CN100512082C - Cdma***空时扩谱方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种CDMA***空时扩谱方法，该发射信号经下抽样为奇数据流和偶数据流，通过延时模块调整偶数据流与奇数据流之间的时间差，然后用由同一扩谱码得到的两个正交扩谱码扩频，再由两天线发射。接收端，对接收信号分两路解扩，对得到的第一解扩后信号和第二解扩后信号分别用信道参数加权，得到第一和第二信道参数加权信号的合并信号，将第一和第二第一和第二信道参数加权信号的合并信号分别进行判决，得到还原数据。本发明还提供了应用此方法的移动台接收电路，利用一根天线，两路匹配滤波还原奇偶数据流。采用本发明，使移动台接收数据时获得分集增益，提高***的信息传输质量，简化接收电路的设计。

Description

CDMA***空时扩谱方法

技术领域

本发明涉及CDMA***空时扩谱方法，属于移动通信领域。

背景技术

多发射天线的直接扩谱技术用于CDMA***的前向和反向链路，可以有效提高***性能。CDMA1X采用直接扩频发射分集技术，它有两种方式：

(1)一种是正交发射分集方式OTD(Orthogonal TransmitDiversity)

方法是CDMA基站先分离数据流再用不同的正交Walsh码对两个数据流进行扩频，并通过基站的两个发射天线发射。

(2)另一种是空时扩谱分集方式STS(Space Time Spreading)

CDMA基站使用空间两根分离天线发射已交织的数据，使用相同原始Walsh码信道，将奇数据流和偶数据流联合地而不是分开地通过两根天线发射出去。

使用前向链路发射分集技术可以减少发射功率，抗瑞利衰落，增大***容量。

CDMA基站的完全空间分集(OTD)虽然可用两个发射天线实现，却是以两倍的带宽为代价得到的，每个用户需用多出一倍的带宽扩谱编码。增加的带宽资源限制了CDMA***的整体效率。

另外，在直接扩谱正交发射分集技术(OTD)中，没有完全利用信道的空间分集特性。当移动台在缓慢衰落信道中陷于深衰落时，任何时间分集的优势都将消失。由于许多第3代通信的无线数据用户为静止或移动速度(步行)很慢，降低对时变信道参数的依赖，空间分集的重要性突显。在Hochwald B，Marzetta T L，Papadias C B合著的文献：用于宽带CDMA***的空时扩谱发射分集方案(A Transmitter Diversity Scheme forWideband CDMA Systems Based on Space-Time Spreading)中对此作了详细的说明。

现有空时扩谱技术(STS)中，基站发射天线的间距必须大于10-15倍射频信号波长才能保证到达天线阵各个单元的信号互不相关，这在工程实现中引起困难。因为由于客观条件，基站发射天线的间距可能无法满足前述要求。现有的多发射天线的空时扩谱技术要求移动台需要有多根天线，这给移动台的技术实现带来巨大困难，增加了移动台成本，也增加了移动台体积。前述文献中的接收解扩算法需要进行大量的矩阵运算，因而是难以实现的。

