CN101018105B - 一种分级调制移动数字多媒体广播信号传输***和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移动数字多媒体广播信号传输***，其包括：两组信道编码器，分别接收第一、第二组数据流并将数据流经编码和交织处理后转换为比特流；星座映射器，用于将所述两组信道编码器输出的两组比特流结合后映射为QAM模式的符号流，将其中能量最大的两比特分配给第一组数据流，将其他低能量比特分配给第二组数据流，并增加能量最大的两比特的能量；OFDM符号形成模块，用于根据所述星座映射器形成的符号流形成OFDM符号；成帧模块，用于将所述OFDM符号加入信标以形成传输帧；上变频模块，用于对所述传输帧进行上变频以产生用于发射的射频信号。本发明可为不同的服务需求提供不同质量等级的数据传输。

Description

一种分级调制移动数字多媒体广播信号传输***和方法

技术领域

本发明涉及移动数字多媒体广播领域，尤其涉及一种移动数字多媒体广播中信号传输***和方法。 

技术背景 

正交频分复用(OFDM)是一种公知的多载波调制方法，其主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰ICI。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。OFDM目前已被用于数种无线***标准中，譬如欧洲数字音频和数字视频广播***(DAB、DVB-T、DVB-H)、5GHz高数据速率无线LAN(IEEE802.11a，HiperLan2，MMAC)***等。 

在目前一些采用了OFDM的多媒体广播***中，还存在一些缺陷和不尽人意的地方。移动多媒体广播是针对手持终端的移动传输***，主要的挑战是设计支持低功耗、高动态终端设备接收各种速率及类型数据流，而现有技术中的多媒体广播***仅仅对数据流使用统一的编码速率和交织方式进行处理，这样一来，当接收机所处环境信号不好的时候只能通过增大接收机功耗的途径来解决多媒体数据譬如图像的质量问题，而且不能根据不同的服务需求来提供不同质量等级的数据传输；另外，在一些多媒体广播***的帧结构中没有独立的同步信号设计，增长了接收机的同步时间和同步精度；再者，在这些广播***中扰码设计只有一种，也不利于单频组网。 

为解决包括上述问题再内的诸多缺陷，需要一个更好的移动数字多媒体广播传送方案。 

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种移动数字多媒体广播***中信号通讯的传送***和方法。 

为了达到上述目的，本发明提供方案如下： 

一种移动数字多媒体广播信号传输***，其特点在于，其包括： 

两组信道编码器，分别接收第一、第二组数据流并将数据流经编码和交织处理后转换为比特流； 

星座映射器，用于将所述两组信道编码器输出的两组比特流结合后映射为QAM模式的符号流，将其中能量最大的两比特分配给第一组数据流，将其他低能量比特分配给第二组数据流，并增加能量最大的两比特的能量； 

OFDM符号形成模块，用于根据所述星座映射器形成的符号流形成OFDM符号； 

成帧模块，用于将所述OFDM符号加入信标以形成传输帧； 

上变频模块，用于对所述传输帧进行上变频以产生用于发射的射频信号。 

进一步地，上述QAM模式是16QAM或64QAM模式； 

进一步地，在上述QAM模式为16QAM模式时，比特顺序为b0b1b2b3，将b0b1分配给第一组数据流，将b2b3分配给第二组数据流； 

进一步地，所述每一个信道编码器都包括有外编码器、外交织器、内编码器及内交织器，第一、二组数据流依次经过外编码器、外交织器、内编码器及内交织器处理后输出； 

进一步地，所述每一个信道编码器具有不同的编码速率和交织方式； 

进一步地，所述的两路信道编码器不同，并且每路信道编码器只包括外编码器、外交织器、内编码器及内交织器中的部分单元； 

进一步地，所述外编码器采用二进制BCH码或RS码； 

进一步地，所述外交织器只针对RS码的校验符号进行交织，不对RS码的信息符号进行交织； 

进一步地，所述内编码器采用LDPC码或QC-LDPC码； 

进一步地，所述OFDM符号形成模块的子载波和数据以及导频的对应关系为：(1)当信道带宽位为8MHz时，有效子载波编号为0～3075或当信道带宽位为2MHz时，有效子载波编号为0～627；(2)***离散导频，在偶数OFDM符号中，从0开始，编号满足8*K形式的有效子载波为离散导频，其中K为整数；在奇数OFDM符号中，编号满足8*K+4形式的有效子载波为离散导频，其中K为整数；(3)加入连续导频；(4)进行调制，有效子载波0～3075分别对应IFFT变换中的-1537～1538，或0～627分别对应IFFT变换中的-313～314； 

