CN100479515C - 用于数字电视的判定反馈均衡器及其方法 - Google Patents

Abstract

传统的判定反馈均衡器具有不能正确地判定码元的缺陷，因为简单的限幅器被用作码元检测器。作为码元检测器的判定反馈均衡器使用其追溯深度是1(TBD＝1)的格式编码调制(TCM)解码器，以由此正确地判定码元而没有解码延迟。

Description

用于数字电视的判定反馈均衡器及其方法

技术领域

本发明涉及一种用于数字广播的均衡器，具体涉及一种使用格栅编码调制(TCM)解码器作为码元检测器的地面数字广播的均衡器，所述TCM解码器的追溯深度(Trace Back Depth，TBD)是1(TBD＝1)。

背景技术

在一般的数字广播***中，因为通过有限频率带宽来发送数据，因此会发生时间扩散效应：码元的脉冲能量被扩散到相邻码元的脉冲。

而且，在所发送的数字数据中，由于多径、频率偏移和相位抖动等而会发生码元之间的干扰(ISI)。

数字广播的中继器和接收器使用信道均衡器，具体上使用用于更新滤波系数的判定反馈均衡器，以便自适应地补偿沟道效应。

图1是传统判定反馈均衡器的方框图。如图所示，传统的判定反馈均衡器包括：前馈滤波器(FFF)100和反馈滤波器(FBF)140，用于去除码元之间干扰(ISI)；码元检测器120，用于通过与预定门限值相比较而从滤波的信号检测码元；误差计算单元180，用于计算更新滤波器的系数所使用的误差；训练序列存储单元160，用于存储所接收的数据的预定训练序列。

所述训练序列按照预定间隔被***数字广播数据，并且用于通过估计数字广播信道特征而降低均衡器的判定误差。

因此，如果接收到来自数字广播发送器的预定训练序列，则传统的判定反馈均衡器根据在训练序列存储单元160存储的训练序列而打开作为性能的判定因子和用于确定输出信号的基准的眼图。

如果眼图清楚地打开，则传统的判定反馈均衡器从没有训练序列的数据判定码元。因为FBF 140去除由前一个检测的码元引起的ISI，因此不发生噪音增强，噪音增强经常发生在线性均衡器中。

但是，因为传统的判定反馈均衡器使用简单的限幅器来作为码元检测器，因此它非常依赖于眼图，如果不正确地打开眼图，则容易不正确地检测码元。

如果在码元判定中有误差，则所述误差在通过FBF 140时通过反馈环累积性地在整个均衡器上传播开。所述误差影响码元判定，并且最终降低判定反馈均衡器的可靠性。

另一方面，存在许多试验，用于降低在没有训练序列的数据中的判定反馈均衡器的判定误差。

作为代表，在G.Long的文章、题目为“The LMS Algorithm with DelayedCoefficient Adaptation”，IEEE Trans.Acoust.，Speech，Signal Processing，vol.ASSP-37，on October，1989(“具有延迟的系数适配的最小均方算法”，电气和电子工程师协会会报声音、语音、信号处理，第ASSP-37卷，1989年10月)中提出了一种技术，它使用具有解码延迟的维特比解码器，并且允许均衡器的系数更新具有解码延迟。

而且，在M.V. Eyuboglu的文章、题目为“Detection of Coded ModulationSignals on Linear，Severely Distorted Channels Using Decision-Feedback NoisePrediction with Interleaving”，IEEE Trans.Commun.，vol.COM-36，p.401-409，on April，1988(“使用具有交织的判定反馈噪音预测来在线性、严重失真的信道上检测编码调制的信号”，电气和电子工程师协会会报通信，第COM-36卷，第401-409页，1988年4月)中和在美国专利第4,833,693号中提出了一种技术，它使用维特比解码器，并且通过增加周期交织器和去交织器来解决解码延迟。

但是，因为这些技术使用其延迟值是(TBD-1)的维特比解码器作为码元检测器，因此存在这样的缺陷：不仅需要附加的器件来去除解码延迟，而且需要是在解码中使用的存储器的5倍的存储器，以便获得随后的均衡器部分的足够的性能。

而且，因为美国标准地面数字广播***使用12个TCM编码器，因此所述判定反馈均衡器的实际解码延迟值是12x(TBD-1)。

具有大解码延迟的判定反馈均衡器不适合于需要快速判定所接收的信号的数字广播***。

因此，非常需要从没有训练序列的数据正确地检测码元并且具有小解码延迟的判定反馈均衡器。

附图说明

从下面结合附图给出的本发明优选实施例的下面说明中，本发明的上述和其他目的和特点将会变得清楚，其中：

图1是传统判定反馈均衡器的方框图；

图2是按照本发明的判定反馈均衡器的方框图。

图3是在作为美国地面数字电视标准的8残余边带(VSB)***中的格栅编码调制编码器的方框图和格子图；

图4是用于说明按照本发明的TCM解码器的操作的图；

图5是示出了按照本发明的TCM解码器和传统限幅器的码元误差率的图。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种判定反馈均衡器，用于在没有解码延迟的情况下判定码元，其中，所述判定反馈均衡器使用其追溯深度(TBD)是1(TBD＝1)的格栅编码调制(TCM)解码器来作为判定反馈均衡器的码元检测器。本发明的另一个目的是通过使用绝对距离来作为TCM解码器的解码算法来降低TCM解码器的复杂性。