本发明在多用户多径的情况消除多址干扰，提高***误码率性能。

发明内容

本发明的目的是提出一种CDMA***空时扩谱方法，它能够在无额外带宽资源的情况下实现完全分集，每个用户只需一个扩谱码，易于实现。

为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案：

一种CDMA***空时扩谱方法，该CDMA***包括至少一基站和多个与基站通信的移动台，其特征在于，

基站发射电路按照如下步骤得到发射信号：

1)将每个用户的数据流分成奇数据流和偶数据流；

2)对奇数据流和偶数据流分别进行扩频，得到扩频后信号；

3)将扩频后信号相加，得到发射信号t1、t2；

4)由多根天线分别发射所述发射信号t1、t2；

移动台接收电路按照如下步骤得到还原数据：

5)对接收信号分两路解扩，得到第一解扩后信号和第二解扩后信号；

6)对第一和第二解扩后信号进行信道参数加权，得到第一和第二解扩后信号的合并信号；

7)将第一和第二解扩后信号的合并信号分别进行判决，然后得到还原数据。

其中，步骤2)中对奇数据流使用的扩谱码c1和对偶数据流使用的扩谱码c2是相互正交的，扩谱码c1的复共轭转置乘以扩谱码c2等于零，而且是由同一个扩谱码得到的。

对奇数据流使用的扩谱码c1＝c0，对偶数据流使用的扩谱码c2为c0的反码，其中c0是有限长度的Walsh码序列。

步骤1)和步骤2)之间还包括步骤：调整偶数据流与奇数据流之间的时间差，使该时间差等于两发射天线间距为射频信号波长的10～15倍时的奇偶数据流的时间差。

步骤7)中判决的方法是：判决器(341)对第一解扩后信号的合并信号进行判决计算的方法是：

如果判决器输入信号的实部大于零，则输出1，

如果判决器输入信号的实部小于零，则输出—1，

判决器(342)对第二解扩后信号的合并信号进行判决计算的方法是：

如果判决器输入信号的实部大于零，则输出1，

如果判决器输入信号的实部小于零，则输出—1。

在步骤7)中进一步包括：对第一解扩后信号的合并信号的判决结果进行延时，然后与第二解扩后信号的合并信号的判决结果进行合并，得到还原数据。

步骤6)包括移动台估计基站的天线发射信号的信道参数h1、h2，并分别与第一解扩后信号d1和第二解扩后信号d2相乘，得到d1h1和d2h2；将d1h1与d2h2的反相相加，得到一合并信号，将d2h2与d1h1的反相相加，得到另一合并信号。

本发明的另一目的是，提出了应用CDMA***空时扩谱方法的移动台接收电路。本发明的移动台用一根全向天线，两路匹配滤波还原奇偶数据流，实现本发明的空时扩谱方法，减小移动台体积并节约了成本。本发明的移动台不需要进行复杂的矩阵运算，可直接对奇偶数据流合并信号进行判决，电路设计简单。本发明的移动台接收电路中使用延迟扩谱系列C1和C2解扩和信道参数h1和h2加权，可抑制多用户情况下的多址接入干扰MAI(multiple access interference)。

本发明的应用CDMA***空时扩谱方法的移动台接收电路的实施方案是：移动台接收电路包括两并接的匹配滤波器，分别输入接收信号，两乘法器分别与两匹配滤波器连接，两加法器分别与乘法器连接，以及分别与两加法器连接的判决器，其中每个加法器的输入是一个乘法器的输出与另一个乘法器的输出的反相。

另外，本发明提出的应用CDMA***空时扩谱方法的基站，其发射天线的间距不必大于10-15发射信号的波长。本发明的基站发射天线间距可以在大于发射信号波长一半到小于10—15倍发射信号波长的范围，更加适用于工程应用。而且，电路设计简单，用一个扩谱码得到奇数据流和偶数据流的扩谱码。本发明提出的应用CDMA***空时扩谱方法的基站的发射电路是：包括两个下抽样模块、与一个下抽样模块连接的延时模块、分别与下抽样模块或延时模块连接的多个扩频器以及与扩频器连接的两个加法器，两个下抽样模块将数据流抽样为两数据流，其中一数据流经延时模块延时后进入扩频器。

本发明中的基站仅需使用两根双全向天线，移动台使用单根全向天线。基站采用本发明对多用户的数据流在基带进行发射分集，单天线移动台采用本发明接收数据可获得分集增益，在整体上显著提高无线通信***的信息传输质量。而且，本发明在多用户多径的情况能在一定程度上消除多址干扰，提高***误码率性能。

