CN100492837C - 开关稳定器 - Google Patents

Abstract

一种控制信号产生电路(1)包括：比较器(10)，用于比较输出电压V_O与从参考电压源(11)输出的参考电压；触发器(12)，由比较器(10)的输出置位；以及脉冲控制电路(13)，接收输入电压V_IN，参考电压V_REF2和触发器(12)的反相输出，根据输入电压V_IN与参考电压V_REF2之比设置导通时间，并在触发器(12)的输出脉冲上升之后，经过导通时间时，复位触发器(12)。向驱动器逻辑电路(2)输出触发器(12)的输出脉冲，作为控制信号。驱动器逻辑电路(2)根据控制信号执行对NMOS(3，4)的导通/截止控制。

Description

开关稳定器

技术领域

本发明涉及开关稳定器(switching regulator)。

背景技术

在常规开关稳定器中，误差放大器放大参考电压与基于开关稳定器输出电压的电压之间的误差，接着PWM比较器将误差放大器的输出电压与三角波比较，产生PWM信号，然后，根据这个PWM信号，导通或截止DC-DC转换器中包括的开关器件(例如，见以下所列的专利文献1)。但是，不利的是，因为设置在反馈部分的误差放大器执行放大操作，所以如上述配置的开关稳定器不能高速工作。

电流模式控制开关稳定器是能够高速工作的开关稳定器的一个示例。在电流模式控制开关稳定器中，将根据参考电压与基于开关稳定器输出电压的电压之差而偏移的可变电压，与基于其输出电流的电压相比较，接着，产生具有与比较结果一致的占空比的脉冲信号，然后，根据这个脉冲信号，导通或截止DC-DC转换器中包括的开关器件(例如，见以下所列的专利文献2)。

专利文献1：JP-A-2003-219638(图1)

专利文献2：JP-A-2003-219643(图2)

发明内容

本发明要解决的问题

但是，不利的是，电流模式控制稳定器包括反馈控制，来产生根据参考电压与基于开关稳定器输出电压的电压之差而变换的可变电压，因此，其很难以高于特定速度的速度工作。例如，在专利文献2中公开的电流模式控制开关稳定器中，跨导放大器(gm放大器)根据参考电压与开关稳定器的输出电压之差，补偿可变电压，接着，gm放大器根据开关稳定器的输出电压执行放大操作。所以，专利文献2中公开的电流模式控制开关稳定器很难以高于特定速度的速度工作。

考虑到上述缺点，本发明的目的是提供一种控制信号产生电路，用于开关稳定器，来允许其高速工作，并提供一种能够高速工作的开关稳定器。

解决问题的装置

为实现以上目的，根据本发明，用于开关稳定器的控制信号产生电路包括：比较器，对基于开关稳定器的输出电压的电压与参考电压进行比较；触发器，由比较器的输出置位；以及脉冲控制电路，在触发器的输出脉冲上升之后，经过预定的导通时段，复位触发器。这里，控制信号发生电路输出触发器的输出脉冲，作为针对开关器件的控制信号。

(1).一种用于开关稳定器的控制信号产生电路，所述控制信号产生电路包括：

比较器，对基于所述开关稳定器的输出电压的电压与参考电压进行比较；

触发器，由所述比较器的输出来置位；以及

脉冲控制电路，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，复位所述触发器，

其中，所述控制信号产生电路输出所述触发器的输出脉冲，作为包括在开关稳定器内的开关器件的控制信号。

(2).根据(1)所述的控制信号产生电路，其中

所述脉冲控制电路包括：

电流源；

电容器，

晶体管，在所述触发器的输出脉冲为高时，所述晶体管截止，以便将由所述电流源产生的电流作为充电电流馈入到所述电容器，在所述触发器的输出脉冲为低时，所述晶体管导通，以便对所述电容器充电；以及

导通时段设置比较器，对所述电容器的充电电压与第二参考电压进行比较，以及

通过用所述导通时段设置比较器的输出复位所述触发器，来设置导通时段。

(3).根据(1)所述的控制信号产生电路，还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

(4).根据(2)所述的控制信号产生电路，还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

(5).根据(3)所述的控制信号产生电路，还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时、基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

(6).根据(4)所述的控制信号产生电路，还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时、基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

(7).根据(5)所述的控制信号产生电路，还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过了最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过了预定的时段。

(8).根据(6)所述的控制信号产生电路，还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过了最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过了预定的时段。

