CN100539484C - 时域同步正交频分复用接收机的帧同步方法及其*** - Google Patents

Abstract

时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)接收机的帧同步及其***属于数字电视接收机技术领域，其特征在于：它使用的TDS-OFDM帧同步PN序列基于一组移位的m序列，依次采用滑动相关法计算过采样后的TDS-OFDM信号与本地PN序列的相关性，用峰值检测法检测相关峰及其位置，用相邻信号帧的相位编码确定各信号帧PN序列的相位，然后再用第三个相关峰判断是否真正同步，否则，重新启动码捕获程序。实验证明：每帧捕获后其定时误差保证在±采样间隔/2范围内，以便后面可以正确进行定时跟踪。

Description

时域同步正交频分复用接收机的帧同步方法及其***

技术领域

本发明属于数字电视接收技术领域，特别涉及一种时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)数字电视接收机的帧同步方法及其***。

背景技术

目前，世界上地面数字电视广播传输标准主要有三种：

1)美国高级电视***委员会(Advanced Television Systems Committee，ATSC)研发的格形编码的八电平残留边带(Trellis-Coded 8-Level Vestigial Side-Band，8-VSB)调制***。

2)欧洲数字视频地面广播(Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)标准采用的编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，COFDM)调制***。

3)日本地面综合业务数字广播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)采用的频带分段传输(Bandwidth Segmented Transmission，BST)正交频分复用OFDM调制***。

自从有了这三个地面数字电视广播传输***以来，许多国家和地区都在制定各自的地面数字电视广播传输标准。

我国自1994年起，也开始了高清晰度电视的研究工作。并于1998年研制成功了中国第一代高清晰度电视功能样机。由广播电视主管单位、国家广电总局组织了我国的专家对数字电视及数字高清晰度电视标准进行了制定，清华大学地面数字多媒体广播(DigitalMultimedia Broadcasting for Terrestrial，DMB—T)传输协议是测试方案之一。

清华DMB-T中采用的时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)调制属多载波技术，但与欧洲的COFDM不同，在TDS-OFDM中没有***频域导频信号，而是利用了扩频通信技术，***了PN序列在时域进行帧同步、频率同步、定时同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。由于使用了扩频码，使得DMB-T具有了扩频通信的优越性能，从而使得***既具有COFDM的优点，又回避了其缺点。

关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播***”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制***中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。

本发明所提出的DMB-T接收机帧同步实现方法就是针对此方案的。

在数字电视接收机中只要初始频偏比较小，在获得准确相位和频率之前首先获得定时同步是比较合理的。为了保证在比较宽的范围内捕捉到定时参数，并能够得到足够的精度，一般将定时恢复过程分为两个阶段：先进行粗码元同步(帧同步)，即捕捉阶段；捕捉完成后进入细码元同步。由于地面电视广播是连续的数据流，所以其细码元同步算法通常采用反馈结构的算法，以获得较好的跟踪性能。

在美国ATSC的帧结构中，长度为832的码流组成一个数据段，每个数据段的前4个符号为段同步，其符号在8个电平中等概取值，如图1所示。粗码元同步算法通常通过检测该段同步信号完成。由于段同步长度很短，为得到较高的检测正确率要使用较长的检测时间。但捕获时一般还没有进行频率同步，受存在的频率偏差影响，检测时间不能过长，这就限制了检测的准确性。对于8-VSB***细定时同步，其反馈环的误差提取是以段同步作为辅助数据，由于只在段同步处提取误差，其它时刻的定时误差是保持的。

欧洲DVB-T采用与美国8-VSB不同的调制技术COFDM，OFDM属于多载波调制技术。DVB-T的帧结构如图2所示。OFDM的基本原理就是将一个较宽频带分成一些子信道(Sub Channel or Subcarrier)，各子信道的频谱是重叠的，但它们之间又是正交的，这就是其正交频分复用(OFDM)名称的由来。多径信道情况下，为了保持其各子信道间的正交性，必须加入保护间隔(Guard Interval，GI)。DVB-T使用循环前缀(Cycle Padding，CP)保护间隔，就是将OFDM码元最后一部分复制到各码元前端。