进一步地，所述离散导频增加2-4dB发射功率； 

进一步地，所述信标包括两个相同的同步信号及发射机标识信号。 

本发明通过采用双路输入分级调制的方式，在对QAM调制中将能量最大的两个比特或四个比特和其余比特分开，分别调制不同的码流，这两个码流可以有不同的编码速率和交织方式，同时还可以增加能量最大的两个比特的能量针对不同能量的数据码流进行不同的调制，使得接收机能达到更好的接收效果，并可为不同的服务需求提供不同质量等级的数据传输；再者，信标结构中同步信号的***加快了接收机的同步速度和精度并且可用于信道估计；还有，本发明在离散导频中有选择的增加发射功率用于提高接收机信道估计的性能，使得接收端的信道估计更准确，接收端的解调性能也提高很多。 

下面参照附图和实施例来对本发明和包括但不限于上述的诸多优点进行更为详细的说明。 

附图说明

图1是本发明移动数字多媒体广播信号传输***的一种实施方式的方框示意图； 

图2是本发明移动数字多媒体广播信号传输***的信道编码模块的方框图； 

图3A、3B分别是16QAM和64QAM模式星座映射示意图； 

图4是数据子载波、离散导频和连续导频在OFDM符号的子载波分配图； 

图5是线性反馈移位寄存的具体结构； 

图6是B_f＝8MHz时的OFDM子载波结构图； 

图7是B_f＝2MHz时的OFDM子载波结构图； 

图8是时隙划分和帧结构图； 

图9是信标结构； 

图10是OFDM符号的结构图； 

图11是RS编码与交织结构图。 

具体实施方式

根据本发明的一个方面，本发明提出了一种移动数字多媒体广播信号传输***的一种实施方式，具体请参考图1所述。总体来讲，所述移动数字多媒体广播信号传输***包括两组信道编码器10、11、星座映射器20、OFDM符号形成模块30、成帧模块40、上变频模块50。所述两组信道编码器10、11分别接收第一、第二组数据流并将数据流经编码和交织处理后转换为比特流。所述星座映射器20用于将所述两组信道编码器输出的两组比特流结合后映射为QAM模式的符号流。所述OFDM符号形成模块30用于根据所述星座映射器形成的符号流形成OFDM符号。所述成帧模块40用于将所述OFDM符号加入信标以形成传输帧。所述上变频模块50用于对所述传输帧进行上变频以产生用于发射的射频信号。 

根据本发明的另一个方面，本发明提出了一种移动数字多媒体广播信号传输方法的一种实施方式，所述一种移动数字多媒体广播信号传送方法，包括：a)分别接收第一、第二组数据流并将数据流经编码和交织处理后转换为比特流；b)将所述两组信道编码器输出的两组比特流结合后映射为QAM模式的符号流；c)根据所述星座映射器形成的符号流形成OFDM符号；d)将所述OFDM符号加入信标以形成传输帧；e)对所述传输帧进行上变频后发射。 

以下主要依照信号流的传递顺序依次对每个功能模块的具体实施方式进行详细描述。 

1.1信道编码 

具体请参看图2，每个信道编码器都包括有外编码器101、外交织器102、内编码器103及内编码器104，第一、二组数据流依次经过外编码器、外交织器、内编码器及内编码器处理后输出。所述第一组数据流和第二组数据流可以是由同样的数据分流而成，其中组数据流代表能量最大的两比特，第二组数据流代表其他低能量比特。在一个具体的实施例中，所述数据流可以是视频数据流。 

1.1.1外编码及外交织 

所述外编码器可以采用二进制BCH码或RS码。二进制BCH码可以采用(255，231)的截短码(240，216)。RS码可以采用码长为240字节的RS(240，K)截短码，该码由原始的RS(255，M)***码通过截短产生，其中M＝K+15。RS(240，K)码提供4种模式，分别为K＝240，K＝224，K＝192，K＝176。 