(9).一种开关稳定器，包括：

DC-DC转换器；

控制信号产生电路，产生与所述DC-DC转换器的输出电压相对应的控制信号；以及

驱动器电路，根据所述控制信号，驱动所述DC-DC转换器中包括的开关器件，

其中，所述控制信号产生电路包括：

比较器，对基于所述开关稳定器的输出电压的电压与参考电压进行比较；

触发器，由所述比较器的输出来置位；以及

脉冲控制电路，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，复位所述触发器，

其中，所述控制信号产生电路输出所述触发器的输出脉冲，作为所述开关器件的控制信号。

(10).根据(9)所述的开关稳定器，其中

所述脉冲控制电路包括：

电流源；

电容器，

晶体管，在所述触发器的输出脉冲为高时，所述晶体管截止，以便将由所述电流源产生的电流作为充电电流馈入到所述电容器，在所述触发器的输出脉冲为低时，所述晶体管导通，以便对所述电容器充电；以及

导通时段设置比较器，对所述电容器的充电电压与第二参考电压进行比较，以及

通过用所述导通时段设置比较器的输出复位所述触发器，来设置导通时段。

(11).根据(9)所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

(12).根据(10)所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

(13).根据(11)所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

(14).根据(12)所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

(15).根据(13)所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过预定的时段。

(16).根据(14)所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过预定的时段。

(17).根据(9)所述的开关稳定器，其中所述参考电压随着所述触发器的输出脉冲而变化，并处于与所述开关稳定器的输出电压实质上相反的相位上。

(18).根据(17)所述的开关稳定器，还包括：

恒压源；以及

电阻器，一端与所述触发器的反相输出端相连，另一端与所述恒压源的输出端相连，

其中所述恒压源与所述电阻器之间的节点处的电压是所述参考电压。

(19).根据(17)所述的开关稳定器，还包括：

恒压源；

可变电流源，根据基于控制信号的信号，改变电流；以及

电阻器，一端与所述恒压源相连，另一端与所述可变电流源相连，

其中所述电阻器与所述可变电流源之间的节点处的电压是所述参考电压。

在结合了如上所述的控制信号产生电路的开关稳定器中，反馈部分简单地执行基于开关稳定器的输出电压的电压与参考电压之间的比较操作，从而允许高速工作。

在如上述配置的控制信号产生电路中，脉冲控制电路可以包括导通时段设置比较器，将与触发器的输出脉冲上升之后经过的时段，和与开关稳定器的输入电压都相对应的电压(受监控电压)，与第二参考电压进行比较。在这种情况下，可以通过用导通时段设置比较器的输出复位触发器，来设置导通时段。

采用这种配置，脉冲控制电路执行受监控电压与第二参考电压之间的比较操作。因此，在结合了这种控制信号产生电路的开关稳定器中，反馈部分主要执行基于开关稳定器的输出电压的电压与参考电压之间的比较操作，以及受监控电压与第二参考电压之间的比较操作，从而允许高速工作。

在任何如上述配置的控制信号发生电路中，还可以设置最大导通时段控制电路，来设置最大导通时段，并在触发器的输出脉冲上升之后经过的最大导通时段时，复位触发器。在这种情况下，可以限制触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

采用这种配置，将触发器的输出脉冲的导通时段限制最大导通时段之内，因此，从控制信号产生电路输出的控制信号的占空比决不会达到使结合了该控制信号产生电路的开关稳定器变得不稳定的水平。因此，即使从控制信号产生电路输出的控制信号的占空比(on-duty)接近100％，也可以使结合了该控制信号产生电路的开关稳定器稳定。

在如上述配置的、包括最大导通时段控制电路的控制信号发生电路中，还可以设置复位防止部分，在触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段，并且基于开关稳定器的输出电压的电压低于参考电压的时候，防止脉冲控制电路的输出复位触发器。

采用这种配置，当开关稳定器的输出电压下降时，防止脉冲控制电路的输出复位触发器。因此，可以减少开关稳定器的输出电压返回预定值所需的时间。

在如上述配置的、包括复位防止部分的控制信号发生电路中，还可以设置置位防止部分，在触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段后，防止比较器的输出置位触发器，直到又经过预定时段。

采用这种配置，即使在开关稳定器的输出电压下降时，也在触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段后，防止比较器的输出置位触发器，直到又经过预定时段。因此，从控制信号产生电路输出的控制信号的占空比决不会达到使结合了该控制信号产生电路的开关稳定器变得不稳定的水平。因此，即使从控制信号产生电路输出的控制信号的占空比接近100％，也可以使结合了该控制信号产生电路的开关稳定器稳定。

为实现以上目的，根据本发明，一种开关稳定器包括：DC-DC转换器；控制信号产生电路，产生与DC-DC转换器的输出电压相对应的控制信号；以及驱动器电路，根据控制信号，驱动DC-DC转换器中包括的开关器件。这里，控制信号产生电路是如上述配置的控制信号产生电路之一。采用这种配置，可以实现高速工作。高速工作使得可以处理更大的电流。