为了辅助完成同步任务，DVB-T在频域放置了大量导频信号，穿插在数据子载波之中，并以高于数据3dB的功率发送。如图3所示。这些导频信号可以完成***帧同步、载波恢复、时钟调整和信道估计。由于分散导频的使用，能够跟踪和估计较快的信道特性变化。DVB-T粗码元同步的目的就是正确找到COFDM帧的DFT窗口位置，它通常使用循环前缀(CP)的相关进行。利用CP进行码元同步可以避免发送额外的特殊训练序列，但是CP的相关特性不如PN序列，在最大峰值附近还有其他一些邻近值，从而造成误判，估计精度低。另外在多径衰落信道中，由多径效应引起的码间干扰(ISI)已破坏了循环前缀的重复特性。在这种情况下，基于CP的粗码元同步方法性能不能保证。对于DVB-T***的细定时同步，其反馈环的误差提取基于连续导频和分散导频信号在频域进行。

为了实现快速和稳定的同步，清华DMB-T传输***采用了分级帧结构。帧结构的基本单元称为信号帧，如图4所示。253个信号帧定义为一个帧群，512个帧群定义为一个超帧。帧结构的顶层称为日帧，由超帧组成。帧群中的每一个信号帧有唯一的帧号，它被编码在帧头的PN序列中。

DMB-T传输***的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号率7.56MS/s(1/T)。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅里叶逆变换(IDFT)块。对于TDS-OFDM来说，帧同步序列作为OFDM的保护间隔，而帧体作为IDFT块，如图5所示。

信号帧中的帧同步由前同步、8阶PN序列和后同步三部分构成，如图5所示。PN序列定义为255个符号，前同步和后同步定义为PN序列的循环扩展，与PN序列共占512个符号。8阶PN序列定义为特征多项式x⁸+x⁶+x⁵+x+1的m序列，其初始条件将确定所生成的m序列的相位。每个信号帧的帧号决定其m序列的初始条件。信号帧群中的每个信号帧，分配有唯一的帧同步信号，以作为信号帧的识别特征。

基于上述的DMB-T信号帧结构，本发明提出的清华DMB-T***粗码元同步是为本地PN序列寻找一个相位，使本地PN序列与发送PN序列相位对齐，借鉴扩频通信的名词，又称该阶段为码捕获(CA)(帧同步)。在跟踪阶段要进一步使两个序列的相位误差更小，并且在各种外来因素的干扰下能自动地保持这种高精度的相位对齐状态，该阶段是采用闭路跟踪技术的符号定时恢复(STR)。

发明内容

本发明的目的在于提供一种时域同步正交频分复用(Time Domain SynchronousOFDM，TDS-OFDM)接收机的帧同步方法及其***

DS-OFDM帧同步PN序列基于一组移位的m序列，本发明提出的码捕获算法通过检测这些PN序列产生的相关峰完成。由于PN序列自相关性能好，与循环前缀(CP)相比，可以获得更好的相关峰。尤其在多径情况下，PN序列相关器对每个可分辨的信道冲激脉冲给出一个相关峰，只需捕获最高峰即可，所以性能受多径影响小。为了提高检测性能，本发明使用了四倍采样进行相关操作，并通过一个简单的比较器完成峰值检测。帧捕获后都可以将定时误差保证在±T_s/2范围内，Ts为采样间隔，使定时恢复正确进入定时恢复(STR)部分。

本发明所述的TDS-OFDM接收机的帧同步方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它依次含有以下步骤：

1)设定：使用TDS-OFDM，即时域同步正交频分复用的帧同步PN序列，它的定义为一个8阶m序列，由线性反馈移位寄存器实现，特征多项式为x⁸+x⁶+x⁵+x+1，PN序列周期为K，帧同步信号总长为N；

设定：滑动相关门限T_h；

2)对接受到的TDS-OFDM信号进行L₀倍过采样，L₀＝4；

3)把过采样后的TDS-OFDM信号与本地生成的PN序列用滑动相关的方法进行相关处理，寻找相关峰：

当相关输出峰值的模|R(k，m)|≥T_h时，此时R(k，m)接近峰值，R(k，m)可用下式表示：

$R(k,m)=\frac{1}{K}\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)\·c^{*}(k-n-m)$