截短码(240，K)可以采用如下方式进行编码：在K个输入信息字节(m₀，m₁，…，m_K-1)前添加15个全“0”字节，构造为原始的(255，M)***码的输入序列(0，…0，m₀，m₁，…，m_K-1)，编码后生成码字(0，…0，m₀，m₁，…，m_K-1，p₀，p₁，…，p_255-M-1)，再从码字中删去添加的字节，即得到240字节的截短码(m₀，m₁，…，m_K-1，p₀，p₁，…，p_255-M-1)。 

外交织器结构可以为块交织器，外交织器的列数可以固定为240，交织深度由行数M_I确定。 

当B_f＝8MHz时，外交织器的行数由***指定的字节交织模式和内编码器的LDPC码率决定；当B_f＝2MHz，外交织器的行数由星座映射模式和内编码器的LDPC码率，如下表一所示。外交织器参数MI，其中，B_f表示基带带宽。 

表一 

由此可以看出，在外交织时增加了更短的交织选项，这样可以减低接收的memory需求，同时降低功耗。 

1.1.2内部编码及交织 

内编码器可以采用LDPC码或QC-LDPC码，编码配置如表二所示。 

表二 

码率	信息比特长度K	码字长度N
			1/2	4608比特	9216比特
3/4	6912比特	9216比特

LDPC输出码字C＝{c₀，c₁，…，c₉₂₁₅}由输入信息比特S＝{s₀，s₁，…，s_K-1}和校验比特P＝{p₀，p₁，…，p_9215-K}组成如下： 

$c_{\mathrm{COL}\_\mathrm{ORDER}\left(i\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{p}_i& 0\≤i\≤9215-K\\ s_{i+K-9216}& 9216-K\≤i\≤9215\end{array}\right.$

1/2LDPC块的信息比特对应于3个188字节的TS包，3/4LDPC块的信息比 特对应于4.5个188字节的TS包。 

内编码器还可以采用QC-LDPC编码，因为QC-LDPC码的性能与普通LDPC码的性能相当或略低，但是有很低的实现复杂度。其译码实现的复杂度只有普通LDPC码译码复杂度的1/4，甚至更低。而LDPC译码在接收端的解调电路中占有1/3左右的比重，简化LDPC译码对接收端的成本和功耗有非常大的意义。目前大部分采用LDPC的无线通信和广播***基本上都采用QC-LDPC码。 

LDPC编码后的比特输入内交织器进行交织。内交织器采用M_b×I_b的块交织器，M_b和I_b的取值如表三所示。 

表三 

	Mb	Ib
			Bf＝8MHz	384	360
Bf＝2MHz	192	144

内交织器的输出与时隙同步，即时隙中传送的第一个比特始终定义为比特交织器输出的第一个比特。 

内交织块可以采用近似方形的设计可以降低接收机解交织时的内存需求。 

1.2星座映射 

所述星座映射器用于将所述两组信道编码器输出的两组比特流结合后映射为QAM模式的符号流。所述QAM模式是16QAM、64QAM或256QAM模式。针对不同服务要求利用分级调制提供不同等级的质量。由于第一组数据流代表能量最大的两比特，第二组数据流代表其他低能量比特，请具体参看图3A所示，在QAM模式为16QAM模式时，比特顺序为b0b1b2b3，可以将b0b1分配给第一组数据流，将b2b3分配给第二组数据流；请具体参看图3B所示，在QAM模式为64QAM模式时，比特顺序为b0b1b2b3b4b5，可以将b0b1分配给第一组数据流，b2b3b4b5分配给第二组数据流；在QAM模式为256QAM模式时，将b0b1分配给第一组数据流，将b2b3b4b5b6b7b8b9b10b11b12b13b14b15分配给第二组数据流。另外星座映射器还可以采用BPSK、QPSK模式。 

各种符号映射加入功率归一化因子(QPSK的归一化因子 

，16QAM的归一化因子 

，64QAM的归一化因子 

)，使各种符号映射的平均功率趋同。 

至此可以看出，在本发明中对16QAM和64QAM调制中能量最大的两个比特和其余比特分开，分别调制不同的码流，这两个码流可以有不同的编码速率和交织方式。同时可以增加16QAM和64QAM调制中能量最大的两个比特的能量。首先按照通常方式进行16QAM或64QAM调制，然后对I路信号和Q路信号(请参阅图2和图3)的幅度分别增加一个数值1或者3(假设16QAM的I或Q的幅度为1、3，64QAM的I或Q的幅度为1，3、5、7)，正负号不变。这样，可以为不同的服务需求提供不同质量等级的数据传输。 