在如上述配置的开关稳定器中，可以在比较器与包括在DC-DC转换器中的输出电容器之间设置电阻器；或者，参考电压可以随着触发器的输出脉冲而变化，并可以处于与开关稳定器的输出电压实质上相反的相位上。

采用前一配置，即使在使用具有低等效串联阻抗的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器时，也可以提高开关稳定器输出电压的纹波电压。因此，即使在使用具有低等效串联阻抗的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器时，也可以在比较器中降低开关延迟期的增加，从而稳定开关稳定器的工作。采用后一结构，即使在使用具有低等效串联阻抗的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器时，也可以稳定开关稳定器的工作，而不会降低开关稳定器输出电压的稳定性。

本发明的优点

根据本发明，可以实现控制信号产生电路，用于开关稳定器，来允许其高速工作，并实现能够高速工作的开关稳定器。

附图说明

[图1]是示出本发明第一实施例的开关稳定器配置的图；

[图2]是示出包括在图1中所示开关稳定器中的控制信号产生电路的配置示例的图；

[图3]是在图1所示开关稳定器和图2所示控制信号产生电路中，在相关点观察的电压和电流的时序图；

[图4]是示出本发明第二实施例的开关稳定器配置的图；

[图5]是示出包括在图4中所示开关稳定器中的脉冲控制电路的配置示例的图；

[图6]是在使用具有低等效串联阻抗的电容器作为输出电容器的情况下，在图1或4所示开关稳定器中，在相关点观察的电压和电流的时序图；

[图7]是示出本发明第三实施例的开关稳定器配置的图；

[图8]是示出本发明第四实施例的开关稳定器配置的图；

[图9]是示出本发明第五实施例的开关稳定器配置的图；

[图10A]是示出图7所示开关稳定器中，在相关点观察的电压波形的图；

[图10B]是示出图9所示开关稳定器中，在相关点观察的电压波形的图；

[图11]是示出本发明第六实施例的开关稳定器配置的图；以及

[图12]是示出图11所示开关稳定器中，在相关点观察的电压波形的图；

参考符号列表

1，1’，100，200，300 控制信号产生电路

2                     驱动器逻辑电路

3，4                            NMOS

5                               齐纳二极管

6                               电容器

7                               线圈

8                               输出电容

9，24                           电阻器

10                              比较器

11                              参考电压源

11a，11b，22                    电阻器

12                              触发器

13                              脉冲控制电路

14                              最大导通时段控制电路

15，17                          或门

16，19                          与门

18，21                          非门

20                              截止时段控制电路

25                              电流源

具体实施方式

以下，将参考附图描述本发明实施例。首先，将描述本发明的第一实施例。图1中示出本发明第一实施例的开关稳定器的配置。

图1中所示的开关稳定器包括控制信号产生电路1、驱动器逻辑电路2、N沟道MOS晶体管(下称“NMOS”或“NMOS晶体管”)3和4、齐纳二极管5、电容器6、线圈7和输出电容器8。这里，假设输入电压V_IN比驱动包括在控制信号产生电路1中的电路的驱动电压V_DD高。在本实施例中，假设输入电压V_IN是+25V，驱动电压V_DD是+5V。在本实施例中，NMOS 3和4、线圈7和输出电容器共同组成DC-DC转换器，DC-DC转换器将输入电压V_IN转换成输出电压V_O所以，输出电压V_O是图1中所示开关稳定器的输出电压，同时也是DC-DC转换器的输出电压。

控制信号发生电路1接收输出信号V_O，然后产生脉冲信号(控制信号)，以发送给驱动器逻辑电路2。驱动器逻辑电路2根据从控制信号产生电路1输出的脉冲信号，导通或截止NMOS 3和4。

当NMOS 3截止，而NMOS 4互补地导通时，充电电流流过肖特基二极管5，通过电容器6的端子进入被施加了驱动电压V_DD的电容器6，从而电容器6两端的电压变成大约+5V。接着，当NMOS 3导通，而NMOS 4互补地截止时，电容器6与NMOS 3之间的节点电压变成+25V，并且电容器6与肖特基二极管5之间的节点电压变成大约+30V。这里，向驱动器逻辑电路2馈入在电容器6与肖特基二极管5之间的节点出现的大约+30V电压。

