CN100589333C - 时分双工码分多址***中的路径搜索的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种应用于时分双工码分多址***中的路径搜索的方法和装置，通过同时基于时隙0的中导码、下行导频时隙(DwPTS)上的下行同步码、以及非时隙0的中导码得到的路径选择结果，进行联合判决后，得到路径搜索结果。本发明能够在较恶劣的干扰条件下，特别是存在同频干扰的情况下，以比较高的概率搜索有效路径、以及有效地避免选择错误的路径位置，从而能够保证解调、定时跟踪等模块的正常运作。

Description

时分双工码分多址***中的路径搜索的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种应用于无线通信***的，特别涉及一种应用于时分双工同步码分多址(Time Division Synchronous Code-Division Multiple Access，简称TD-SCDMA)移动通信***中，用于进行路径搜索的方法和装置。

背景技术

1946年，美国的贝尔实验室便提出了将移动电话的服务区划分成若干个小区，每个小区设一个基站，构成蜂窝状***的蜂窝(Cellular)移动通信新概念。1978年，这种***在美国芝加哥试验获得成功，并于1983年正式投入商用。蜂窝***的采用，使得相同的频率可以重复使用，从而大大增加了移动通信***的容量，适应了移动通信用户骤增的客观需要。蜂窝移动通信***的发展经历了一个从模拟网到数字网，从频分多址(FDMA)到时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)的过程。

随着时代的发展，人们对通信的要求，包括对通信质量和业务种类等的要求，也越来越高。第三代(3G)移动通信***正是为了满足该要求而被发展起来的。它是以全球通用、***综合作为基本出发点，并试图建立一个全球的移动综合业务数字网，综合蜂窝、无绳、寻呼、集群、移动数据、移动卫星、空中和海上等各种移动通信***的功能，提供与固定电信网的业务兼容、质量相当的多种话音和非话音业务，进行袖珍个人终端的全球漫游，从而实现人类梦寐以求的在任何地方、任何时间与任何人进行通信的理想。

第三代移动通信***中最关键的是无线电传输技术(RTT)。1998年国际电信联盟所征集的RTT候选提案：除6个卫星接口技术方案外，地面无线接口技术有10个方案，被分为两大类：CDMA与TDMA，其中CDMA占主导地位。在CDMA技术中，国际电信联盟目前共接受了3种标准，即欧洲和日本的W-CDMA(宽带码分多址)、美国的CDMA 2000和中国的TD-SCDMA标准。

与其它第三代移动通信标准相比，TD-SCDMA采用了许多独有的先进技术，并且在技术、经济两方面都具有突出的优势。TD-SCDMA采用时分双工(Time Division Duplex，TDD)、智能天线(Smart Antenna)、联合检测(JointDetection)等技术，频谱利用率很高，能够解决高人口密度地区频率资源紧张的问题，并在互联网浏览等非对称移动数据和视频点播等多媒体业务方面具有潜在优势。

如图1所示，为TD-SCDMA***的帧结构示意图。该结构是根据3G合作项目(3GPP)规范TS 25.221(Release 4)中的低码片速率时分双工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)，或者中国无线通信标准(CWTS)规范TSM 05.02(Release 3)中给出的。TD-SCDMA***的码片(chip)速率为1.28Mcps，每一个无线帧(Radio Frame)100、101的长度为5ms，即6400个码片；而对于3GPP LCR-TDD***，每个无线帧的长度为10ms，其可划分为两个长度为5ms的子帧(subframe)，每个子帧包含6400个码片。

其中，每个TD-SCDMA***中的无线帧10，或者LCR***中的子帧又可以划分为7个时隙(TS0～TS6)11₀-11₆，两个导频时隙，包括：下行导频时隙(DwPTS)12和上行导频时隙(UpPTS)14，以及一个保护间隔(Guard)13。进一步的，TS0时隙11₀被用来承载***广播信道以及其它可能的下行业务信道；而TS1～TS6时隙11₁-11₆则被用来承载上、下行业务信道。上行导频时隙(UpPTS)14和下行导频时隙(DwPTS)12分别被用来建立初始的上、下行同步。

TS0～TS6时隙11₀-11₆的长度均为0.675ms，即864个码片，其中包含两段长度均为352码片的数据段(DATA1)17和(DATA2)19，以及中间的一段长为144码片的训练序列——中导码(Midamble)序列18。Midamble序列在TD-SCDMA有重要意义，包括小区标识、信道估计和同步(包括频率同步)等模块都要用到它。DwPTS时隙12包含32码片的保护间隔20、以及一个长为64码片的下行同步码(SYNC-DL)码字15，它的作用是小区标识和建立初始同步；而UpPTS时隙包含一个长为128码片的上行同步码(SYNC-UL)码字16，用户终端设备利用它进行有关上行接入过程。

如图2所示，为一种现有的用于用户终端的路径选择的装置图。一般的，***中每个小区会发一个导频(Pilot)信号，帮助该小区的终端实现同步等功能。该导频信号又称为训练序列(Training Sequence)；用户终端通过对接收信号进行模拟数字转换和接收滤波后，提取出与训练序列对应的接收信号采样，并将其与训练序列进行滑动相关(Correlation)，得到相关结果。该滑动相关处理是由滑动相关器20完成的。假设长为N的训练序列为{t₁，t₂，…，t_N}，对应的接收数据信号为{d_k}，过采样率(即每个码片的采样数)为Q，则延时位置n上的相关操作可用如下公式表示：

$p_n=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{n+(k-1)\×Q}\·t_k^{*},(n=\mathrm{1,2},\·\·\·,W)$

其中，上标“*”表示求共扼操作。

当然，除了上述所说的相关方法外，也可以采用其它诸如“反卷积”(De-convolution)的方法来得到相关结果。例如，对于TD-SCDMA***，利用其特有的中导码结构，可按以下公式计算得到矢量

$\stackrel{\→}{p}=\mathrm{IFFT}(\mathrm{FFT}\left(\stackrel{\→}{d}\right)/\mathrm{FFT}\left(\stackrel{\→}{t}\right)),(n=\mathrm{1,2},\·\·\·,W)$

其中，矢量和

分别代表了接收信号采样和训练序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶(Fournier)变换。

延时包络计算器21用于计算延时包络(Delay Profile){d_k}。在延时位置n上的延时包络取值为相关结果p_n的幅值或者功率值，即：

DP_n＝|p_n|(n＝1，2，…，W)

或者：

DP_n＝|p_n|²(n＝1，2，…，W)

上面各式中，参数W代表了延时包络的宽度。一般的，根据无线信道传播环境的不同状况，无线信道的延时从几个码片到几十个码片不等，延时包络宽度W的选取，应该保证多数情况下可以包含那些延时比较大的传播路径，因此，一般的延时包络的宽度为十几到几十个码片宽度。

然后，基于该延时包络，通过路径选择器22按某种方式判决就得到有效路径的位置信息。如图3所示，为一种基于延时包络进行路径选择的方法的示意图。延时包络中某个延时位置上如果出现的较大的峰值，则一般可认为该延时位置上存在有效路径；反之，若某个延时位置上的取值很小，则可认为该延时位置上不存在有效路径，而该位置上的较小的取值是由于噪声或者干扰造成的，因此相应位置也称为“噪声路径”。基于该延时包络，可以通过预先设定的阈值或者经过计算得到的阈值P_SEL，选择延时包络中取值高于P_SEL的路径，并把它们作为有效路径输出。一种计算路径选择阈值P_SEL的方法如图3所示，可分为以下步骤：

首先，找出延时包络中的最大值，设其功率为P_max；

其次，计算所有噪声路径的平均功率，设其为P_noise；其中，所谓噪声路径可根据前一(子)帧内得到的有效路径信息来得到；

再次，根据P_max和P_noise，来计算路径选择阈值P_SEL：

P_SEL＝max(P_max-T₁，P_noise+T₂)；

其中，T₁和T₂分别为两个预设的大于零的门限值，函数max(x，y)返回变量x和y中较大者。

如图3所示，应用上述步骤，共选择了四条取值高于P_SEL的有效路径。采用这种路径选择方法的特点是，路径选择门限是根据最大路径功率干扰电平来动态调整的，因此可以比较有效地克服干扰的不利影响，在比较恶劣的传播信道条件下也能够比较准确地选择出那些功率较强的真实传播路径，并减小那些由于干扰、噪声等因素造成的“干扰路径”被误选为“有效路径”的概率。