1.3OFDM符号形成 

所述OFDM符号形成模块40将离散导频及连续导频***星座映射模块输出的符号流后，加载到有效子载波形成OFDM符号。星座映射模块输出的符号流被加载到有效子载波后形成数据子载波。 

每个OFDM符号包括N_V个有效子载波，N_V取值为： 

$N_V=\left\{\begin{array}{cc}3076,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 628,& B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right.$

记每个时隙中第n个OFDM符号上的第i个有效子载波为X_n(i)，i＝0，1，…N_V-1；0≤n≤52。OFDM符号的子载波按照图4所示方式分配给数据子载波、离散导频和连续导频。 

1.3.1连续导频 

B_f＝8MHz时，每个OFDM符号中包括N1个连续导频；B_f＝2MHz时，每个OFDM符号包括N2个连续导频。 

部分连续导频用于传送传输参数信令，调制方式为BPSK，传输参数信令包括时隙号，字节交织器同步标识，配置变更指示，前后保护长度选项，外部编码和交织选项，内部编码和交织选项，离散导频选项等。 

1.3.2离散导频 

离散导频发送已知符号1+0j。每个时隙中第n个OFDM符号中离散导频对应 的子载波编号m取值规则如下： 

B_f＝8MHz： 

if mod(n，2)＝＝0  if mod(n，2)＝＝1 

选项1 $m=\left\{\begin{array}{c}8P+1,p=\mathrm{0,1},\·\·\·191\\ 8p+3,p=\mathrm{192,193,}\·\·\·383\end{array}\right.$ $m=\left\{\begin{array}{c}8P+5,p=\mathrm{0,1},\·\·\·191\\ 8p+7,p=\mathrm{192,193,}\·\·\·383\end{array}\right.$

if mod(n，2)＝＝0 if mod(n，2)＝＝1 

选项2 $m=\left\{\begin{array}{c}8P+1,p=\mathrm{0,1},\·\·\·191\\ 8p+6,p=\mathrm{192,193,}\·\·\·383\end{array}\right.$ $m=\left\{\begin{array}{c}8P+5,p=\mathrm{0,1},\·\·\·191\\ 8p+10,p=\mathrm{192,193,}\·\·\·383\end{array}\right.$

选项2的***方式可以简化接收端离散导频插值滤波器的设计。 

B_f＝2MHz： 

if mod(n，2)＝＝0 if mod(n，2)＝＝1 

$m=\left\{\begin{array}{c}8P+1,p=\mathrm{0,1},\·\·\·38\\ 8p+3,p=\mathrm{39,40},\·\·\·77\end{array}\right.$ $m=\left\{\begin{array}{c}8P+5,p=\mathrm{0,1},\·\·\·38\\ 8p+7,p=\mathrm{39,40},\·\·\·77\end{array}\right.$

离散导频可以有选择的增加2-4dB发射功率用于提高接收机信道估计的性能，可以使接收端的信道估计更准确，使接收端的解调性能提高0.5dB以上。 

1.3.3数据子载波 

每个OFDM符号中除离散导频和连续导频外的子载波为数据子载波。数据子载波按照子载波、OFDM符号的前后顺序传输星座映射后的数据符号。每个时隙中共有138330(B_f＝8MHz)或27666(B_f＝2MHz)个数据子载波，其中前138240(B_f＝8MHz)或27648(B_f＝2MHz)个子载波用于承载星座映射后的数据复符号，最后90(B_f＝8MHz)或18(B_f＝2MHz)个符号填充0+0j。 

1.3.4扰码 

对数据子载波、离散导频和连续导频等，均被一个复伪随机序列P_c(i)扰码。 

复伪随机序列P_c(i)生成方式如下： 

$P_c\left(i\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[(1-2S_i\left(i\right))+j(1-2S_q\left(i\right))]$

其中，S_i(i)和S_q(i)为十二位移位寄存器产生伪随机序列，由图5所示线性反馈移位寄存器产生，对应生成多项式为：x¹²+x¹¹+x⁸+x⁶+1。移位寄存器的初始值提供8种不同选项，如表四所示： 