其中r(n)为接收到TDS-OFDM帧同步信号，c*(k-n-m)为接收到的PN序列移位m位后取共扼运算，k表示相关器输出的序号，n为样值序号；

4)用下式检测相关峰对应点的位置：

若在时刻k，|R(k，m)|≥T_h且d_c(k-1)>0，d_c(k)≤0，

其中d_c(k)＝|R(k-1，m)|-|R(k+1，m)|+2(|R(k-2，m)|-|R(k+2，m)|)

则在k′时刻得到相关峰，而k′的取值为：

5)确定当前接收信号帧在帧群中的序号：

用相邻两个信号帧的相位偏移Δphase＝N_p-p-N来确定当前接收信号帧在帧群中的序号，N_p-p是两个相关峰之间的采样点数；

据此确定以后各信号帧的PN序列的相位；

6)把第三个信号帧的相关峰与设定的门限值T_h比较，判断***处于同步或失步状态，决定是否重新启动上述帧同步码捕获过程。

本发明所述的TDS-OFDM接收机的帧同步***，其特征在于：含有：

插值滤波器，它有一个TDS-OFDM信号接收端；

采样器，它是一个4/T倍倍频滤波器，它的输入端与差值滤波器输出端相连；

相关器，它是一个乘法器，它的两个输入端分别与采样器的输出和本地PN序列生成器的输出相连；

峰值检测器，它依次由比较电路和微分电路串联构成，预置滑动相关门限T_h值、寻找相关峰和检测相关对应点的程序，它的输入端与相关器的R(k，m)信号输出端相连；

序列号检测开关，它是一个相位检测开关，预存序列号确定程序，它的输入端与峰值检测器的输出端相连；

相位匹配器，它是由一个移位寄存器构成，它的输入端与序列号检测开关后输出端相连，它的输出端输出一个定时恢复启动信号。

由于传统OFDM***基于循环前缀(CP)相关的码元粗同步法相关特性不好，本发明针对TDS-OFDM提出一种新的基于PN序列的帧同步码捕获方法，并分析了该方法在高斯白噪声信道的检测特性，该方法捕捉速度快，精度高。仿真结果表明，与传统OFDM调制中循环前缀(CP)方法相比，提出的PN序列捕获方法相关峰很陡，没有CP循环相关带来的时域同步不确定性，检测错误的概率极小。本发明提出的捕获算法在每帧捕获后都可以将定时误差保证在±T_s/2范围内，满足TDS-OFDM***要求。

我们采用表1所示的主要参数对在AWGN信道下的帧同步性能进行了仿真。

表1  主要仿真参数

图10(左图)给出了提出的码捕获算法中PN相关器输出的相关峰，其主峰两边的两个相对较低的相关峰是由前同步和后同步缓冲得到的。为了对比，同时给出了基于CP相关的码元粗同步算法相关峰(右图)。不难发现CP的相关特性不如PN序列，PN相关峰更陡，而CP相关峰在最大峰值附近还有其他一些邻近值，从而容易造成误判。

当***SNR为10dB时，进行了10000次仿真，图11为得到的重叠PN相关输出。图12显示了码元捕获后，对定时误差进行统计而得到的直方图。不难发现，基于CP相关的准确度较差，很容易误判成邻近值。而PN相关基本无错误概率发生，每帧捕获后都可以将定时误差保证在±T_s/2。这样在帧捕获后就可以正确进行STR定时跟踪。

综合上述，本发明提出一种针对TDS-OFDM信号帧的新的基于PN序列的OFDM调制码捕获方法，并分析和计算机仿真了该方法在高斯白噪声信道的检测特性，与传统循环前缀(CP)方法相比，性能具有明显优势，满足***要求。本发明提出的这种TDS-OFDM接收机帧同步方法已经在清华大学DMB-T***的现场可编程门阵列(FPGA)版本和专用集成电路(ASIC)版本的样机中得到应用，在国家组织的实验室测试和场地实际测试中性能指标优异，优于现有的其它地面数字电视广播***。

