCCH时隙是两个，所述干扰信号码域功率经过滤波，稳定状态时，两个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率基本相同。

3.根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述指定门限的取值范围是[-5，-6.5]dB。 

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