扰码移位寄存器初始值 

表四 

选项	初始值
		0	0000 0000 0001
1	0000 1001 0011
		2	0000 0100 1100
3	0010 1011 0011
		4	0111 0100 0100
5	0000 0100 1100
		6	0001 0110 1101
7	0010 1011 0011

扰码的线性反馈移位寄存的具体结构请参考图5。扰码通过将有效子载波上的复符号和复伪随机序列P_c(i)进行复数乘法实现。单频组网时，服务区内的相邻发射机采用不同扰码对数据加扰，利用发射机标识信号和扰码信息有利于接收机选择“最佳”发射机发射的信号进行接收。 

1.3.4 OFDM调制载波 

***导频并扰码后OFDM子载波Y_n(i)，0≤i≤N_S通过IFT映射为OFDM符号： 

$S_n\left(t\right)=\frac{1}{N_S}\underset{i=0}{\overset{N_S-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_n\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πi}{\left(\mathrm{\Δf}\right)}_S(t-T_{\mathrm{CP}})},$ 0≤t≤(T_S+T_CP)，0≤n≤52 

其中： 

S_n(t)为时隙中第n个OFDM符号 

N_S为OFDM符号子载波数，取值为： 

$N_S=\left\{\begin{array}{cc}4096,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 1024,& B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right.$

(Δf)_s为OFDM符号的子载波间隔，取值为2.44140625kHz。 

Z_n(i)为第n个OFDM符号中第i个子载波上承载的数据，映射关系如下 

B_f＝8MHz： 

$Z_n\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Y}_n(i-1),& 1\≤i\≤1538\\ Y_n(i-1020),& 2558\≤i\≤4095\\ 0,& i=0\mathrm{or}1539\≤i\≤2557\end{array}\right.$

B_f＝2MHz： 

$Z_n\left(i\right)=\left\{\begin{array}{cc}{Y}_n(i-1),& 1\≤i\≤314\\ Y_n(i-396),& 710\≤i\≤1023\\ 0,& i=0\mathrm{or}315\≤i\≤709\end{array}\right.$

B_f＝8MHz和B_f＝2MHz时的OFDM子载波结构分别如图6和图7所示。 

1.4成帧 

所述成帧模块40用于将所述OFDM符号加入信标以形成传输帧。 

1.4.1所述传输帧的时域帧结构 

物理层信号每1秒为1帧，划分为40个时隙。每个时隙的长度为25ms，包括1个信标和53个OFDM符号。时隙划分和帧结构如图8所示。 

划分时隙传输的原因是针对不同性质的数据流(视频、音频、控制信息和紧急广播信息等)采用不同的时隙传输，以方便媒体访问层(MAC)的灵活配置。 

1.4.2信标 

信标结构如图8所示，包括2个相同的同步信号以及发射机标识信号(TxID)。 

a)同步信号 

所述同步信号S_b(t)为频带受限的伪随机信号，长度记为T_b，取值为204.8μs。同步信号由下式产生： 

$S_b\left(t\right)=\frac{1}{N_b}\underset{i=0}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_b\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πi}{\left(\mathrm{\Δf}\right)}_{b}t},$ 0≤t≤T_b

其中：N_b为同步信号的子载波数，取值如下： 

$N_b=\left\{\begin{array}{cc}2048,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 512,& B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right..$

(Δf)_b为同步信号的子载波间隔，取值为4.8828125kHz。 

X_b(i)为BPSK调制的伪随机信号，伪随机序列由十一位移位寄存器产生。 

同步信号的***加快了接收机的同步速度和精度并且可用于信道估计。 

b)发射机标识信号 

发射机标识信号S_ID(t)为频带受限的伪随机信号，用于标识不同发射机。S_ID(t)长度记为T_ID，取值为36.0μs。发射机标识信号由下式产生： 

$S_{\mathrm{ID}}\left(t\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{ID}}}\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{ID}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{ID}}\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πi}{\left(\mathrm{\Δf}\right)}_{\mathrm{ID}}(t-T_{\mathrm{IDCP}})},$ 0≤t≤T_ID

其中：N_ID为发射机标识信号的子载波数，取值如下： 

$N_b=\left\{\begin{array}{cc}256,& B_f=8\mathrm{MHz}\\ 64,& B_f=2\mathrm{MHz}\end{array}\right.$