良好的路径搜索的性能，对用户终端有着十分重要的意义。例如，对于CDMA***中常用的RAKE接收机，需要首先进行路径搜索，然后只在那些有效路径上进行解扩(De-spread)处理，最后再将各路径上的解扩结果进行最大比例合并。同样的，对于针对TD-SCDMA***的联合检测(JointDetection)方法，同样也需要路径信息来生成所谓的***矩阵。如果遗漏了某些有效路径、或者将某些噪声成分误判成了有效路径，那么就会对解调性能产生十分不利的影响，最终可能造成误码率的上升和传输质量的恶化。

又如，定时跟踪模块也会基于有效路径的位置信息，来决定终端定时的调整。如图4所示，为一种用户终端基于有效路径信息来进行定时调整的方法的示意图。如果在当前定时点A之前发现有新的路径B出现，则把定时向前调整，具体的调整量在不同实现方法中可能有所不同；否则，如果在当前定时点的路径A已经消失或者功率很低的情况下，而在定时点后存在有效路径C，则把定时向后调整。一般的，有效路径的位置信息会进行周期性的更新，例如：每帧更新，或者隔若干帧后更新，使得定时跟踪模块能够比较迅速地针对传播路径的位置变化，进行相应的定时调整，尽可能地终端的接收性能不会因为丢失有效路径、甚至失去同步而发生性能的恶化或者链路连接的失败。

与其它***相比，TD-SCDMA***存在很多特性。一方面，TD-SCDMA***中存在有多个导频信号可供用户终端使用，包括：

(a)TS0上的中导码(MA)的第一个偏移(shift)，对应了“信标”信道(beaconchannel)的两个码道(code channel)，该信道包含主公共控制物理信道(P-CCPCH)等，并在小区中一直存在；

(b)DwPTS，包含了64码片的下行同步码(SYNC-DL)码字，一般也在小区中一直存在，用于帮助用户终端进行小区同步等处理；

(c)TS0上的其它中导码偏移以及其它时隙上的中导码，当TS0上除了第1、2码道、或者其它时隙上存在下行公共信道或者专用信道时，也会有对应的中导码的某个或者多个偏移存在；特别的，除非采用了非连续发射(DTX)方式，否则为该信道分配的第一个时隙的第一个物理信道资源对应的中导码的偏移必然存在，即使无信息发送，基站也会填一个“特殊突发”(Special Burst)内容；

另一方面，TD-SCDMA***中所面临的干扰，特别是同频干扰(Intra-Frequency Interference)也不可忽视。由于TD-SCDMA***不采用所谓的“软切换”(Soft Handoff)方式，因此除了本小区信号外，网络中其它与当前小区采用相同载波频率的同频小区(Intra-Frequency Cell)，都有可能对当前小区造成一定的干扰；而采用软切换时，由于采用宏分集的方式，所以其它同频小区也可用来发送用户信号来减少同频干扰。尽管TD-SCDMA***中可采用诸如智能天线(Smart Antenna)、动态信道分配(DCA)等技术类有效的减小同频干扰。不过，诸如TS0和DwPTS这类的导频信号，由于需要覆盖全小区，所以上述技术并不适用；但是***可通过扇区天线、频率复用等方式来一定程度上克服这些时隙上的同频干扰。

如图5所示，为通过计算机仿真得到的存在同频干扰时的延时包络的例子。仿真条件为，假设当前服务小区的Cell ID等于0；同时，存在一个同频的干扰小区，其Cell ID等于127，其P-CCPCH/DwPTS功率均比服务小区高3个dB。在服务小区的TS0上用了第1、2、7、8、9、13、14码道(对应第1、4、5、7中导码偏移)；而在干扰小区的TS0上用了第1、2、5、6、7、11、12码道(对应第1、3、4、6中导码偏移)。并且，干扰小区信号比服务小区信号早10个码片达到用户终端。传播信道假设为单径静态环境。图5a为采用TS0上的第一个中导码偏移计算得到的延时包络均值；图5b为采用DwPTS中的下行同步码计算得到的延时包络均值，图中以实线表示。作为对比，图5中还画出了无同频干扰下的情况，图中以虚线表示。图中横坐标为相对于当前定时同步点的延时，纵坐标为每个延时位置上的取值(为了突出差别，这里采用了对数值)。延时包络的宽度为原点附近的正负24个码片宽度，且各延时包络分别已经根据原点处(一条真实传播路径所在位置)的取值进行了归一化。由该图可见，无论采用中导码或是DwPTS中的下行同步码，无同频干扰情况下，只在当前定时同步点(即原点)附近出现一个峰值，而在其它位置上的包络取值都很小，比峰值低至少15个dB左右；而如果加入同频干扰后，尽管在当前定时同步点(原点)附近仍然有峰值存在，但在其它位置上的包络取值由于干扰的作用而明显提高，有的甚至超过了定时同步点处的峰值。

造成该现象的原因是：不同中导码之间的互相关(cross-correlation)特性一般不是理想的，同样的，不同下行同步码之间的互相关特性一般也不是理想的，亦即在非原点处也可能存在一些较大的相关峰值。而且，相比较而言，中导码之间的互相关特性与下行同步码相比，更为恶劣。这样，由于这些虚假的相关峰值的存在，就有可能导致用户终端在基于延时包络进行路径选择时，把这些峰值所在的位置(即前述的“干扰路径”)也作为有效路径选出，而导致解调和/或定时跟踪模块的性能恶化或失败。

由上述分析可见，如何利用TD-SCDMA***中特有的一些导频信号，针对其特有的干扰条件，来设计一种性能良好的路径搜索方法和装置，对于用户终端的解调、定时同步等处理是至关重要的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种应用于时分双工同步码分多址移动通信***中用户终端设备进行路径搜索的方法和装置，其能够在较低信干噪比(SINR)的条件下，特别是在存在较强的同频干扰的情况下，以较高的准确率搜索出实际传播路径。

为了解决上述技术问题，本发明提供的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，包括以下步骤：

步骤1、基于TS0时隙上的中导码偏移的处理，包括以下子步骤：

步骤1.1、滑动相关计算子步骤：将TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，得到相关结果为

$p_k^{0,F,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

$t^S=\left\{t_k^S\right\}.$

所述的步骤1.1中，也可将TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示TS0时隙上中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^0，F，S可通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

步骤1.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：在TS0时隙上为“信标”信道(beacon channel)所使用的第一个中导码偏移总是存在，故该中导码偏移一定被选定使用；该第一个中导码偏移对应了P-CCPCH信道，所述P-CCPCH是TD-SCDMA***中的一种公共信道，并在小区中一直存在。

步骤1.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：如果***采用空-码发射分集技术(Space-Code Transmit Diversity，简称SCTD)，则第二个中导码偏移被选定使用。

所述的SCTD是否被采用，由网络侧告知用户终端，或者由用户终端自行检测。

步骤1.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：在TS0时隙上如果存在除P-CCPCH外的其它公共信道，或专用信道，那么这些信道对应的中导码偏移被选定使用。TD-SCDMA***中，除了P-CCPCH这个公共信道外，其他公共信道包括了次公共控制物理信道(S-CCPCH)、寻呼信道(PICH)和快速物理接入信道(FPACH)等。

所述的对应各公共信道，或专用信道的中导码偏移由用户终端根据相应信道的类型和/或中导码检测结果被激活选定。

步骤1.2、延时包络计算子步骤：根据步骤1.1输出的当前滑动相关结果，经过求幅值和平均处理后，得到延时包络，其包含以下步骤：

步骤1.2.1、计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,P}=\left|p_n^{0,F,S}\right|$ (n＝1，2，…，W)

所述的步骤1.2.1中，计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

$\mathrm{Sub}{\mathrm{DP}}_n^{0,F,S}={\left|p_n^{0,F,S}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

步骤1.2.2、将基于TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0时隙中的宽度为W的合并延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Sub}{\mathrm{DP}}_n^{0,F,S}$ (n＝1，2，…，W)

其中，集合S中包含了TS0时隙上所有激活选定的中导码偏移；

步骤1.2.3、根据第F子帧得到的合并延时包络

将平均延时包络

进行更新，更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，α₀的值越小，则当前合并延时包络DP^0，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值；平均延时包络AveDP⁰的上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果。