驱动器逻辑电路2使用通过电容器6与肖特基二极管5之间的节点提供的+30V电压，将从控制信号产生电路1输出的脉冲信号的电平移动到更高的电势。接着，驱动器逻辑电路2向NMOS 3的栅极馈入基于已移动电平的信号的第一驱动信号；驱动器逻辑电路2还将从控制信号产生电路1输出的脉冲信号反相，以向NMOS 4的栅极馈入基于反相信号的第二驱动信号。

线圈7和输出电容器8平滑NMOS 3和4之间的节点电压，从而形成输出电压V_O。

现在，将详细描述作为本发明特征的控制信号产生电路1。控制信号产生电路1包括比较器10、参考电压源11、触发器12和脉冲控制电路13。

比较器10比较输出电压V_O与从参考电压源11输出的参考电压V_REF，以向触发器12的置位端馈入比较输出，作为置位信号。脉冲控制电路13接收输入电压V_IN、参考电压V_REF2和触发器12的反相输出，并根据输入电压V_IN与参考电压V_REF2的比(V_REF2/V_IN)，设置从控制信号产生电路1输出的脉冲信号的导通时段T_ON，以满足以下等式(1)。当在从控制信号产生电路1输出的脉冲信号上升之后，经过导通时段T_ON时，脉冲控制电路13向触发器12的复位端馈入具有频率f的信号，作为复位触发器12的复位信号。然后，向驱动器逻辑电路2馈入触发器12的脉冲输出。可以用带隙电路(bandgap circuit)等设置参考电压V_REF2。

[等式1]

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{V_{\mathrm{REF}2}}{V_{\mathrm{IN}}}\×\frac{1}{f}---\left(1\right)$

图2中示出控制信号产生电路1的配置示例。应该注意，在图2中，用共用参考数字标识图1中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。图2中所示的包括在控制信号产生电路1中的脉冲控制电路13包括：电阻器R1和R2，对输入电压V_IN进行分压；NPN晶体管Q3；电阻器R3，晶体管Q3的发射极电流流过该电阻器；高速放大器AMP1，放大输入电压V_IN的分压电压与电阻器R3两端的电压之间的电压差，然后向晶体管Q3的基极馈入该电压差；电容器C1；电流镜电路，包括PNP晶体管Q1和Q2，并向电容器C1馈入与晶体管Q3的发射极电流相等，或是其预定倍数的充电电流；NMOS晶体管Q4，根据触发器12的反相输出，在电容器C1的充电和放电之间切换；电阻器R4和R5，对参考电压V_REF2进行分压；以及比较器COM1，比较参考电压V_REF2的分压电压与电容器C1两端的电压，以向触发器12的复位端馈入比较输出。

图3中示出在图1所示开关稳定器和图2所示控制信号产生电路中，在相关点观察的电压和电流的时序图。现在，将参考图3，描述图1中所示开关稳定器的工作和图2中所示控制信号产生电路的工作。

当从触发器12的输出端馈入驱动器逻辑电路2的脉冲信号V_Q处于低电平时，NMOS 3截止，NMOS 4互补导通，因此流经线圈7的电流I_L和输出电压V_O都逐渐减小。此时，触发器12的反相输出处于高电平，从而使NMOS晶体管Q4导通，电容器C1两端的电压V_C1为零。因此，从比较器COM1馈入触发器12的复位端的复位信号V_R处于低电平。

接着，当输出电压V_O变得比参考电压V_REF低时，从比较器10馈入触发器12的置位端的置位信号V_S从低变到高。这使得脉冲信号V_Q从低变到高，由此NMOS 3导通，而NMOS 4互补截止。因此，输出电压V_O变得比参考电压V_REF高，从而使置位信号立即返回到低电平。此时，触发器12的反相输出从高变到低，由此NMOS晶体管Q4截止，以开始向电容器C1馈入充电电流。

当作为触发器12的输出的脉冲信号V_Q处于高电平时，流经线圈7的电流I_L、输出电压V_O和电容器C1两端的电压V_C1全部逐渐增加。

接着，当电容器C1两端的电压V_C1达到阈值V_TH(与电阻器R4和R5之间的节点电压相等的电压)时，复位信号V_R从低变到高。这使得脉冲信号V_Q从高变到低。当脉冲信号V_Q变低时，触发器12的反相输出变高。因此，NMOS晶体管Q4导通，电容器C1两端的电压V_C1变为零，从而使复位信号V_R立即返回到低电平。

因为图1所示开关稳定器和图2所示控制信号产生电路如上所述地工作，所以脉冲信号V_Q的导通时段T_ON与电容器C1的充电时段相符合。因此，由以下等式(2)表示脉冲信号V_Q的导通时段T_ON，其中C₁表示电容器C1的电容，i表示通过电容器C1的充电电流，以及R₁到R₅分别表示电阻器R1到R5的电阻。这里，这些电阻满足R₁＝R₄，R₂＝R₅。