附图说明

图1为ATSC帧结构。

图2为DVB-T帧结构。

图3为DVB-T导频信号。

图4为DMB-T分级帧结构。

图5为DMB-T信号帧的结构图。

图6为LFSR方框图。

图7为本发明提出的帧同步(码捕获)***的实现框图。

图8为求解相关峰最大值点。

图9为4K(左图)和8K(右图)PN序列自相关函数。

图10为提出方法得到的相关峰(左)和CP相关峰(右)。

图11为提出的码捕获得到的相关输出(1000次)。

图12为定时误差直方图，左为提出的码捕获方法，右为CP相关方法。

图13为FPGA程序流程框图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的理论分析和具体实施例进行详细描述。

本发明提出的帧同步(码捕获)方法要使用的TDS-OFDM帧同步PN信号，它由一个前同步缓冲、一个PN序列和一个后同步缓冲构成。PN序列有255个符号，帧同步的前同步缓冲和后同步缓冲定义为PN序列的循环扩展，总长N为512。PN序列定义为一个8阶m序列，由一个Fibonacci型线性反馈移位寄存器(LFSR)实现。其特征多项式定义为x⁸+x⁶+x⁵+x+1。LFSR方框图示如图6，初始值确定所产生的m序列的相位。一个8阶m序列是一个周期为K＝255的周期序列。基于图6的LFSR的初始状态可产生255个不同相位的m序列。这些m序列由其在LFSR中的初始状态编号，初始状态由x¹⁶ⁿ编号。例如，序号0的m序列的初始状态是000000001，它是x^16×0＝1。序号1的m序列的初始状态为11110011，它是x^16×1＝x¹⁶。序号2的m序列的初始状态是11110100，它是x^16×2＝x³²。序号254的m序列的初始状态是00010110，它是x^16×254＝x²³⁹。x的任意次幂能用特征多项式变换到一个状态，即一个迦罗华形式的LFSR以连续的顺序可产生x的各次幂。

一个帧群中的任一信号帧能被其帧同步PN序列认定。253个不同的m序列对应用于一个帧群中的253个信号帧，这样PN序列能作一个信号帧的特殊特征而用于识别，提出的码捕获算法就是利用这些PN序列实现帧同步。

在AWGN信道，存在频率偏移Ω时，接收到的同步头信号r(n)可表示为：

r(n)＝c(n)·exp(j(nΩT+θ))+n(n)          (1)

其中c(n)为接收到的PN序列，n(n)为高斯白噪声，θ为相位，T为周期。

进行帧同步捕获时我们不考虑定时误差，即ε＝0。且假定信号波形满足Nyquist条件。下面给出码捕获的具体过程，如图7所示，其中虚线框图表示定时恢复部分，它的具体算法在另外一个专利申请中描述。

1)滑动相关寻找相关峰

TDS-OFDM信号帧使用PN序列作为同步码，PN序列的自相关函数在相移为零时为序列周期K，当相移不等于零时，相关函数值为-1。在本发明中帧同步的捕捉便是依据此特性而实现的，只要检测发送PN序列与本地序列的相关值，便可判断二者相位是否对齐。为了减少捕捉的相关器数量，采用滑动搜索的捕捉方法，只需要一个长度K＝253的相关器即可。滑动捕捉的基本原理是：接收信号与本地PN序列连续地进行相关(乘法)处理，任何时刻的相关结果都与一个门限T_h相比较。如果超过了门限表明此时刻本地序列的相位与接收序列相位同步。本地序列是静止的，相关过程相当于接收信号滑过本地序列，每一时刻都产生一个相关结果，当滑至两个序列相位对齐时，必有一个相关峰值输出(PN序列在零相移的自相关区数值)。相关器的输出R(k，m)可表示为：

$R(k,m)=\frac{1}{K}\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)\·c^{*}(k-n-m)---\left(2\right)$

其中r(n)为接收到同步头信号，c*(k-n-m)为接收到的PN序列移位m位后取共扼运算，k表示相关器输出的序号，n为数字样值序号。

进行码捕获时，接收机没有相位信息，将相关输出取模得到|R(k，m)|。当|R(k，m)|≥T_h时，说明|R(k，m)|接近最大值。

如果序列在每个符号周期T内只测一次，正确的假设可能是在有半个符号周期误差的情况下接受检测的，在这种情况下，相关输出性能可能降低很多，从而导致几个分贝的性能损失(一般在4-6dB)。因此，应该在每个码元时间内抽样L_o次，对抽样后的数据进行L_o次检测，此时相关输出的损失可表示为：

sin²[π/(2L_o)]/[π/(2L_o)]²         (3)