按上述步骤1.2所述的方式进行多个中导码偏移的延时包络的合并、以及在连续若干子帧内的进行平均，是为了尽量利用接收信号信息，抑制噪声和干扰的影响，使该延时包络能跟准确地反映出实际信道传播特性；此外，也能更有效地抑制衰落(fading)带来的影响，即不会因为某条路径某时刻由于衰落导致幅度降低，最终被漏选。

步骤1.3、路径选择子步骤：根据步骤1.2得到的延时包络，经过路经选择，得到路径选择结果1；所述的路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合；

步骤1.3中，所述的路经选择的方法是：基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，以进行路径选择。

步骤2、基于DwPTS上的下行同步码的处理，包括以下子步骤：

步骤2.1、滑动相关计算子步骤：将小区中使用的DwPTS上的下行同步码序列与对应输入的DwPTS上的下行同步码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，得到相关结果为

$p_k^{1,F}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k+i}\·t_i$

其中，F表示DwPTS所处的子帧序号，上标1表示是基于DwPTS上的下行同步码计算得到的结果，N＝64为下行同步码部分的长度，下行同步码字序列为t＝{t_k}。

所述的步骤2.1中，也可将小区中使用的DwPTS上的下行同步码序列与对应输入的DwPTS上的下行同步码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示DwPTS上的下行同步码采样序列，t表示下行同步码序字列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^1，F可通过抽取向量p中相应部分的数据获得。

步骤2.2、延时包络计算子步骤：根据步骤2.1输出的当前滑动相关结果，经过求幅值和平均处理后，得到延时包络，其包含以下步骤：

步骤2.2.1、计算第F子帧的DwPTS中，通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}=\left|p_n^{1,F}\right|$ (n＝1，2，…，W)

所述的步骤2.2.1中，计算第F子帧的DwPTS中，通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}={\left|p_n^{1,F}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

步骤2.2.2、根据第F子帧得到的合并延时包络

将平均延时包络

进行更新，该更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，该α₁的值越小，则当前合并延时包络DP^1，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值；平均延时包络AveDP¹的上标1表示是基于DwPTS上的下行同步码计算得到的结果。

按上述步骤2.2所述的方式，对在连续若干子帧内的基于DwPTS中的下行同步码得到的延时包络进行平均，是为了尽量利用接收信号信息，抑制噪声和干扰的影响，使该延时包络能跟准确地反映出实际信道传播特性。

步骤2.3、路径选择子步骤：根据步骤2.2得到的延时包络，经过路经选择，得到路径选择结果2；所述的路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合；

步骤2.3中，所述的路经选择的方法是：基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，以进行路径选择。

步骤3、若网络侧通过信令告知用户终端在当前子帧的非TS0时隙上，即下行时隙TS2～TS6上存在需要用户终端接收的下行公共信道，则继续执行步骤3.1～3.3，基于非TS0时隙的下行时隙上的中导码处理；否则，直接执行步骤4；

所述的下行公共信道包括辅助公共控制信道(S-CCPCH)，所述的辅助公共控制信道包含寻呼信道(PCH)和前向接入信道(FACH)，用户终端在接收寻呼信息、或者进行随机接入时，都要去接收这些公共信道。当用户建立专用连接时，网络侧就会分配专用信道供用户终端传递语音、数据等信息。

步骤3.1、滑动相关子步骤：将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关处理，得到相关结果为

$p_k^{2,F,X,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，X表示该非TS0时隙的下行时隙的序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

所述的步骤3.1中，也可将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示非TS0时隙上的中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^{2，F，X，S}可通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

步骤3.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：在公共信道或者专用信道的活动周期(active period)内总是有信号存在，此时它们对应的中导码偏移就被选定。

步骤3.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：当不能确定公共信道或专用信道在当前子帧中是否有信息传输，则需要通过中导码检测来判断，从而激活选定中导码。

步骤3.2、延时包络计算子步骤：根据步骤3.1输出的当前滑动相关结果，经过求幅值和平均处理后，得到延时包络，其包含以下步骤：

步骤3.2.1、计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}=\left|p_n^{2,F,X,S}\right|$ (n＝1，2，…，W)

所述的步骤3.2.1中，计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}={\left|p_n^{2,F,X,S}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

步骤3.2.2、将第F子帧中基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的非TS0中的合并延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}$ (n＝1，2，…，W)

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，而集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移。

步骤3.2.3、根据第F子帧得到的合并延时包络

将平均延时包络

进行更新，该更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₂为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，该α₂的值越小，则当前合并延时包络DP^2，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值；平均延时包络AveDP²的上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果。

按上述步骤3.2所述的方式进行多个中导码偏移的延时包络的合并、以及在连续若干子帧内的平均处理，是为了尽量利用接收信号信息，抑制噪声和干扰的影响，使该延时包络能跟准确地反映出实际信道传播特性。

步骤3.3、路径选择子步骤：根据步骤3.2得到的延时包络，经过路经选择，得到路径选择结果3；所述的路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合；

步骤3.3中，所述的路经选择的方法是：基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，以进行路径选择。

步骤4、对于步骤1得到的路径选择结果1，步骤2得到的路径选择结果2，以及当步骤3执行时得到的路径选择结果3，判断其是否需要进行联合判决，即是否需要执行步骤5；

步骤4中，所述的判断各组路径选择结果是否可进行联合判决的方法为：

当前是否存在比较强的干扰或者噪声；

如果否，则只需对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，或者只需对步骤2基于DwPTS上的下行同步码处理得到的路径选择结果2执行步骤5，进行联合判决；

进一步，若用户终端同时还处于连接模式(connected mode)时，则需要同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1和步骤3基于非TS0时隙的专用物理信道(DPCH)上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3执行步骤5，进行联合判决；或者同时对步骤2基于DwPTS上的下行同步码处理得到的路径选择结果2和步骤3基于非TS0时隙的专用物理信道(DPCH)上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3执行步骤5，进行联合判决；

如果是，则需同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1和步骤2基于DwPTS上的下行同步码处理得到的路径选择结果2执行步骤5，进行联合判决；

进一步，若用户终端同时还处于连接模式(connected mode)时，则需要同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，步骤2基于DwPTS上的下行同步码处理得到的路径选择结果2和步骤3基于非TS0时隙的专用物理信道(DPCH)上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3执行步骤5，进行联合判决。

步骤4中，所述的判断各组路径选择结果是否可进行联合判决的方法为：若用户终端处于定时跟踪模式时，则需要同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，步骤2基于DwPTS上的下行同步码处理得到的路径选择结果2，以及当步骤3执行时，基于非TS0时隙的专用物理信道上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3，进行联合判决。

步骤5、联合判决：即根据步骤4得到的可进行联合判决的一组或者若干组路径选择结果，来进行联合判决，输出有效路径位置信息；

所述的联合判决，可基于以下方法进行：当且仅当某条路径位置被包含在至少Y组路径选择结果中时，才认为该位置上的路径是有效路径，其中，Y是正整数。

同时，本发明提供的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，包括：通过并联连接的TS0时隙上的中导码处理装置，DwPTS上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置，以及分别与其连接的判决装置；

所述的TS0时隙上的中导码处理装置包含依次连接的第一滑动相关器，第一延时包络计算器和第一路径选择器；

所述的第一滑动相关器，用于将TS0上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，得到相关结果为

$p_k^{0,F,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

$t^S=\left\{t_k^S\right\}.$

所述的第一滑动相关器，也可将TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示TS0时隙上中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^0，F，S可通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

所述的第一延时包络计算器，根据第一滑动相关器输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，输出延时包络：

所述的第一延时包络计算器先计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}^{0,F,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{0,F,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}=\left|p_n^{0,F,S}\right|$ (n＝1，2，…，W)

或者先计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}={\left|p_n^{0,F,S}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

该第一延时包络计算器再将基于TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0时隙中的宽度为W的合并延时包络

${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Sub}{\mathrm{DP}}_n^{0,F,S}$ (n＝1，2，…，W)

其中，集合S中包含了TS0时隙上所有激活选定的中导码偏移；

最后，该第一延时包络计算器根据第F子帧得到的合并延时包络将平均延时包络

进行更新，更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，α₀的值越小，则当前合并延时包络DP^0，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值；平均延时包络AveDP⁰的上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果。

所述的第一路径选择器，根据第一延时包络计算器输出的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果1；所述路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合。