[等式2]

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{C_1\×V_{\mathrm{TH}}}{i}$

    $=\frac{C_1\×\frac{R_5}{R_4+R_5}\×V_{\mathrm{REF}2}}{\frac{R_2}{R_1+R_2}\×V_{\mathrm{IN}}\×\frac{1}{R_3}}$

    $=\frac{V_{\mathrm{REF}2}}{V_{\mathrm{IN}}}\×C_1\×R_3---\left[2\right]$

这里，如果开关稳定器具有降压DC-DC转换器，则由上述等式(1)表示用于导通和截止包括在DC-DC转换器中的开关器件的脉冲信号的导通时段T_ON(能量存储在包括在DC-DC转换器中的线圈中的时段)。因此，电容器C1的电容C₁与电阻器R3的电阻值R₃的算术乘积等于脉冲信号V_Q的频率。所以，即使改变输入电压V_IN，脉冲信号V_Q的频率也保持恒定。

在图1所示的开关稳定器中，反馈部分主要执行输出电压V_O与参考电压V_REF之间的比较操作，以及充电电压V_C1与参考电压V_REF2之间的比较操作。这允许高速工作。

以下，将描述本发明的第二实施例。图4中示出本发明第二实施例的开关稳定器的配置。应该注意，在图4中，用共用参考数字标识图1中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。图4中所示开关稳定器与图1中所示的开关稳定器的不同之处在于，用控制信号产生电路1’替代了包括在后者中的控制信号产生电路1。与控制信号产生电路1相比较，在控制信号产生电路1’中额外设置了最大导通时段控制电路14和或门15。向触发器12的复位端，馈入脉冲控制电路13的输出和最大导通时段控制电路14的输出，作为复位信号。

最大导通时段控制电路14接收触发器12的反相输出，并设置从控制信号产生电路1’输出的脉冲信号的最大导通时段T_MAX。当在从控制信号产生电路1’输出的脉冲信号上升之后，经过最大导通时段T_MAX时，最大导通时段控制电路14输出信号，来复位触发器12。

或门15计算脉冲控制电路13的输出和最大导通时段控制电路14的输出之间的或，并向触发器12的复位端馈入该结果，作为复位信号。因此，可以限制从控制信号产生电路1输出的脉冲信号的导通时段T_ON，从而使其不超过最大导通时段T_MAX。

图5中示出控制信号产生电路1’的配置示例。应该注意，在图5中，用共用参考数字标识图2中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。图5所示控制信号产生电路1’中包括的最大导通时段控制电路14包括：第一参考电压源REF1，用于输出第一参考电压V_REF1；NPN晶体管Q7；电阻器R6，晶体管Q7的发射极电流流经该电阻器；放大器AMP2，放大第一参考电压V_REF1与电阻器R6两端的电压之间的电压差，然后向晶体管Q7的基极馈入该电压差；电容器C2；电流镜电路，包括PNP晶体管Q5和Q6，并向电容器C2馈入与晶体管Q7的发射极电流相等，或是其预定倍数的充电电流；NMOS晶体管Q8，根据触发器12的反相输出，在电容器C2的充电和放电之间切换；第二参考电压源REF3，用于输出第二参考电压V_REF3；；以及比较器COM2，比较参考电压V_REF3与电容器C2两端的电压，以向或门15的输入端之一馈入比较输出。

如上所述配置最大导通时段控制电路14，从而由以下等式(3)表示由最大导通时段控制电路14设置的最大导通时段T_MAX，其中，C₂表示电容器C2的电容，R₆表示电阻器R6的电阻值。

[等式3]

$T_{\mathrm{MAX}}=\frac{V_{\mathrm{REF}3}}{V_{\mathrm{REF}1}}\×C_2\×R_6---\left(3\right)$

在图1所示的本发明第一实施例的开关稳定器中，当输入电压变低，使得从控制信号产生电路1输出的脉冲信号的占空比接近100％时，可以用于自举电容器6的充电的时段变得很短，从而使工作不稳定。相反，在图4所示的本发明第二实施例的开关稳定器中，通过限制从控制信号产生电路1’输出的脉冲信号的导通时段T_ON，使其不超过最大T_MAX，可以为自举电容器6的充电获得足够时段。这使得即使在占空比接近100％时，也可以使工作稳定。