L_o＝2时相关输出的损失降低到0.9dB，对于L_o＝4时相关输出的损失降低到0.2dB。出于这样的考虑，我们采用四倍过采样L_o＝4，即T_s＝T/4。采用四倍采样后，相关输出在相关峰附近几点的值一般都大于T_h，此时要利用求导的方法得到相关峰对应点的位置。

一般来讲函数求导是比较麻烦的问题，但在我们这个情况下，可以进行数字求导。数字微分的频域响应

定义为：

$H_d\left(e^{\mathrm{j\ω}{T}_s}\right)=\mathrm{j\ω}{T}_s|\frac{\mathrm{\ω}}{2\mathrm{\π}}\≤\frac{\mathrm{\π}}{T_s}|---\left(4\right)$

其中Ts为取样间隔，时域脉冲响应h_d(kT_s)可由频域响应

反傅立叶变换得到的：

$h_d\left({\mathrm{kT}}_s\right)=\frac{T_s}{2\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\π}/T_s}{\overset{\mathrm{\π}/T_s}{\∫}}{H}_d\left(e^{\mathrm{j\ω}{T}_s}\right)e^{\mathrm{j\ω}{T}_s}\mathrm{d\ω}---\left(5\right)$

通过推导得到

信号经过四倍采样，可以使用下式(7)近似得到相关输出的导数：

d_c(k)＝|R(k-1，m)|-|R(k+1，m)|+2(|R(k-2，m)|-|R(k+2，m)|)  (7)

如果在时刻k，|R(k，m)|≥T_h并且d_c(k-1)>0，d_c(k)≤0，这样可以判断得到在k′时刻得到相关峰，而k′的取值为：

求解相关输出峰值点方法如图8所示。

使用滑动相关技术，大大地缩短了捕捉时间，而且仅使用一个相关器。在KT时间内，PN序列所有可能的相位都被搜索了一遍，具有很高的相位搜索速度。

2)相位匹配

前面已经提到，各个信号帧的PN序列是基于一组移位的m序列，这样在得到第一个相关峰时，并不知道收到的是哪一帧的PN序列，我们接着搜索下一帧的相关峰，得到两个相关峰之间的采样点数N_p-p。DMB-T信号帧长度是固定的N，这样得到相邻两个信号帧的相位偏移ΔPhase＝N_p-p-N。

在TDS-OFDM***中，每个帧群中的253个信号帧的PN序列都是事先确定好的，以保证相邻信号帧的相位偏移是唯一的。这样由得到的ΔPhase，就完全可以确定当前接收信号帧在帧群中的序号，从而就获得以后各信号帧的PN序列的相位。

上面的方法中，没有考虑噪声对相关器的影响。实际上由于噪声干扰，相关峰检测器可能做出错误的判决。我们在下面给出虚警概率(当相位己对齐时判决为未同步)和漏警概率(当相位未对齐时判决为同步)。当漏警发生时，本地序列相位停止搜索，错误的同步信号将使***处于失步状态，无法正常工作。为了避免这种情况发生，本发明使用相位匹配(Phase Match)电路来进行验证。在获得第二个信号帧相关峰时，并不认为已经进入同步状态，需要再把第三个信号帧的相关峰与设定的门限值比较，看其是否大于门限值，来验证信号是否真正进入同步。如果证实电路判决为同步，表明序列己真正同步，可以启动STR跟踪电路了。如果证实电路判决为非同步，则重新启动捕捉电路。

进入同步后，接收以后信号帧时只需更新本地PN序列相位就可以继续保持同步锁定，并提供连续的帧同步信号，STR环路定时误差提取时将使用该帧同步信号，以便对大于±T_s/2的定时误差信号进行估计，Ts为采样间隔。为了在同步状态下防止虚警的影响，我们设定连续三个信号帧都出现未同步时才认为***处于失步状态，并重新启动码捕获。