所述的DwPTS上的下行同步码处理装置包含依次连接的第二滑动相关器，第二延时包络计算器和第二路径选择器；

所述的第二滑动相关器，用于将小区中使用的DwPTS上的下行同步码序列与对应输入的DwPTS上的下行同步码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，得到相关结果为

$p_k^{1,F}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k+i}\·t_i$

其中，F表示DwPTS所处的子帧序号，上标1表示是基于DwPTS上的下行同步码计算得到的结果，N＝64为下行同步码部分的长度，下行同步码字序列为t＝{t_k}。

所述的第二滑动相关器，也可将小区中使用的DwPTS上的下行同步码序列与对应输入的DwPTS上的下行同步码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示DwPTS上的下行同步码采样序列，t表示下行同步码字序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换：

相关结果p^1，F可通过抽取向量p中相应部分的数据获得。

所述的第二延时包络计算器，根据第二滑动相关器输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，输出延时包络：

所述的第二延时包络计算器先计算第F子帧的DwPTS中，通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}=\left|p_n^{1,F}\right|$ (n＝1，2，…，W)

或者先计算第F子帧的DwPTS中，通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}={\left|p_n^{1,F}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

该第二延时包络计算器根据第F子帧得到的合并延时包络

将平均延时包络

进行更新，该更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，该α₁的值越小，则当前合并延时包络DP^1，F在平均中的权重就越大；AveDLP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值；平均延时包络AveDP¹的上标1表示是基于DwPTS上的下行同步码计算得到的结果。

所述的第二路径选择器，根据第二延时包络计算器输出的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果2；所述路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合。

所述的非TS0时隙上的中导码处理装置包含依次连接的第三滑动相关器，第三延时包络计算器和第三路径选择器；当网络侧通过信令告知用户终端在当前子帧的非TS0时隙上，即下行时隙TS2～TS6上存在需要用户终端接收的下行公共信道，该非TS0时隙上的中导码处理装置工作；

所述的第三滑动相关器，用于将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关处理，得到相关结果为

$p_k^{2,F,X,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，X表示该非TS0时隙的下行时隙的序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

该第三滑动相关器，也可将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示非TS0时隙上的中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换：

相关结果p^{2，F，X，S}可通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

所述的第三延时包络计算器，根据第三滑动相关器输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，得到延时包络：

所述的第三延时包络计算器先计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}^{2,F,X,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{2,F,X,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}=\left|p_n^{2,F,X,S}\right|$ (n＝1，2，…，W)

或者先计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}={\left|p_n^{2,F,X,S}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

所述的第三延时包络计算器再将第F子帧中基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的非TS0中的合并延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}$ (n＝1，2，…，W)

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，而集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移。

所述的第三延时包络计算器最后根据第F子帧得到的合并延时包络将平均延时包络

进行更新，该更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₂为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，该α₂的值越小，则当前合并延时包络DP^2，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值；平均延时包络AveDP²的上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果。

所述的第三路径选择器，根据第三延时包络计算器输出的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果3；所述路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合。

所述的判决装置包含分别与TS0时隙上的中导码处理装置，DwPTS上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置连接的开关器，以及联合判决器；

所述的各个开关器对相应路径选择器输出的路径选择结果进行选择，确定该路径选择结果是否输入联合判决器；

所述的联合判决器，根据由开关器输入的一组或者几组路径选择结果，进行联合判决，即当且仅当某条路径位置被包含在至少Y组路径选择结果中时，才认为该位置上的路径是有效路径，其中，Y是正整数，最终输出有效路径位置信息。

根据本发明实现的用于TD-SCDMA***中用户终端设备的路径搜索方法和装置，具有相对较低的实现复杂度，并能够在较恶劣的干扰条件下，特别是存在同频干扰的情况下，以比较高的概率搜索有效路径、以及有效地避免选择错误的路径位置，从而能够保证解调、定时跟踪等模块的正常运作。

附图说明

图1为TD-SCDMA***的帧结构示意图；

图2为一种现有的用于用户终端的路径选择装置图；

图3为一种基于延时包络进行路径选择的方法的示意图；

图4为一种用户终端基于有效路径信息来进行定时调整的方法的示意图；

图5为通过计算机仿真得到的存在同频干扰时的延时包络的示例；其中，图5a显示的为采用TS0上的第一个中导码偏移计算得到的延时包络均值，图5b显示的为采用DwPTS中的下行同步码计算得到的延时包络均值；

图6为本发明提出的应用于TD-SCDMA***的路径搜索的装置图；

图7为通过计算机仿真得到的存在同频干扰时的延时包络的示例；

图8为本发明提出的应用于TD-SCDMA***的路径搜索装置中，进行联合判决处理的示意图；

图9为本发明提出的应用于TD-SCDMA***的定时跟踪的方法流程图。

具体实施方式

以下根据图6～图9，说明本发明的较佳实施方式。

如图6所示，为本发明提出的应用于TD-SCDMA***的路径搜索的装置图。首先，接收的数字信号采样经过接收滤波器进行匹配滤波，滤除带外噪声和干扰；然后，由分路器60分别从滤波后的数字信号流中提取：TS0上中导码部分的采样；DwPTS上的SYNC-DL码字部分的采样；以及非TS0时隙上的中导码部分的采样。

由于延时包络需要计算当前定时点之前W_L和之后W_R码片宽度内的相关值，因此提取与各导频信号相对应的数据采样时，也需要提取在点之前W_L和之后W_R码片宽度内的数据采样。

本发明提供的应用于TD-SCDMA***的路径搜索的装置包含通过并联连接的TS0时隙上的中导码处理装置，DwPTS上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置，以及分别与其连接的判决装置；

所述的TS0时隙上的中导码处理装置包含依次连接的第一滑动相关器61-1、第一延时包络计算器62-1以及第一路径选择器63-1，用于根据TS0时隙上中导码部分的采样，计算对应的延时包络，以及基于该延时包络进行路径选择。由于每个小区都会使用一个中导码和下行同步码，用户终端通过小区搜索(Cell Search)可知道小区使用的是哪个中导码和下行同步码。

所述的第一滑动相关器61-1将由分路器60提取的TS0上中导码部分的采样d＝{d_k}，将其分别与某个或者若干个中导码偏移进行滑动相关处理，输出相关结果为

$p_k^{0,F,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

由于TD-SCDMA***中中导码的特殊结构，因此上述公式中采取了循环滑动相关的处理方法。

所述的第一滑动相关器61-1将由分路器60提取的TS0上中导码部分的采样，分别与某个或者若干个中导码偏移进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示TS0上中导码部分的采样，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换：

相关结果p^0，F，S可通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选择，可按如下方式确定：

1、由于在TS0上为“信标”信道(beacon channel)所使用的第一个中导码偏移总是存在，所以该中导码偏移总是被选择；该第一个中导码偏移对应了P-CCPCH信道，所述P-CCPCH是TD-SCDMA***中的一种公共信道，并在小区中一直存在；

2、如果***采用了空-码发射分集技术，则第二个中导码偏移也被选择；关于空-码发射分集技术是否使用，则由网络侧告知用户终端，或者由用户终端自行检测；

3、在TS0时隙上如果还存在除P-CCPCH外的其他公共信道，或专用信道，那么这些信道对应的中导码偏移也被选择；此时，用户终端可根据信道类型和/或中导码检测结果来判断，选择激活中导码。

所述的第一延时包络计算器62-1根据第一滑动相关器61-1输出的相关结果，按以下步骤来计算基于TS0上的中导码得到的延时包络：

首先，计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}=\left|p_n^{0,F,S}\right|$ (n＝1，2，…，W)

或者也可通过求功率值得到：

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}={\left|p_n^{0,F,S}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

然后，将基于TS0上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0中的合并延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}$ (n＝1，2，…，W)

其中，集合S包含了TS0上所有激活的中导码偏移；

最后，根据第F子帧得到的合并延时包络

将平均延时包络

进行更新，更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，该α₀的值越小，则当前合并延时包络DP^0，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值；平均延时包络AveDP⁰的上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果。

按上述方式进行多个中导码偏移的延时包络的合并、以及在连续若干子帧内的进行平均，是为了尽量利用接收信号信息，抑制噪声和干扰的影响，使该延时包络能跟准确地反映出实际信道传播特性。此外，也能更有效地抑制由于衰落(fading)带来的影响，即不会因为某条路径某时刻由于衰落导致幅度低，从而被漏选。