下面，将描述本发明的第三实施例。在图1所示的上述开关稳定器以及图4所示的开关稳定器中，输出电压V_O的纹波电压ΔV等于流经线圈7的电流I_L的波动幅度ΔI与输出电容器8的等效串联电阻(以下，“ESR”)的算术乘积。因此，如图6所示，在使用低ESR的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器8的情况下，输出电压V_O的纹波电压ΔV可能变得太小。随着输出电压V_O的纹波电压ΔV变小，输出电压V_O的梯度变小。因此，比较器10的开关延迟期(在输出电压V_O降低到与参考电压V_REF相等之后，直到比较器10的输出变为高电平的时段)变得更长。所以，当输出电压V_O的纹波电压ΔV变得太小时，工作变得不稳定。

如图7所示，将本发明第三实施例的开关稳定器配置设计来解决该缺点。应该注意，在图7中，用共用参考数字标识图4中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。

与图4所示的开关稳定器相比较，图7所示的开关稳定器额外设置了电阻器9。电阻器9的一端与线圈7和比较器10的反相输入端之间的节点相连，电阻器9的另一端与送出输出电压V_O所经过的端子和输出电容器8之间的节点相连。采用这种配置，输出电压V_O的纹波电压ΔV等于将输出电容器8的ESR与电阻器9的电阻之和，乘以流经线圈7的电流I_L的波动幅度ΔI，所计算的值。因此，即使在使用低ESR的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器8时，也可以提高增大电压V_O的纹波电压ΔV，来稳定工作。

虽然输入比较器10的反相输入端的电压是输出电压V_O与电阻器9两端的电压之和，但是该和近似等于输出电压V_O。因此，在本说明中，认为向输入比较器10的反相输入端输入了输出电压V_O。

因为开关稳定器的输出电流流经电阻器9，所以可以将电阻器9用作输出电流检测电阻器。

可以设置外加电阻器替代电阻器9，该外加电阻器的一端与线圈7、比较器10的反相输入端和送出输出电压V_O所经过的端子之间的节点相连，外加电阻器的另一端与输出电容器8相连。不像电阻器9，该外加电阻器不能用作输出电流检测电阻器。

下面，将描述本发明的第四实施例。上述本发明第一实施例的开关稳定器工作，使得从控制信号产生电路1中输出的脉冲信号的导通时段T_ON满足前述等式(1)。因此，当输出电压V_O下降时，不利地，输出电压V_O要花费很长时间回到预定值。输出电压V_O下降越多，输出电压V_O回到预定值所需的时间越长。

如图8所示，将本发明第四实施例的开关稳定器配置设计来解决该缺点。应该注意，在图8中，用共用参考数字标识图4中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。图8中所示开关稳定器与图4中所示的开关稳定器的不同之处在于，用控制信号产生电路100替代了包括在后者中的控制信号产生电路1’。与控制信号产生电路1’相比较，在控制信号产生电路100中额外设置了与门16和19、或门17、非门18和21、以及截止时段控制电路20。复位优先触发器用作触发器12。

比较器10的输出端与与门16的第一输入端相连，并通过非门18与与门19的第一输入端相连。与门16的输出端与触发器12的置位端相连，并与或门17的第一输入端相连。触发器12的输出端与或门17的第二输入端相连，或门17的输出端与驱动器逻辑电路12相连。

触发器12的反相输出端与脉冲控制电路13的输入侧相连，并与最大导通时段控制电路14的输入侧相连。脉冲控制电路13的输出侧和与门19的第二输入端相连，与门19的输出端与或门15的第一输入端相连。最大导通时段控制电路14的输出侧与或门15的第二输入端相连。或门15的输出端15与触发器15的复位端相连，并与截止时段控制电路20的输入侧相连。截止时段控制电路20的输出侧通过非门21，和与门16的第二输入端相连。

正常工作中(当输出电压V_O无下降时)，控制信号产生电路100输出与从图4所示开关稳定器中包括的控制信号产生电路1’输出的脉冲信号相似的脉冲信号。

下面，将描述在输出电压V_O下降时，控制信号产生电路100如何工作。当输出电压V_O下降时，比较器10的输出变高，从而与门19的输出变低。起先，还没经过最大导通时段，因此最大导通时段控制电路14输出低。因此，或门15输出低，非门输出高，从而使与门的输出变高。因此，将触发器12置位，并且从控制信号产生电路100输出的脉冲信号上升。

接着，在从控制信号产生电路100输出的脉冲信号上升后经过导通时段T_ON之后，即使当脉冲控制电路13的输出变高时，与门19的输出保持低。因此，不会复位触发器12。这使得可以缩短输出电压V_O回到预定值所需的时间。