接收机在频率估计前进行码捕获，此时接收机的频率与发射机可能存在较大频率偏差，这会影响码捕获性能。假定信号c(k)的方差为 ${\mathrm{\σ}}_s^2=1,$ 存在频率偏移Ω时，相关器的输出R_Ω(k)表示为：

其中 $n_c\left(k\right)=(1/K)\underset{i=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left(i\right)\·c^{*}(i-k),$ n_c(k)表示白噪声相关输出，c^*表示取c的共扼。

从式(9)我们可以看到频偏对自相关函数有如下影响：

1)恒定的相位旋转(K-1)ΩT/2

2)衰减sin(KΩT/2)/(K·sin(ΩT/2))≈sinc(KΩT/2)

相关输出的旁瓣是与序列有关的，为准随机过程。当Ω很大时，旁瓣电平会变得很高(它随频率偏移增大而增大)。数字电视使用的载频为800MHz左右，假设接收端下变频晶体的稳定度为10ppm，这样最大的频率偏移值为800·10⁶·10·10^-6＝8KHz。下图9给出了频率偏移值为4KHz和8KHz时的R_Ω(k)波形。

只要KΩT比较小，恶化程度就比较小。例如，当T＝1/7.65μs时，如果频率偏移8kHz，K＝255，恶化系数为0.7823，即-2.45dB。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。

Claims (2)

1、时域同步正交频分复用接收机的帧同步方法，其特征在于，它是在数字电路中实现的，它依次含有以下步骤：

1)设定：使用TDS-OFDM，即时域同步正交频分复用的帧同步PN序列，它的定义为一个8阶m序列，由线性反馈移位寄存器实现，特征多项式为x⁸+x⁶+x⁵+x+1，PN序列周期为K，帧同步信号总长为N；

设定：滑动相关门限T_h；

2)对接收到的TDS-OFDM信号进行L₀倍过采样，L₀＝4；

3)把过采样后的TDS-OFDM信号与本地生成的PN序列用滑动相关的方法进行相关处理，寻找相关峰：

当相关输出峰值的模|R(k，m)|≥T_h时，此时R(k，m)接近峰值，R(k，m)可用下式表示：

$R(k,m)=\frac{1}{K}\underset{n=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)\·c^{*}(k-n-m)$

其中r(n)为接收到TDS-OFDM帧同步信号，c*(k-n-m)为接收到的PN序列移位m位后取共扼运算，k表示相关器输出的序号，n为样值序号；

4)用下式检测相关峰对应点的位置：

若在时刻k，|R(k，m)|≥T_h且d_c(k-1)>0，d_c(k)≤0，

其中d_c(k)＝|R(k-1，m)|-|R(k+1，m)|+2(|R(k-2，m)|-|R(k+2，m)|)

则在k′时刻得到相关峰，而k′的取值为：

5)确定当前接收信号帧在帧群中的序号：

用相邻两个信号帧的相位偏移Δphase＝N_p-p—N来确定当前接收信号帧在帧群中的序号，N_p-p是两个相关峰之间的采样点数，N为帧同步信号总长；

据此确定以后各信号帧的PN序列的相位；

6)把第三个信号帧的相关峰与设定的门限值T_h比较，判断***处于同步或失步状态，决定是否重新启动上述帧同步码捕获过程。

2、时域同步正交频分复用接收机的帧同步***，其特征在于，含有：

插值滤波器，它有一个TDS-OFDM信号接收端；

采样器，它是一个4/T倍倍频滤波器，它的输入端与插值滤波器输出端相连；

相关器，它是一个乘法器，它的两个输入端分别与采样器的输出和本地PN序列生成器的输出相连；

峰值检测器，它依次由比较电路和微分电路串联构成，预置滑动相关门限T_h值、寻找相关峰和检测相关对应点的程序，它的输入端与相关器的R(k，m)信号输出端相连，其中，k为相关器输出序号，m为PN序列移位数目；

序列号检测开关，它是一个相位检测开关，预存序列号确定程序，它的输入端与峰值检测器的输出端相连；

相位匹配器，它是由一个移位寄存器构成，它的输入端与序列号检测开关后输出端相连，它的输出端输出一个定时恢复启动信号。

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