附图说明

下面通过附图及实施例对本发明进行详细阐述。

图1是本发明基站发射分集电路图。

图2是图1中基站应用本发明CDMA***空时扩谱方法的流程图。

图3是本发明移动台接收机电路示意图。

图4是图3中移动台应用本发明CDMA***空时扩谱方法的流程图。

图5是单用户时应用单发射天线基站的***和应用本发明基站的***中的移动台误码率比较曲线图。

图6(a)和(b)分别是4和16用户时使用本发明方法的***和未使用本发明方法的***的误码性能比较曲线图。

具体实施方式

参照图1，本发明是对CDMA***下行链路的空时扩谱方法。本发明的***包括基站和多个移动台。基站有两根天线，每个移动台只有一根天线。基站对多用户数据流b在基带进行发射分集，其发射分集电路包括下抽样模块111和112、延时模块122、扩频器(乘法器)131、132、133、134以及加法器141和142。

结合图2，基站基带处理的步骤是：

1)步骤21：将每个用户的数据流分成奇数据流和偶数据流

每个用户的数据流b分为两路，经下抽样模块111和112得到奇数据流b1和偶数据流b2。数据流b是BPSK调制。

2)步骤22：调整偶数据流与奇数据流之间的时间差

偶数据流b2在延时模块122调整其与奇数据流之间的时间差。调整后的奇偶数据流之间的时间差等于两发射天线间距为射频信号波长的10—15倍时的奇偶数据流时间差，因此，如果使用本发明的基站，该基站上的两根天线间距不要求一定是射频信号波长的10—15倍，而是通过延时模块122改变奇偶数据流的时间差，保证移动台接收信号的不相关性。本发明的基站发射分集电路通过延时模块122调整奇数据流与偶数据流之间的时间差，提供了时间分集。但是，基站的两个天线至移动台的多径信道相关性很小，此时可使单用户的奇数据流的延迟扩谱码与它的偶数据流的延迟扩谱码的相关性很小。因此，基站的两个天线间距需大于二分之一射频信号波长。

如果基站两发射天线之间的间距大于射频信号波长的10—15倍，这时，延时模块的延时值设为零。因此，在这种情况下，本发明基带电路仍然适用。

3)步骤23：对奇数据流和偶数据流分别进行扩频，得到扩频后信号

下抽样模块111输出的奇数据流在乘法器131与扩谱码c1混合，得到扩频后信号b1c1，在乘法器134与扩谱码c2混合，得到扩频后信号b1c2。

这里，扩谱码c1、c2是正交的长度为2P的扩谱码，是单位实向量，而且， $c_i^H{c}_j={\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}$ ，“H”表示复共轭转置。

为方便计算，本发明中，扩谱码c1、c2由一个64位Walsh码序列c0计算得到：c₁＝[e₀ c₀]   c₂＝[c₀ -c₀]

另外一组c1、c2为c₁＝[c₀ 0]，c₂＝[0 c₀]。采用上述两组c1和c2，由于是通过相同的一个Walsh码序列c0得到的，所以可不增加***现有的扩谱码数。可以理解，只要满足 $c_i^H{c}_j={\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}$ 条件的正交扩谱码c1、c2就可以实现本发明。

下抽样模块112输出的偶数据流经延时电路122在乘法器132由扩谱码c2扩频，得到扩频后信号b2c2，在乘法器133与扩谱码c1扩频，得到扩频后信号b2c1。

4)步骤24：将扩频后信号相加，得到发射信号t1、t2

加法器141的输入是：奇数据流与扩谱码c1相乘得到的扩频后信号b1c1和偶数据流与扩谱码c2相乘得到的扩频后信号b2c2。加法器141输出基带发射信号t1，经射频模块(未图示)，由第一根天线(未图示)发射。