在从控制信号产生电路100输出的脉冲信号上升后经过最大导通时段T_MAX时，最大导通时段控制电路14的输出变高，然后立即回到低电平。这使得在从控制信号产生电路100输出的脉冲信号上升后经过最大导通时段T_MAX之后，直到经过最小截止时段T_MIN，与门16的输出保持低。因此，不会置位触发器12。这使得可以为自举电容器6的充电获得足够的时段。

下面，将描述本发明的第五实施例。在上述本发明第三实施例的开关稳定器中，即使在使用低ESR的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器8时，也可以稳定开关稳定器的工作。但是，因为此时输出电压V_O的纹波电压较大，所以不利地，输出电压V_O不稳定。

如图9所示，将本发明第五实施例的开关稳定器配置设计来解决该缺点。应该注意，在图9中，用共用参考数字标识图7中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。

在图9所示开关稳定器中，与图7所示的开关稳定器相比较，用控制信号产生电路200替代了包括在后者中的控制信号产生电路1’，删除了电阻器9，添加了电阻器22。在控制信号产生电路200中，用电阻器11a和11b替代了控制信号产生电路1’中包括的参考电压源11。电阻器11a和11b组成一端被施加恒定电压V_C、另一端接地的串联电路。比较器10的非反相输入端与电阻器11a和11b之间的节点相连，因此，电阻器11a和11b之间的节点电压用作参考电压V_REF。电阻器22的一端也与电阻器11a和11b之间的节点相连，电阻器22的另一端与NMOS晶体管4的栅极相连。

在图7所示的本发明第三实施例的开关稳定器的情况下，输出电压V_O、参考电压V_REF和向NMOS晶体管4的栅极输出的脉冲信号LG的波形如图10A所示。因此，如果输出电压V_O的纹波电压不大，比较器10难以执行比较操作，导致开关稳定器的工作不稳定。

相反，在图9所示的本发明第五实施例的开关稳定器的情况下，输出电压V_O、参考电压V_REF和向NMOS晶体管4的栅极输出的脉冲信号LG的波形如图10B所示。因此，即使输出电压V_O的纹波电压不大，比较器10也易于执行比较操作，使得开关稳定器的工作稳定。所以，在图9所示的本发明第五实施例的开关稳定器中，即使在使用低ESR的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器8时，也可以稳定开关稳定器的工作，而不会降低输出电压V_O的稳定性。

应该注意，虽然在图9所示的开关稳定器中，电阻器22的另一端与NMOS晶体管4的栅极相连，但是可以采用其它任何配置来实施本发明。例如，当电阻器22的另一端与触发器12的非反相端相连时，也可以获得如上所述的相同优点。设置电容器23来消除噪声。

下面，将描述本发明第六实施例的开关稳定器。该开关稳定器提供与本发明第五实施例的开关稳定器所提供的优点相同的优点。图11是示出本发明第六实施例的开关稳定器的图。应该注意，在图11中，用共用参考数字标识图9中所示的相同部分，并不再重复对该部分的详细描述。

在图11所示开关稳定器中，与图9所示的开关稳定器相比较，用控制信号产生电路300替代了控制信号产生电路200，并删除了电阻器22。在控制信号产生电路300中，与控制信号产生电路200相比较，删除了电容器23，并额外设置了电阻器24和电流源25。电阻为R₂₄的电阻器24的一端与电阻器11a和11b之间的节点相连，电阻器24的另一端与电流源25的一端相连。电流源25的另一端接地，将电阻器24与电流源25之间的节点电压用作参考电压V_REF。电流源25是根据控制信号输出电流的电流源。在该实施例中，从驱动器逻辑电路2向NMOS晶体管3的栅极输出的脉冲信号，用作电流源25的控制信号。

在图11所示的本发明第六实施例的开关稳定器中，电阻器11a和11b之间的节点电压V₁₁、从驱动器逻辑电路2向NMOS晶体管3的栅极输出的脉冲信号HG、输出电压V_O、电流源25的输出电流I₂₅和参考电压V_REF(＝V₁₁-R₂₄×I₂₅)的波形如图12所示。因此，即使输出电压V_O的纹波电压不大，比较器10也易于执行比较操作，使得开关稳定器的工作稳定。所以，在图11所示的本发明第六实施例的开关稳定器中，即使在使用低ESR的电容器(例如，陶瓷电容器)作为输出电容器8时，也可以稳定开关稳定器的工作，而不会降低输出电压V_O的稳定性。

应该注意，虽然在图11所示的开关稳定器中，将从驱动器逻辑电路2向NMOS晶体管3的栅极输出的脉冲信号HG，用作电流源25的控制信号，但是可以采用任何其它配置实施本发明。例如，在将从触发器12的输出端输出的信号用作电流源25的控制信号时，也可以获得如上所述的相同优点。