所述的第一路径选择器63-1根据第一延时包络计算器62-1计算得到的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果1；所述路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合。

所述的DwPTS上的下行同步码处理装置包含依次连接的第二滑动相关器61-2、第二延时包络计算器62-2以及第二路径选择器63-2，用于根据DwPTS上下行同步码部分的采样，计算对应的延时包络，以及基于该延时包络进行路径选择。

所述的第二滑动相关器61-2将由分路器60提取的DwPTS中下行同步码部分的采样d＝{d_k}，将其分别与某个或者若干个中导码偏移进行滑动相关处理，输出相关结果为

$p_k^{1,F}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k+i}\·t_i$

其中，F表示DwPTS所处的子帧序号，上标1表示是基于DwPTS上的下行同步码计算得到的结果，N＝64为下行同步码部分的长度，下行同步码字序列为t＝{t_k}。

所述的第二滑动相关器61-2，也可将由分路器60提取的DwPTS中下行同步码部分的采样，分别与小区中使用的下行同步码进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示DwPTS中下行同步码部分的采样，t表示下行同步码字序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^1，F可通过抽取向量p中相应部分的数据获得。

所述的第二延时包络计算器62-2根据第二滑动相关器61-2输出相关结果，按以下步骤来计算基于DwPTS上的下行同步码得到的延时包络：

首先，在第F子帧的DwPTS中，通过求幅度值得到的延时包络

${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}=\left|p_n^{1,F}\right|$ (n＝1，2，…，W)

或者也可通过求功率值得到：

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}={\left|p_n^{1,F}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

随后，根据第F子帧得到的合并延时包络

将平均延时包络

进行更新，该更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重，该α₁的值越小，则当前合并延时包络DP^1，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值；平均延时包络AveDP¹的上标1表示是基于DwPTS上的下行同步码计算得到的结果。

按上述方式在连续若干子帧内的基于DwPTS中的下行同步码得到的延时包络进行平均，是为了尽量利用接收信号信息，抑制噪声和干扰的影响，使该延时包络能跟准确地反映出实际信道传播特性。

所述的第二路径选择器63-2根据第二延时包络计算器62-2计算得到的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果2；所述路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合。

所述的非TS0时隙上的中导码处理装置要求至少某个非TS0的下行时隙上存在有用户信号时才能工作。一般的，网络侧通过信令告知用户终端有哪些下行公共信道存在，需要用户终端在某些时刻去接收。例如，辅助公共控制信道(S-CCPCH)包含了寻呼信道(PCH)和前向接入信道(FACH)，用户终端在接收寻呼信息、或者进行随机接入时，都要去接收这些公共信道；又如，一旦用户建立的专用连接，网络侧就会分配一些专用信道(DedicatedChannel)供用户终端传递语音、数据等信息。

所述的非TS0时隙上的中导码处理装置包含依次连接的第三滑动相关器61-3、第三延时包络计算器62-3以及第三路径选择器63-3，用于根据非TS0时隙，即下行时隙TS2～TS6上的中导码部分的采样，计算对应的延时包络，并且基于该延时包络进行路径选择。

所述的第三滑动相关器61-3将由分路器60提取的所有非TS0时隙上中导码部分的采样d＝{d_k}，将其分别与小区所使用的中导码的某个或者若干个偏移进行滑动相关处理，输出相关结果为

$p_k^{2,F,X,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，X表示该非TS0时隙的下行时隙的序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

由于TD-SCDMA***中中导码的特殊结构，因此上述公式中采取了循环滑动相关的处理方法。

所述的第三滑动相关器61-3，也可将由分路器60提取的所有非TS0时隙上中导码部分的采样，分别与小区所使用的中导码的某个或者若干个偏移进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示非TS0时隙上中导码部分的采样，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^{2，F，X，S}可通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选择，可按如下方式确定：

1、对于公共信道或者专用信道，在某些活动周期(active period)内总是有信号存在，此时它们对应的中导码偏移总是被选择。

例如，对于寻呼指示信道(PICH)，如果它不被分配在TS0上，那么它在其它时隙上也总是在小区中(在某些用户终端已知的时间段内)存在。

2、若不能确定公共信道或者专用信道在当前子帧中是否有信息传输，则需要通过中导码检测方法来判断，选定激活中导码。

所述的第三延时包络计算器62-3根据第三滑动相关器61-3输出的相关结果，按以下步骤来计算基于非TS0上的中导码得到的延时包络：

首先，计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的延时包络

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}=\left|p_n^{2,F,X,S}\right|$ (n＝1，2，…，W)

或者也可通过求功率值得到：

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}={\left|p_n^{2,F,X,S}\right|}^2$ (n＝1，2，…，W)

然后，将基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0中的合并延时包络

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}$ (n＝1，2，…，W)

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，而集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移；

最后，根据第F子帧得到的合并延时包络将平均延时包络

进行更新，该更新处理用公式可表示为：

(n＝1，2，…，W)

其中，参数α₂为取范围在[0，1]之间的一个实数，用于控制平均权重：该值越小，当前合并延时包络DP^2，F在平均中的权重就越大；AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值；平均延时包络AveDP²的上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果。

按上述方式进行多个中导码偏移的延时包络的合并、以及在连续若干子帧内的进行平均，是为了尽量利用接收信号信息，抑制噪声和干扰的影响，使该延时包络能跟准确地反映出实际信道传播特性。

所述的第三路径选择器63-3根据第三延时包络计算器62-3计算得到的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果2；所述路径选择结果，是指一个包含一批路径位置信息的集合。

由于TS0时隙上一般采用的是全向天线，而非TS0各时隙上一般可采用波束成型(Beamforming)技术来减小多址干扰(MAI)，所以各时隙在每子帧中的天线的辐射模式可能是不同的。这样，每子帧各时隙上的延时包络的大小可能有所区别。但是，对各时隙而言，相同一段时间内，从基站到用户终端的传播路径还是相同的，波束成型技术只是在每时隙通过调整天线阵列上各单元的幅值和相位角来提升或抑制每条传播路径的大小，所以，经过多时隙合并后，实际传播路径的信息并不仅不会受到削弱，反而还得到了加强。

所述的判决装置包含分别与TS0时隙上的中导码处理装置，DwPTS上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置连接的开关器64，以及联合判决器65；

所述的开关器64对相应路径选择器输出的路径选择结果进行选择，确定该路径选择结果是否输入联合判决器；事实上，用户终端可基于以下因素，在每个子帧中来动态地决定开关器64的开关模式：

1、当前是否存在比较强的干扰或者噪声，如果否，那么只基于TS0上中导码得到的路径选择结果1，即路径选择器61-3的输出，或者只基于DwPTS上下行同步码得到的路径选择结果2，即路径选择器62-3的输出进行判决，就可以比较准确地得到有效路径信息了；反之，则可能需要同时利用路径选择器61-3和62-3的输出来送入联合判决器65进行联合判决；

2、除了TS0和DwPTS外，当用户终端处于连接模式(connected mode)时，也可同时利用基于非TS0时隙的专用物理信道(DPCH)上的中导码得到的路径选择结果3，即路径选择器63-3的输出，经过后续联合判决器65的判决后，得到更准确的路径搜索结果。由于这些非TS0下行时隙上可能面临的同频较少，因此也可以一定程度上克服同频干扰带来的影响。

3、若用户终端处于定时跟踪模式时，则需要同时对基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，基于DwPTS上的下行同步码处理得到的路径选择结果2，以及当步骤3执行时，基于非TS0时隙的专用物理信道(DPCH)上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3进行联合判决。

因为定时跟踪模块对路径搜索结果的准确程度要求很高，一旦有错误的路径位置被误判为是有效路径，而导致定时跟踪模块跟踪该错误路径，就有可能造成用户终端定时跟踪的失败，致使当前链路失败，且用户终端不得不重新开始一次进行初始小区同步过程；为了尽量避免这种误判情况的出现，故需要利用尽可能多的路径选择结果信息进行联合判决，来得到更为准确的路径判决结果。

所述的联合判决器65，根据由开关器64送来的一组或者若干组路径选择结果，进行联合判决后，得到有效路径位置信息输出；所述的联合判决，可基于以下方法进行：当且仅当某条路径位置被包含在至少Y组路径选择结果中时，才认为该位置上路径是有效路径，其中Y是一个正整数。由于采用了联合判决方式，所以误判路径的情况可以有效避免。