相类似的，偶数据流与扩谱码c1混合得到的扩频后信号b2c1和奇数据流与扩谱码c2混合得到的扩频后信号b1c2在加法器142相加，得到基带发射信号t2，经射频模块(未图示)，由第二根天线(未图示)发射。

t₁＝b₁c₁+b₂c₂

                                       (公式1)

t₂＝b₂c₁-b₁c₂

5)步骤25：由两根天线分别发射信号t1、t2

可以理解，本发明也可以用多根天线发射。

上述是基站基带电路中的处理流程。下面结合图3、4，介绍移动台接收机电路对接收信号的处理。在多径衰落下，假设从基站发射天线到移动台接收天线的信道包含J个不同的路径。在此，从基站第m个天线阵元出来的J条路径经过独立的瑞利衰落，用信道参数h_mj表示(m＝1、2，j＝1、2……J)。具体而言，第一根天线发射的信号的信道衰落用信道参数h_1j表示；第二根天线发射的信号的信道衰落用信道参数h_2j表示。移动台可以根据基站发送的下行导引信号估计信道衰减与多径延时。在最佳接收条件下，基站发射信号各成分有相同的期望功率并且达到延迟扩谱码完全正交。

移动台接收机电路包括两匹配滤波器311、312，分别与一个匹配滤波器连接的两个乘法器321、322，与两个乘法器连接的加法器331、332，分别与一个加法器连接的判决器341、342，与判决器连接的延时器351，与判决器和延时器连接内插合并模块361。

从第一和第二天线发送的发射信号t₁、t₂，分别经多径衰落h₁、h₂后，在移动台接收端得到的信号为

$r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}(\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1j}(b_1{c}_{1j}+b_2{c}_{2j})+\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{2j}(b_2{c}_{1j}-b_1{c}_{2j}))+n$

                                    (公式2)

$=\sqrt{\mathrm{\ρ}}(C_1{h}_1-C_2{h}_2)b_1+\sqrt{\mathrm{\ρ}}(C_2{h}_1+C_1{h}_2)b_2+n$

其中，C₁＝[c_l1，…，c_lJ]，h_l＝[h_l1，…，h_lJ]^T，l∈{1，2}；假设噪声n是均值为0，方差为N₀/2的高斯白噪声向量，用ρ代表每个多径分量的期望SNR(信噪比)， $\mathrm{\ρ}=1/{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{n}}^2.$

移动台通过一根天线(未图示)接收到接收信号r，进行如下处理：

1)步骤41：对接收信号分两路解扩，得到第一解扩后信号和第二解扩后信号

接收信号r在匹配滤波器311与延迟扩谱码C1相乘，输出第一解扩后信号d1。接收信号r在匹配滤波器312与延迟扩谱码C2相乘，输出第二解扩后信号d2。其中，延迟扩谱码C1、C2是由延迟扩谱码生成单元(未图示)分别输入到匹配滤波器311和312。移动台根据基站发送的下行导引信号估计多径延时，计算延迟扩谱码。第一解扩后信号d1和第二解扩后信号d2分别是：

$d_1=C_1^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}[R_{11}{h}_1-R_{12}{h}_2]b_1+\sqrt{\mathrm{\ρ}}[R_{12}{h}_1+R_{11}{h}_2]b_2+C_1^{H}n$

                                         (公式3)

$d_2=C_2^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}[R_{21}{h}_1-R_{22}{h}_2]b_1+\sqrt{\mathrm{\ρ}}[R_{22}{h}_1+R_{21}{h}_2]b_2+C_2^{H}n$

这里 $R_{\mathrm{ij}}=C_i^H{C}_j,$ i＝1或2，j＝1或2。

2)步骤42：对第一和第二解扩后信号分别进行信道参数加权得到第一和第二解扩后信号的合并信号

第一解扩后信号d1在乘法器321中与信道参数向量h1相乘，然后输入到加法器331；第一解扩后信号d1与信道参数向量h1的积，经反相后输入到加法器332。

类似的，第二解扩后信号d2在乘法器322中与信道参数向量h2相乘，然后输入到加法器333；第二解扩后信号d2与信道参数向量h2的积，经反相后输入到加法器331。

在加法器331，第二解扩后信号d2与信道参数向量h2的积的反相(-d2h2)与第一解扩后信号d1与信道参数向量h1的积(d1h1)相加，其输出是判决器341的输入。在加法器332，第二解扩后信号d2与信道参数矩阵h2的积(d2h2)与第一解扩后信号d1与信道参数向量h1的积的反相(-d1h1)相加，然后输入判决器342进行判决。需要说明的是，本发明移动台使用的是最大比合并器。移动台有信道参数生成单元(未图示)根据基站发送的下行导引信号估计信道衰减，计算信道参数，并输入相应的乘法器。其中，信道参数向量h₁＝[h_1l，…，h_1J]^T，h₂＝[h_2l，…，h_2J]^T。