(Δf)_ID为发射机标识信号的子载波间隔，取值为39.0625kHz。 

X_ID(i)为BPSK调制的伪随机信号。 

发射机标识序列TxID(k)长度为191比特(B_f＝8MHz)或37比特(B_f＝2MHz)。 

发射机标识的循环前缀(IDCP)长度T_IDCP＝10.4uS 

1.4.3OFDM符号 

OFDM符号由循环前缀(CP)，OFDM符号体和可选择的保护间隔(GI)构成。如图10所示。保护间隔信号由相邻OFDM间的前后保护(GD)经加窗交叠形成，如图9所示。 

T₀为符号体长度，T₁为循环前缀长度，T_GD为前后保护长度。T₀，T₁和T_GD的取值列于表五： 

表五 

选项	T0(μs)	T1(μs)	TGD(μs)
				1	409.6	51.2	2.4
2	409.6	53.6	0

1.5上变频 

所述上变频模块50用于对所述传输帧进行上变频以产生用于发射的射频信号。 

成帧的基带信号经过正交上变频后产生射频信号，射频信号通过下式描述： 

$S\left(t\right)=\mathrm{Re}\{\exp (j\×2\mathrm{\π}{f}_{c}t)\×[\mathrm{Frame}\left(t\right)\⊗F\left(t\right)\left]\right\}$

其中，S(t)为射频信号 

f_c为载波频率 

Frame(t)为成帧后的基带信号 

F(t)为发射滤波器冲激响应。 

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。 

Claims (13)

1.一种移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，其包括

两组信道编码器，分别接收第一、第二组数据流并将数据流经编码和交织处理后转换为比特流；

星座映射器，用于将所述两组信道编码器输出的两组比特流结合后映射为QAM模式的符号流，将其中能量最大的两比特分配给第一组数据流，将其他低能量比特分配给第二组数据流，并增加能量最大的两比特的能量；

OFDM符号形成模块，用于根据所述星座映射器形成的符号流形成OFDM符号；

成帧模块，用于将所述OFDM符号加入信标以形成传输帧；

上变频模块，用于对所述传输帧进行上变频以产生用于发射的射频信号。

2.根据权利要求1所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述QAM模式是16QAM或64QAM模式。

3.根据权利要求2所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，在QAM模式为16QAM模式时，比特顺序为b0b1b2b3，将b0b1分配给第一组数据流，将b2b3分配给第二组数据流。

4.根据权利要求2所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，在QAM模式为64QAM模式时，比特顺序为b0b1b2b3b4b5，将b0b1分配给第一组数据流，将b2b3b4b5分配给第二组数据流。

5.根据权利要求1所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述每一个信道编码器包括有外编码器、外交织器、内编码器及内交织器，第一、二组数据流依次经过外编码器、外交织器、内编码器及内交织器处理后输出。

6.根据权利要求5所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述每一个信道编码器具有不同的编码速率和交织方式。 

7.根据权利要求5所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述的两路信道编码器不同，并且每路信道编码器包括外编码器、外交织器、内编码器及内交织器中的部分单元。

8.根据权利要求5所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述外编码器采用二进制BCH码或RS码。

9.根据权利要求8所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述外交织器只针对RS码的校验符号进行交织，不对RS码的信息符号进行交织。

10.根据权利要求5所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述信道编码器中的内编码器采用LDPC码或QC-LDPC码。

11.根据权利要求1所述的移动数字多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述OFDM符号形成模块的子载波和数据以及导频的对应关系为：(1)当信道带宽位为8MHz时，有效子载波编号为0～3075或当信道带宽位为2MHz时，有效子载波编号为0～627；(2)***离散导频，在偶数OFDM符号中，从0开始，编号满足8*K形式的有效子载波为离散导频，其中K为整数；在奇数OFDM符号中，编号满足8*K+4形式的有效子载波为离散导频，其中K为整数；(3)加入连续导频；(4)进行调制，有效子载波0～3075分别对应IFFT变换中的-1537～1538，或0～627分别对应IFFT变换中的-313～314。

12.根据权利要求11所述的移动多媒体广播信号传输***，其特征在于，所述离散导频增加2-4dB发射功率。

13.根据权利要求1所述的移动多媒体广播信号传输方法，其特征在于，所述信标包括两个相同的同步信号及发射机标识信号。 

Images