参见图7，所示为通过计算机仿真得到的存在同频干扰时的延时包络的示例。仿真条件为，假设当前服务小区的Cell ID等于0；同时，存在一个同频的干扰小区，其Cell ID等于127，其P-CCPCH/DwPTS功率均比服务小区高3个dB。在服务小区的TS0上用了第1、2、7、8、9、13、14码道，对应第1、4、5、7中导码偏移；而在干扰小区的TS0上用了第1、2、5、6、7、11、12码道，对应第1、3、4、6中导码偏移。并且，干扰小区信号比服务小区信号早10个码片达到用户终端。传播信道假设为单径静态环境。该图中同时绘出了采用TS0时隙上的第一个中导码偏移计算得到的延时包络均值(用虚线表示)、以及采用DwPTS中的下行同步码计算得到的延时包络均值(用实线表示)；同时，假设路径选择门限值等于0.25(如图中所示)，图中还绘出了基于这两个延时包络所获得的路径选择结果，分别在对应路径峰值上用上三角和下三叫标出。由于是单径传播，所以实际上只有在原点处附近的峰值才对应了真实的传播路径，而出现在其它位置上的路径都是由于同频干扰造成的误判产生的。

由图7可见，无论是采用TS0上中导码偏移、还是基于DwPTS中的下行同步码，都会有误判路径位置的情况出现。但是，重要的是，该条件下没有发生两者都在某个路径位置发生误判的情况。因此，如果联合判决要求有效路径必须是在两组路径选择结果中都出现的路径位置，那么这些误判就都可以避免。由于干扰是由于中导码以及下行同步码各自的非理想的互相关特性造成的，所以呈现出接近随机分布的状态，由概率论原理可知，一个干扰峰值同时出现在中导码和下行同步码的互相关函数中某个相同位置的概率，与分别出现的概率相比就大大下降。例如，不妨假设一个干扰峰值出现在中导码和下行同步码的互相关函数中某个位置的概率分别为0.1和0.05，那么同时出现在两者的互相关函数中该位置的概率就只有两者的乘积，即

0.1×0.05＝0.005

另一方面，不同时隙上面临的干扰和噪声状况也不同，例如在非TS0的其它下行时隙上，由于采用了智能天线或者动态信道分配技术，可能其路径选择结果相对更为准确，这样将其也加入到联合判决中来，也可以起到大大降低避免误判的可能。

如图8所示，为实现联合判决器65的处理方法示意图。这里，联合判决器根据三组路径选择结果，即路径选择结果1、路径选择结果2、路径选择结果3来进行判决。图8中，综合三组路径判决结果，所有出现过的路径位置用灰色虚线标出，并按先后位置顺序进行A～J的编号。

在进行联合判决时，假设参数Y取值等于2，即当且仅当某条路径位置被包含在至少2组路径选择结果中时，才认为该位置上路径是有效路径。这样，如图8所示，仅有三条路径，即处于位置D、E和G的三条路径被选出作为有效路径，其中，位置D和E的路径在每组路径选择结果中均存在，而位置G的路径在第2、3组路径选择结果中出现。其它位置的路径至多只在某一组路径选择结果中出现，所以不被选为有效路径。

如图9所示，为本发明提出的应用于TD-SCDMA***的定时跟踪的方法流程图。首先，在步骤90中，接收得到一个子帧的TS0上的中导码、以及DwPTS上的下行同步码部分的数据采样。然后，在步骤91中将TS0上的第一中导码偏移与对应的数据采样做滑动相关处理，以及将DwPTS上的下行同步码与对应的数据采样做滑动相关处理。接着，在步骤92中，基于滑动相关结果，分别基于TS0上的第一中导码偏移与DwPTS上的下行同步码，来计算它们各自的延时包络。接下去，在步骤93中，基于DwPTS上的下行同步码的延时包络来进行路径选择，得到路径选择结果。

基于该路径选择结果，在步骤94中判断在当前定时点之前，是否有新的路径出现？以及若当前定时点上的路径已经消失，在步骤95中，判断在当前定时点后是否有新路径出现？只要在步骤94或者步骤95中产生一个判决“是”，则执行步骤96，表明由于基于DwPTS中下行同步码得到的路径选择结果，在当前定时前或后出现了一条“新路径”需要进行跟踪，因此可能需要对定时做出相应的提前或者拖后调整。此时，为了避免由于跟踪到错误路径导致的灾难性后果，在步骤96中还会基于TS0上第一中导码偏移得到的延时包络，再进行一次路径选择，并判断是否步骤94或者步骤95中找到的“新路径”是否在该延时包络中同样存在？若“是”，则定时跟踪模块将根据“新路径”的出现位置做出相应的定时调整；否则认为该“新路径”不可靠，定时跟踪模块也不会做出相应的定时调整。

采用本发明实现的这种定时跟踪方法，与一般方法相比，由于增加了步骤96这么一个对“新路径”进行校验的过程，可以十分有效的避免由于跟踪上错误路径导致定时跟踪失败的情况，以及降低干扰或者噪声对定时跟踪性能的影响。

本领域的普通技术人员应该可以认识到，这里用于描述本发明的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可以采用电子硬件(electronic hardware)、计算机软件(computer software)或者它们的组合来付诸实现。这里对各种元件、单元、模块、电路和步骤通常都是按照他们的功能来描述的，实现时究竟采用硬件还是软件，是由整个***的具体应用和设计约束来决定的。本领域的普通技术人员应该可以认识到在特定情况下硬件和软件的可互换性，并能针对具体应用采用最佳方式来实现本发明所描述的一种应用于TD-SCDMA***初始小区搜索的方法和装置。

例如，这里用于描述本发明的各种逻辑单元、模块、电路以及算法步骤等，可采用以下方式或者它们的组合来实现，包括：数字信号处理器(DSP)、特殊用途集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑器件、分离的(discrete)逻辑门(gate)或者晶体管(transistor)逻辑、分离的硬件元器件(例如寄存器和FIFO)、执行一系列固件(firmware)指令的处理器、传统的编程软件(programmable software)和有关处理器(processor)等。其中，处理器可以是微处理器(microprocessor)，也可以是传统的处理器、控制器(controller)、微控制器(microcontroller)或者状态机(state machine)等；软件模块可存在于RAM存储器、闪存(flash memory)、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或者任何现有已知的存储介质中。

本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本发明所举的最佳实施例仅用以说明本发明，而并不用于限制本发明，本发明所举各实施例中的技术特征，可以任意组合，而并不脱离本发明的思想。因此，凡属依据本发明构思所能得到的方法或改进，均应包含在本发明的权利范围之内。本发明的权利范围由权利要求限定。

Claims (50)

1、一种时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，特征在于，包含以下步骤：

步骤1、基于TS0时隙上的中导码偏移的处理，包括：步骤1.1的滑动相关计算、步骤1.2的延时包络计算和步骤1.3的路径选择，得到路径选择结果1；

步骤2、基于下行导频时隙上的下行同步码的处理，包括：步骤2.1的滑动相关计算、步骤2.2的延时包络计算和步骤2.3的路径选择，得到路径选择结果2；

步骤3、若网络侧通过信令告知用户终端在当前子帧的非TS0时隙上，即下行时隙TS2～TS6上存在需要用户终端接收的下行公共信道，则继续执行基于非TS0时隙的下行时隙上的中导码处理，包括：步骤3.1的滑动相关计算、步骤3.2的延时包络计算和步骤3.3的路径选择，得到路径选择结果3；否则，直接执行步骤4；

步骤4、对于步骤1得到的路径选择结果1，步骤2得到的路径选择结果2，以及当步骤3执行时得到的路径选择结果3，判断其是否需要进行联合判决，即是否需要执行步骤5；

步骤5、联合判决：根据步骤4得到的需要进行联合判决的一组或者若干组路径选择结果，来进行联合判决，输出有效路径位置信息。

2、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤1.1中的滑动相关计算为：将TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，得到相关结果为 $p^{0,F,S}=\left\{p_k^{0,F,S}\right\}:$

$p_k^{0,F,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+1)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为 $t^S=\left\{t_k^S\right\}.$

3、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤1.1中，将TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示TS0时隙上中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^0，F，S通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