3)步骤43：将第一和第二解扩后信号的合并信号分别进行判决，得到还原信号

经过判决器341和342的判决，就得到还原后的数据b1和数据流b2。判决器341的判决计算的方法是：

如果判决器输入信号的实部大于零，则b1等于1，用(公式4a)表述：

$\mathrm{Re}\{h_1^H{d}_1-h_2^H{d}_2\}\stackrel{b_1=1}{>}0$                     (公式4a)

如果判决器输入信号的实部小于零，则b1是否等于-1，用(公式4b)表述：

$\mathrm{Re}\{h_1^H{d}_1-h_2^H{d}_2\}\stackrel{b_1=-1}{<}0$                     (公式4b)

判决器342的判决计算的方法是：

如果判决器输入信号的实部大于零，则b2等于1，用(公式4c)表述：

$\mathrm{Re}\{h_2^H{d}_1+h_1^H{d}_2\}\stackrel{b_2=1}{>}0$                 (公式4c)

如果判决器输入信号的实部小于零，则b2等于-1，用(公式4d)表述：

$\mathrm{Re}\{h_2^H{d}_1+h_1^H{d}_2\}\stackrel{b_2=-1}{<}0$                 (公式4d)

由此可见，本发明的移动台是直接对第一解扩后信号和第二解扩后信号的合并信号进行判决，不需要进行复杂的矩阵计算，从而简化的电路设计，减少计算量。

步骤44：对还原的奇数据流延时，然后与还原的偶数据流合并成还原数据流b。

判决后的还原奇数据流b1经延时电路35与还原偶数据流b2送内插合并模块36。内插合并模块36将奇偶数据流b1，b2交替内插，还原成数据流b。图3中的延时电路35与发射机电路中的延时电路12相同，取同样的延时参数。

为了说明本发明方法的效果，在此提供仿真数据。

进一步的理论推导可以证明：在单用户的奇数据流的延迟扩谱码与它的偶数据流的延迟扩谱码的相关性很小情况下，R_ij≈0，i≠j，i＝1或2，j＝1或2，或基站天线1至移动台的多径信道h₁与基站天线2至移动台的多径信道h₂的相关性很小情况下， $r_{\mathrm{ij}}=h_i^H{h}_j\&ap;0,$ 移动台用户的比特误码率表达式为

$P_e\&ap;Q\left(\sqrt{\mathrm{\&rho;}(h_1^H{R}_{11}{h}_1+h_2^H{R}_{22}{h}_2)}\right)$                   (公式5)

分别由理论计算公式5与蒙特卡洛仿真得到图5的误码率。与未采用STS技术的单天线设计方案比较，可以看出STS方案使***的误码率性能得到改善。图5中用实线和虚线表示的曲线是多径条件下当基站发射天线数分别为M＝1，2时，期望的SNR与仿真得到的比特误码率的关系曲线。在误码率为10^-2时，理论值和仿真情况的STS***的SNR比单天线***都提高了大约4dB。这里，使用的扩谱码c₁和c₂是长度为128的正交Walsh码，由于多径的存在，它们经过信道延迟后的形式为C₁＝[c₁₁ c₁₂]、C₂＝[c₂₁ c₂₂]，延迟取10个码字。

在前述介绍中，只涉及到单用户***的情况。然而在实际应用中，***是多用户的。由于用户间符号干扰(ISI)的存在，随着用户数量的增多，其干扰影响增大，导致***性能大幅度下降。