上述第一到第六实施例涉及具有自举型DC-DC转换器的开关稳定器。不言而喻，本发明可应用于具有任何其它类型DC-DC转换器的开关稳定器。在本发明的全部实施例中，可以用任何其它配置替代齐纳二极管5和电容器6，来获得增强的电压。比较器10可以有滞后，除非其影响导通时段T_ON。

工业实用性

一般而言，可以将根据本发明的开关稳定器应用于电器。

Claims (19)

1.一种用于开关稳定器的控制信号产生电路，所述控制信号产生电路包括：

比较器，对基于所述开关稳定器的输出电压的电压与参考电压进行比较；

触发器，由所述比较器的输出来置位；以及

脉冲控制电路，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，复位所述触发器，

其中，所述控制信号产生电路输出所述触发器的输出脉冲，作为包括在开关稳定器内的开关器件的控制信号。

2.根据权利要求1所述的控制信号产生电路，其中

所述脉冲控制电路包括：

电流源；

电容器，

晶体管，在所述触发器的输出脉冲为高时，所述晶体管截止，以便将由所述电流源产生的电流作为充电电流馈入到所述电容器，在所述触发器的输出脉冲为低时，所述晶体管导通，以便对所述电容器充电；以及

导通时段设置比较器，对所述电容器的充电电压与第二参考电压进行比较，以及

通过用所述导通时段设置比较器的输出复位所述触发器，来设置导通时段。

3.根据权利要求1所述的控制信号产生电路，还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

4.根据权利要求2所述的控制信号产生电路，还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

5.根据权利要求3所述的控制信号产生电路，还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时、基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

6.根据权利要求4所述的控制信号产生电路，还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时、基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

7.根据权利要求5所述的控制信号产生电路，还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过了最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过了预定的时段。

8.根据权利要求6所述的控制信号产生电路，还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过了最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过了预定的时段。

9.一种开关稳定器，包括：

DC-DC转换器；

控制信号产生电路，产生与所述DC-DC转换器的输出电压相对应的控制信号；以及

驱动器电路，根据所述控制信号，驱动所述DC-DC转换器中包括的开关器件，

其中，所述控制信号产生电路包括：

比较器，对基于所述开关稳定器的输出电压的电压与参考电压进行比较；

触发器，由所述比较器的输出来置位；以及

脉冲控制电路，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，复位所述触发器，

其中，所述控制信号产生电路输出所述触发器的输出脉冲，作为所述开关器件的控制信号。

10.根据权利要求9所述的开关稳定器，其中

所述脉冲控制电路包括：

电流源；

电容器，

晶体管，在所述触发器的输出脉冲为高时，所述晶体管截止，以便将由所述电流源产生的电流作为充电电流馈入到所述电容器，在所述触发器的输出脉冲为低时，所述晶体管导通，以便对所述电容器充电；以及

导通时段设置比较器，对所述电容器的充电电压与第二参考电压进行比较，以及

通过用所述导通时段设置比较器的输出复位所述触发器，来设置导通时段。

11.根据权利要求9所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

12.根据权利要求10所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括最大导通时段控制电路，用于设置最大导通时段，并在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段时，复位所述触发器，

其中，限制所述触发器的输出脉冲的导通时段，使其不超过最大导通时段。

13.根据权利要求11所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

14.根据权利要求12所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括复位防止部分，如果在所述触发器的输出脉冲上升之后经过预定的导通时段时，基于所述开关稳定器的输出电压的电压低于所述参考电压，防止所述脉冲控制电路的输出复位所述触发器。

15.根据权利要求13所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过预定的时段。

16.根据权利要求14所述的开关稳定器，其中所述控制信号产生电路还包括置位防止部分，在所述触发器的输出脉冲上升之后经过最大导通时段后，防止所述比较器的输出置位所述触发器，直到又经过预定的时段。

17.根据权利要求9所述的开关稳定器，其中所述参考电压随着所述触发器的输出脉冲而变化，并处于与所述开关稳定器的输出电压实质上相反的相位上。

18.根据权利要求17所述的开关稳定器，还包括：

恒压源；以及

电阻器，一端与所述触发器的反相输出端相连，另一端与所述恒压源的输出端相连，

其中所述恒压源与所述电阻器之间的节点处的电压是所述参考电压。

19.根据权利要求17所述的开关稳定器，还包括：

恒压源；

可变电流源，根据基于控制信号的信号，改变电流；以及

电阻器，一端与所述恒压源相连，另一端与所述可变电流源相连，

其中所述电阻器与所述可变电流源之间的节点处的电压是所述参考电压。

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