4、如权利要求2或3所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤1.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：在TS0时隙上为信标信道所使用的第一个中导码偏移总是存在，则该中导码偏移一定被选定使用，该第一个中导码偏移对应了主公共控制物理信道，所述主公共控制物理信道是时分双工码分多址***中的一种公共信道，并在小区中一直存在。

5、如权利要求2或3所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤1.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：如果***采用空-码发射分集技术，则第二个中导码偏移被选定使用。

6、如权利要求5所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，由网络侧告知用户终端，或者由用户终端自行检测所述的空-码发射分集技术是否采用。

7、如权利要求2或3所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤1.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：在TS0时隙上如果存在除主公共控制物理信道外的其它公共信道，或专用信道，则这些信道对应的中导码偏移被选定使用。

8、如权利要求7所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的对应各公共信道，或专用信道的中导码偏移由用户终端根据相应信道的类型和/或中导码检测结果被激活选定。

9、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤1.2的延时包络计算是根据步骤1.1输出的当前滑动相关结果，经过求幅值和平均处理后，得到延时包络，其包含以下步骤：

步骤1.2.1、计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{SubDP}}^{0,F,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{0,F,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}=\left|p_n^{0,F,S}\right|,(n=\mathrm{1,2},...,W);$

步骤1.2.2、将基于TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0时隙中的宽度为W的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$ 其中，集合S中包含了TS0时隙上所有激活选定的中导码偏移；

步骤1.2.3、根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^0=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^0\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值。

10、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤1.2的延时包络计算包含以下步骤：

步骤1.2.1、计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{SubDP}}^{0,F,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{0,F,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}={\left|p_n^{0,F,S}\right|}^2,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

步骤1.2.2、将基于TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0时隙中的宽度为W的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合S中包含了TS0时隙上所有激活选定的中导码偏移；

步骤1.2.3、根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^0=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^0\right\}:$ 进行更新：

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值。

11、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤1.3的路径选择是根据步骤1.2得到的延时包络，基于最大峰值和噪声功率确定路径选择门限，进行路径选择，得到路径选择结果1。

12、如权利要求11所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤1.3中，所述的路径选择结果1是指一个包含一批路径位置信息的集合。

13、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤2.1中的滑动相关计算为：将小区中使用的下行导频时隙上的下行同步码序列与对应输入的下行导频时隙上的下行同步码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，得到相关结果为 $p^{1,F}=\left\{p_k^{1,F}\right\}:$

$p_k^{1,F}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k+i}\·t_i$

其中，F表示下行导频时隙所处的子帧序号，上标1表示是基于下行导频时隙上的下行同步码计算得到的结果，N＝64为下行同步码部分的长度，下行同步码字序列为t＝{t_k}。

14、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤2.1中的滑动相关计算为：将小区中使用的下行导频时隙上的下行同步码序列与对应输入的下行导频时隙上的下行同步码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示下行导频时隙上的下行同步码采样序列，t表示下行同步码字序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^1，F通过抽取向量p中相应部分的数据获得。

15、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤2.2中的延时包络计算是根据步骤2.1输出的当前滑动相关结果，经过求幅值和平均处理后，得到延时包络，其包含以下步骤：

步骤2.2.1、计算第F子帧的下行导频时隙中，通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}=\left|p_n^{1,F}\right|,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

步骤2.2.2、根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^1=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^1\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值。

16、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤2.2中的延时包络计算包含以下步骤：

步骤2.2.1中、计算第F子帧的下行导频时隙中，通过求功率值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}={\left|p_n^{1,F}\right|}^2,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

步骤2.2.2、根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^1=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^1\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值。

17、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤2.3的路径选择是根据步骤2.2得到的延时包络，基于最大峰值和噪声功率确定路径选择门限，进行路径选择，得到路径选择结果2。

18、如权利要求17所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤2.3中，所述的路径选择结果2是指一个包含一批路径位置信息的集合。

19、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤3中，所述的下行公共信道包括辅助公共控制信道，所述的辅助公共控制信道包含寻呼信道和前向接入信道，用户终端在接收寻呼信息、或者进行随机接入时，要接收所述的辅助公共控制信道。

20、如权利要求19所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，当用户建立专用连接时，网络侧分配专用信道供用户终端传递语音、数据信息。

21、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤3.1中的滑动相关计算为：将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关处理，得到相关结果为 $p^{2,F,X,S}=\left\{p_k^{2,F,X,S}\right\}:$

$p_k^{2,F,X,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，X表示该非TS0时隙的下行时隙的序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为 $t^S=\left\{t_k^S\right\}.$

22、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤3.1中的滑动相关计算为：将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列进行反卷积处理，得到相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示非TS0时隙上的中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^{2，F，X，S}通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

23、如权利要求21或22所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤3.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：当在公共信道或者专用信道的活动周期内总是有信号存在，此时对应的中导码偏移被选定。

24、如权利要求21或22所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤3.1中，所述的用于进行滑动相关的中导码偏移的选定方式为：当不能确定公共信道或专用信道在当前子帧中是否有信息传输，需要通过中导码检测来判断，从而激活选定中导码。

25、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤3.2的延时包络计算是根据步骤3.1输出的当前滑动相关结果，经过求幅值和平均处理后，得到延时包络，其包含以下步骤：

步骤3.2.1、计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{SubDP}}^{2,F,X,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{2,F,X,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}=\left|p_n^{2,F,X,S}\right|,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

步骤3.2.2、将第F子帧中基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的非TS0中的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移；

步骤3.2.3、根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^2=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^2\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₂为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值。

26、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤3.2的延时包络计算包含以下步骤：

步骤3.2.1、计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{SubDP}}^{2,F,X,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{2,F,X,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}={\left|p_n^{2,F,X,S}\right|}^2,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

步骤3.2.2、将第F子帧中基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的非TS0中的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移；

步骤3.2.3、根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^2=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^2\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₂为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值。

27、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，所述的步骤3.3的路径选择是根据步骤3.2得到的延时包络，基于最大峰值和噪声功率确定路径选择门限，进行路径选择，得到路径选择结果3。

28、如权利要求27所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤3.3中，所述的路径选择结果3是指一个包含一批路径位置信息的集合。

29、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤4中，所述的判断各组路径选择结果是否可进行联合判决的方法为：当前是否存在比较强的干扰或者噪声；

如果否，则判断只需对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，或者只需对步骤2基于下行导频时隙上的下行同步码处理得到的路径选择结果2执行步骤5，进行联合判决；

如果是，则判断需同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1和步骤2基于下行导频时隙上的下行同步码处理得到的路径选择结果2执行步骤5，进行联合判决。

30、如权利要求29所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤4中，若用户终端处于连接模式时，所述的判断各组路径选择结果是否可进行联合判决的方法为：当前是否存在比较强的干扰或者噪声；

如果否，则判断需要同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1和步骤3基于非TS0时隙的专用物理信道上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3，进行联合判决；或者同时对步骤2基于下行导频时隙上的下行同步码处理得到的路径选择结果2和步骤3基于非TS0时隙的专用物理信道上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3，进行联合判决；

如果是，则判断需要同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，步骤2基于下行导频时隙上的下行同步码处理得到的路径选择结果2和步骤3基于非TS0时隙的专用物理信道上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3，进行联合判决。

31、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤4中，所述的判断各组路径选择结果是否可进行联合判决的方法为：若用户终端处于定时跟踪模式时，则需要同时对步骤1基于TS0时隙上中导码偏移处理得到的路径选择结果1，步骤2基于下行导频时隙上的下行同步码处理得到的路径选择结果2，以及当步骤3执行时，基于非TS0时隙的专用物理信道上的中导码偏移处理得到的路径选择结果3，进行联合判决。

32、如权利要求1所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的方法，其特征在于，步骤5中，所述的联合判决的方法为：当且仅当某条路径位置被包含在至少Y组路径选择结果中时，才认为该位置上的路径是有效路径，其中，Y是正整数。

33、一种时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，特征在于，包括：通过并联连接的TS0时隙上的中导码处理装置，下行导频时隙上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置，以及分别与其连接的判决装置；

所述的TS0时隙上的中导码处理装置包含依次连接的第一滑动相关器(61-1)，第一延时包络计算器(62-1)和第一路径选择器(63-1)；

所述的下行导频时隙上的下行同步码处理装置包含依次连接的第二滑动相关器(62-1)，第二延时包络计算器(62-2)和第二路径选择器(62-3)；

所述的非TS0时隙上的中导码处理装置包含依次连接的第三滑动相关器(63-1)，第三延时包络计算器(63-2)和第三路径选择器(63-3)；

所述的判决装置包含分别与TS0时隙上的中导码处理装置，下行导频时隙上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置连接的开关器(64)，以及联合判决器(65)；