下面研究当***为K个用户时的情况，其设计原理和运行环境与前面一致，则第k个用户的发射信号为

$t_1^{\left(k\right)}=b_1^{\left(k\right)}{c}_1^{\left(k\right)}+b_2^{\left(k\right)}{c}_2^{\left(k\right)}$

                                            (公式6)

$t_2^{\left(k\right)}=b_2^{\left(k\right)}{c}_1^{\left(k\right)}-b_1^{\left(k\right)}{c}_2^{\left(k\right)}$

在多径信道(J＝2)衰落下，有信道参数

$H^{\left(k\right)}=\left[\begin{array}{c}{h}_1^{\left(k\right)}\\ h_2^{\left(k\right)}\end{array}\right]$                                     (公式7)

与公式2类似，第k个用户的接收到基站发射给它的信号为

$r^{\left(k\right)}=h_1^{\left(k\right)}\&CenterDot;t_1^{\left(k\right)}+h_2^{\left(k\right)}\&CenterDot;t_2^{\left(k\right)}+n^{\left(k\right)}$

$=\sqrt{\mathrm{\&rho;}}(\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{1j}^{\left(k\right)}(b_1^{\left(k\right)}{c}_{1j}^{\left(k\right)}+b_2^{\left(k\right)}{c}_{2j}^{\left(k\right)})+\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_{2j}^{\left(k\right)}(b_2^{\left(k\right)}{c}_{1j}^{\left(k\right)}-b_1^{\left(k\right)}{c}_{2j}^{\left(k\right)}))+n^{\left(k\right)}$          (公式8)

$=\sqrt{\mathrm{\&rho;}}(C_1^{\left(k\right)}{h}_1^{\left(k\right)}-C_2^{\left(k\right)}{h}_2^{\left(k\right)})b_1^{\left(k\right)}+\sqrt{\mathrm{\&rho;}}(C_2^{\left(k\right)}{h}_1^{\left(k\right)}+C_1^{\left(k\right)}{h}_2^{\left(k\right)})b_2^{\left(k\right)}+n^{\left(k\right)}$

式(8)中的符号表示与式(2)一致。则接收机端总的接收信号为

$r=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(k\right)}$    (K为用户总数)                       (公式9)

类似地，经过解扩谱的信号为

$d_1^{\left(k\right)}={\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^{H}r={\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H\&CenterDot;\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(k\right)}{=\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H{r}^{\left(k\right)}+\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H\&CenterDot;r^{\left(m\right)}$           (公式10a)

$d_2^{\left(k\right)}={\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^{H}r={\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H\&CenterDot;\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(k\right)}{=\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H{r}^{\left(k\right)}+\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H\&CenterDot;r^{\left(m\right)}$           (公式10b)

还原得到的数据流为

${\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{d}_1^{\left(k\right)}-{\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{d}_2^{\left(k\right)}$

$={\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H{r}^{\left(k\right)}+\left({\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(m\right)}\right)$

${-\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H{r}^{\left(k\right)}-\left({\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(m\right)}\right)$                 (公式11a)

${\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{d}_1^{\left(k\right)}+{\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{d}_2^{\left(k\right)}$

$={\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H{r}^{\left(k\right)}+\left({\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_1^{\left(k\right)}\right)}^H\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(m\right)}\right)$

${+\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H{r}^{\left(k\right)}+\left({\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{\left(C_2^{\left(k\right)}\right)}^H\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\left(m\right)}\right)$                 (公式11b)

由式(11)可以看出，

部分是多用户比单用户情况多出来的部分，即得基站两天线至移动台k的多址干扰(MAI)

${\mathrm{NAI}}_1^{\left(k\right)}={\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H\left(C_1^{\left(k\right)}\right)\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(C_1^{\left(m\right)}\right)\left(h_1^{\left(m\right)}\right)$

${\mathrm{NAI}}_2^{\left(k\right)}={\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H\left(C_2^{\left(k\right)}\right)\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(C_2^{\left(m\right)}\right)\left(h_2^{\left(m\right)}\right)$                       (公式12)

从而，总的多址干扰(MAI)为

${\mathrm{MAI}}^{\left(k\right)}={\mathrm{MAI}}_1^{\left(k\right)}+{\mathrm{MAI}}_2^{\left(k\right)}$                               (公式13)

本发明的移动台接收电路中使用扩谱序列C1和C2解扩，h1和h2加权，判决器采用(公式4)的方法判决，实现对MAI的抑制。

多用户时本发明对***误码率有较大的改善。

本发明的***在双发射天线多用户时，第k个移动用户的误码率

$P_{e2}^{\left(k\right)}=Q\left(\sqrt{\frac{{\left(h_1^{\left(k\right)}\right)}^H{R}_{11}^{\left(k\right)}{h}_1^{\left(k\right)}+{\left(h_2^{\left(k\right)}\right)}^H{R}_{22}^{\left(k\right)}{h}_2^{\left(k\right)}}{K/\mathrm{\&rho;}+{\mathrm{MAI}}^{\left(k\right)}}}\right)$               (公式14)

公式14中当K＝1，则蜕变为公式14。所以公式5的双发射天线单用户只是公式14的一种特殊情况。

未采用本发明的***在单发射天线多用户时，第k个移动用户的误码率

$P_{e1}^{\left(k\right)}=Q\left(\sqrt{\frac{{\left(h^{\left(k\right)}\right)}^H{R}_{11}^{\left(k\right)}{h}^{\left(k\right)}}{K/\mathrm{\&rho;}+{\left(h^{\left(k\right)}\right)}^H\left(C^{\left(k\right)}\right)\underset{\underset{m\&NotEqual;k}{m=1}}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(C^{\left(m\right)}\right)\left(h^{\left(m\right)}\right)}}\right)$                 (公式15)

在上述公式中，相关矩阵 $R_{\mathrm{ij}}=C_i^H{C}_j$ 随移动台的空间位置的改变而发生变化，这需要移动台通过信道估计来确定C_i，C_j，进而确定R_ij。

为了验证本发明技术的有效性，采用理论计算(根据式(14)和(15))与链路仿真(蒙特卡洛仿真：基站发送数据10⁵比特，测移动台接收数据的误比特率)，将它与没有采用本发明的单天线***性能进行比较。本发明的仿真未加信道纠错编解码。使用的扩谱码c₁和c₂是长度为64的正交Walsh码，考虑两多径的情况，c₁和c₂经过信道延迟后的形式为C₁＝[c₁₁ c₁₂]、C₂＝[c₂₁ c₂₂]，延迟取10个码字。信道衰减为随机的：如下面仿真16个用户时的信道衰减矩阵

h11(1，2，…，16)＝[0.6552  0.8376  0.6284  0.57470.5947  0.5657  0.7165  0.5113  0.7764  0.51070.8141  0.7006  0.9827  0.8066  0.7036  0.5150]；

h12(1，2，…，16)＝[0.3448  0.1624  0.3716  0.42530.4053  0.4343  0.2835  0.4887  0.2236  0.48930.1859  0.2994  0.0173  0.1934  0.2964  0.4850]；

h21(1，2，…，16)＝[0.8854  0.6649  0.6346  0.86000.5668  0.8230  0.6739  0.9994  0.9616  0.94110.6397  0.5485  0.7382  0.5973  0.9507  0.5711]；

h22(1，2，…，16)＝[0.1146  0.3351  0.3654  0.14000.4332  0.1770  0.3261  0.0006  0.0384  0.05890.3603  0.4515  0.2618  0.4027  0.0493  0.4289]。

(1)***有4个用户的情况

图6(a)中，实线表示STS***的理论误码率随期望的SNR的变化情况，星号所在曲线是STS***的仿真误码率随期望的SNR的变化情况；虚线表示单天线***的理论误码率随期望的SNR变化的情况，圆圈所在曲线是仿真误码率的变化情况。可以看出，当误码率为10^-2时，采用了本发明的***SNR比没有采用这种技术的***SNR在理论值上和仿真值上都增加了大约7.6dB。由于在仿真过程中，产生的噪声是随机的，且对信号进行还原判决使得理论值和仿真值产生误差，因此仿真得到的STS的误码性能相对其理论的误码性能要差些。