所述开关器(64)包含三个开关，分别与TS0时隙上的中导码处理装置、下行导频时隙上的下行同步码处理装置和非TS0时隙上的中导码处理装置相连接。

34、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第一滑动相关器(61-1)，用于将TS0上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，输出相关结果为 $p^{0,F,S}=\left\{p_k^{0,F,S}\right\}:$

$p_k^{0.F,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，S表示所远定的中导码偏移的序号，上标0表示是基于TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为

$t^S=\left\{t_k^S\right\}.$

35、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第一滑动相关器(61-1)，用于将TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的TS0时隙上中导码采样序列进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示TS0时隙上中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^0，F，S通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

36、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第一延时包络计算器(62-1)，根据第一滑动相关器(61-1)输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，输出延时包络：

所述的第一延时包络计算器(62-1)先计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}^{0,F,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{0,F,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}=\left|p_n^{0,F,S}\right|,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

该第一延时包络计算器(62-1)再将基于TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0时隙中的宽度为W的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SUbDP}}_n^{0,F,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合S中包含了TS0时隙上所有激活选定的中导码偏移；

最后，该第一延时包络计算器(62-1)根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^0=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^0\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值。

37、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第一延时包络计算器(62-1)，根据第一滑动相关器(61-1)输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，输出延时包络：

所述的第一延时包络计算器(62-1)先计算第F子帧的TS0时隙中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}^{0,F,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{0,F,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S}={\left|p_n^{0,F,S}\right|}^2,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

该第一延时包络计算器(62-1)再将基于TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的TS0时隙中的宽度为W的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{0,F}=\underset{S\∈S}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{0,F,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合S中包含了TS0时隙上所有激活选定的中导码偏移；

最后，该第一延时包络计算器(62-1)根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{0,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{0,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^0=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^0\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₀为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ⁰(旧)和AveDP_n ⁰(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP⁰在第n点上取值。

38、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第一路径选择器(63-1)，根据第一延时包络计算器(62-1)输出的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果1，即包含一批路径位置信息的集合。

39、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第二滑动相关器(61-2)，用于将小区中使用的下行导频时隙上的下行同步码序列与对应输入的下行导频时隙上的下行同步码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关计算，输出相关结果为 $p^{1,F}=\left\{p_k^{1,F}\right\}:$

$p_k^{1,F}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k+i}\·t_i$

其中，F表示下行导频时隙所处的子帧序号，上标1表示是基于下行导频时隙上的下行同步码计算得到的结果，N＝64为下行同步码部分的长度，下行同步码字序列为t＝{t_k}。

40、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第二滑动相关器(61-2)，用于将小区中使用的下行导频时隙上的下行同步码序列与对应输入的下行导频时隙上的下行同步码采样序列进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示下行导频时隙上的下行同步码采样序列，t表示下行同步码字序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换，随后，p^1，F可通过抽取向量p中相应部分的数据获得。

41、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第二延时包络计算器(62-2)，根据第二滑动相关器(61-2)输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，输出延时包络：

所述的第二延时包络计算器(62-2)先计算第F子帧的下行导频时隙中，通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}=\left|p_n^{1,F}\right|,(n=1,2,...,W)$

该第二延时包络计算器(62-2)再根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^1=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^1\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值。

42、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第二延时包络计算器(62-2)，根据第二滑动相关器(61-2)输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，输出延时包络：

所述的第二延时包络计算器(62-2)先计算第F子帧的下行导频时隙中，通过求功率值得到的宽度为W的延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{1,F}=|p_n^{1,F}{|}^2,(n=1,2,...,W)$

该第二延时包络计算器(62-2)再根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{1,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{1,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^1=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^1\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₁为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ¹(旧)和AveDP_n ¹(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP¹在第n点上取值。

43、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第二路径选择器(63-2)，根据第二延时包络计算器(62-2)输出的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果2，即包含一批路径位置信息的集合。

44、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第三滑动相关器(61-3)，用于将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列d＝{d_k}进行滑动相关处理，输出相关结果为 $p^{2,F,X,S}=\left\{p_k^{2,F,X,S}\right\}:$

$p_k^{2,F,X,S}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{(k+i)\mathrm{mod}N}\·t_i^S$

其中，F表示TS0时隙所处的子帧序号，X表示该非TS0时隙的下行时隙的序号，S表示所选定的中导码偏移的序号，上标2表示是基于非TS0时隙上的中导码偏移计算得到的结果，N＝128为中导码部分的长度，基本中导码序列为t＝{t_k}，其第S个中导码偏移序列为 $t^S=\left\{t_k^S\right\}.$

45、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第三滑动相关器(61-3)，用于将非TS0时隙上的中导码的偏移或者几个偏移与对应输入的非TS0时隙上的中导码采样序列进行反卷积处理，输出相关结果为：

p＝IFFT(FFT(d)/FFT(t))

其中，d表示非TS0时隙上的中导码采样序列，t表示基本中导码序列，FFT和IFFT分别代表了正向和逆向的快速傅立叶变换；

相关结果p^{2，F，X，S}通过抽取向量p中对应第S个中导码部分的数据获得。

46、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第三延时包络计算器(62-3)，根据第三滑动相关器(61-3)输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，得到延时包络：

所述的第三延时包络计算(62-3)器先计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求幅度值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}^{2,F,X,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{2,F,X,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}=\left|p_n^{2,F,X,S}\right|,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

所述的第三延时包络计算器(62-3)再将第F子帧中基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的非TS0中的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S},(n=\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，而集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移

所述的第三延时包络计算器(62-3)最后根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\}$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^2=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^2\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₂为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值。

47、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第三延时包络计算器(62-3)，根据第三滑动相关器(61-3)输出的当前滑动相关结果，进行求幅值和平均计算处理，得到延时包络：

所述的第三延时包络计算(62-3)器先计算第F子帧的时隙X中，在第S个中导码偏移上通过求功率值得到的宽度为W的延时包络

${\mathrm{SubDP}}^{2,F,X,S}=\left\{{\mathrm{SubDP}}_k^{2,F,X,S}\right\}:$

${\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S}={\left|p_n^{2,F,X,S}\right|}^2,(n=\mathrm{1,2},...,W)$

所述的第三延时包络计算器(62-3)再将第F子帧中基于所有非TS0时隙上所有中导码偏移得到的延时包络进行合并，得到第F子帧的非TS0中的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\}:$

${\mathrm{DP}}_n^{2,F}=\underset{X\∈X}{\mathrm{\Σ}}\underset{S\∈S_X}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{SubDP}}_n^{2,F,X,S},(n,\mathrm{1,2},...,W)$

其中，集合X包含了所有用户终端使用的非TS0时隙，而集合S_X包含了时隙X上所有激活的中导码偏移；

所述的第三延时包络计算器(62-3)最后根据第F子帧得到的合并延时包络 ${\mathrm{DP}}^{2,F}=\left\{{\mathrm{DP}}_k^{2,F}\right\},$ 将平均延时包络 ${\mathrm{AveDP}}^2=\left\{{\mathrm{AveDP}}_k^2\right\}$ 进行更新：

其中，参数α₂为取值范围在[0，1]之间的一个实数，AveDP_n ²(旧)和AveDP_n ²(新)分别表示更新前、后的平均延时包络AveDP²在第n点上取值。

48、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的第三路径选择器(63-3)，根据第三延时包络计算器(62-3)输出的延时包络，基于最大峰值和噪声功率来确定路径选择门限，用于进行路径选择，得到路径选择结果3，即包含一批路径位置信息的集合。

49、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的开关器(64)对相应路径选择器输出的路径选择结果进行选择，确定该路径选择结果是否输入联合判决器(65)。

50、如权利要求33所述的时分双工码分多址***中的路径搜索的装置，其特征在于，所述的联合判决器(65)，根据由开关器(64)输入的一组或者几组路径选择结果，进行联合判决，即当且仅当某条路径位置被包含在至少Y组路径选择结果中时，才认为该位置上的路径是有效路径，其中，Y是正整数，最终输出有效路径位置信息。

Images