(2)***有16个用户的情况

图6(b)表示的是16用户时***的误码性能。容易看出，当SNR大于8dB时，采用了本发明技术的***的误码率迅速降低，而未采用这种技术的***的误码率的理论值和仿真值都保持在20％左右。

同时还可以看到，16用户时的误码性能要比4用户时的要差些，这是因为在信道相关的情况下，用户数增加使多址干扰的影响增大，导致误码性能有所下降。随着用户间的码间干扰在接收信号中所占比重增大，此时未采用本方面方法的***的误码性能已不能接受，而采用本发明技术的***的误码性能仍在正常工作范围，但是要求***的SNR大于14dB。

通过效果图的对比，说明本发明的技术是一种有效的技术，它在一定程度上提高了***的误码率性能。

Claims (7)

1、一种CDMA***空时扩谱方法，该CDMA***包括至少一基站和多个与基站通信的移动台，其特征在于，

基站按照如下步骤得到发射信号：

1)将每个用户的数据流分成奇数据流和偶数据流；

2)扩频器(131，132)和(133，134)对奇数据流和偶数据流分别进行扩频，得到扩频后信号；

3)将扩频后信号相加，得到发射信号t1、t2；

4)由两根天线分别发射信号t1、t2；

移动台接收电路按照如下步骤得到还原数据：

5)对单天线接收的信号用两个匹配滤波器分两路解扩，得到第一解扩后信号和第二解扩后信号；

6)对第一和第二解扩后信号进行信道参数加权，得到第一和第二解扩后信号的合并信号；

7)将两合并信号分别进行判决，得到还原数据。

2、如权利要求1所述CDMA***空时扩谱方法，其特征在于步骤2)中对奇数据流和偶数据流用的扩谱码c1和c2是相互正交的，而且扩谱码c1和c2是由同一个扩谱码c0得到的。

3、如权利要求2所述CDMA***空时扩谱方法，其特征在于对奇数据流和偶数据流扩频使用的扩谱码c1和c2由扩谱码c0得到，c0是有限长度64的Walsh码序列，c₁＝[c₀ c₀]，c₂＝[c₀-c₀]；其中[]表示两码的级联。

4、如权利要求1所述CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，步骤1)和步骤2)之间还包括步骤：调整基站发射的偶数据流与奇数据流之间的时间差，使该时间差等于基站两发射天线间距为射频信号波长的10-15倍时的奇偶数据流的时间差。

5、如权利要求1所述CDMA***空时扩谱方法，其特征在于步骤7)中判决的方法是：移动台接收电路的判决器(341)对第一解扩后信号的合并信号进行判决计算的方法是：

如果判决器(341)输入信号的实部大于零，则输出1，

如果判决器(341)输入信号的实部小于零，则输出-1，

移动台接收电路的判决器(342)对第二解扩后信号的合并信号进行判决计算的方法是：

如果判决器(342)输入信号的实部大于零，则输出1，

如果判决器(342)输入信号的实部小于零，则输出-1。

6、如权利要求1所述CDMA***空时扩谱方法，其特征在于步骤7)中进一步包括：移动台对第一解扩后信号合并信号的判决结果进行延时，然后与第二解扩后信号合并信号的判决结果进行合并，得到还原数据。

7、如权利要求1所述CDMA***空时扩谱方法，其特征在于步骤6)包括移动台估计基站两根天线发射信号的信道参数h1、h2，并分别与第一解扩后信号d1和第二解扩后信号d2相乘，得到d1h1和d2h2；将d1h1与d2h2的反相相加，得到一合并信号，将d2h2与d1h1的反相相加，得到另一合并信号。

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