按照本发明的一个方面，提供了一种用于数字广播的判定反馈均衡器，包括：滤波单元，用于从所接收的信号去除码元之间的干扰(ISI)以产生滤波的信号；码元检测单元，用于从所述滤波器接收被滤波的信号，并且使用格栅解码算法来判定滤波信号的码元而没有解码延迟；以及误差计算单元，用于根据码元检测单元的判定码元来计算误差信号，以便更新滤波系数。

按照本发明的一个方面，提供了一种用于数字电视的判定反馈均衡器，其中，所述判定反馈均衡器根据预定的训练序列来估计信道特征，并且根据所估计的信道特征来判定没有训练序列的发送信号的码元，所述判定反馈均衡器包括：滤波单元，用于从所接收的信号去除码元之间的干扰(ISI)以产生滤波信号，其中，滤波单元根据发送信号和误差信号来更新系数；码元检测单元，用于使用其追溯深度(TBD)是1的格栅解码算法来判定滤波信号的码元；误差计算单元，用于根据所判定的码元和所滤波的信号来计算误差信号。

按照本发明的一个方面，提供了一种用于数字广播的判定反馈均衡方法，包括步骤：a)从所接收的信号去除码元之间的干扰(ISI)以产生滤波的信号；b)接收被滤波的信号，并且使用没有解码延迟的格栅解码算法来判定基于滤波信号的码元；以及c)根据所判定的码元来计算误差信号，以便更新滤波系数。

按照本发明的一个方面，提供了一种用于数字广播的判定反馈均衡方法，其中，所述判定反馈均衡方法根据预定的训练序列来估计信道特征，并且根据所估计的信道特征来判定没有训练序列的发送信号的码元，所述方法包括步骤：a)根据发送信号和误差信号来更新滤波装置的系数，并且去除所述发送信号的干扰；b)使用其追溯深度(TBD)是1的格栅解码算法来判定滤波信号的码元；c)根据所判定的码元和所滤波的信号来计算误差信号。

在包括本发明的领域的那些技术人员可以容易地从本发明的详细说明和权利要求识别出其他目的和益处。

具体实施方式

对于在本说明书中提供的条件术语和实施例的使用仅仅意欲使得本发明的思想被理解，它们不限于在说明书中所述的实施例和条件。

另外，应当明白，对于本发明的原理、观点和实施例以及特定实施例的详细说明包括与它们等同的结构和功能。所述等同内容不仅包括当前公知的等同内容，而且包括要在未来开发的那些内容，即被发明来执行同一功能的所有器件，而不论它们的结构如何。

从参照附图给出的实施例的如下说明中，本发明的其他目的和方面将变得清楚。

图2是示出了按照本发明的判定反馈均衡器的方框图。如图所示，按照本发明的判定反馈均衡器包括：前馈滤波器(FFF)200和反馈滤波器(FBF)240，用于去除信号的码元之间的干扰(ISI)；格栅编码调制(TCM)解码器220，其追溯深度(TBD)是1(TBD＝1)，用于检测滤波信号的码元；误差计算单元280，用于计算误差信号；训练序列存储单元260，用于存储所接收的数据的预定训练序列。

在滤波器的输入信号x[k]和滤波器的输出信号y[k]之间的关系被方程(1)表达。

$y\left[k\right]=\underset{i=1}{\overset{N_b-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i\left[k\right]x[k-i]-\underset{j=1}{\overset{N_a-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_j\left[k\right]\hat{y}[k-j]$         方程1

其中，N_b是FFF 200的系数的数量，N_a是FBF 240的系数的数量，b_i[k](i＝0，...，N_b-1)是在时间k的前向均衡器抽头，a_j[k](j＝0，..，N_a-1)是在时间k的反馈抽头，

是其码元由按照本发明的TCM解码器220判定的信号。

误差计算单元280按照方程(2)来计算误差信号，用于更新滤波器的系数。

$e\left[k\right]=\hat{y}\left[k\right]-y\left[k\right]$              方程2

根据由误差计算单元280计算的e[k]，FFF 200和FBF 240按照方程(3)来更新系数。

b_i[k+1]＝b_i[k]+μe[k]x[k-i]

                                                    方程3

$a_j[k+1]=a_j\left[k\right]-\mathrm{\μe}\left[k\right]\hat{y}[k-j]$

其中，μ是步长和用于判定在稳定状态中的均方误差(MSE)和收敛速率的值。

如果所述步长大，则均衡器的收敛速率快，并且在稳定状态中的残余MSE大。如果所述步长小，则在稳定状态中的残余MSE小，并且均衡器的收敛速率快。

同时，按照本发明的判定反馈均衡器使用在训练序列存储单元260中存储的预定训练序列来打开眼图，然后当接收到非训练数据信号时根据所述眼图来检测码元。

因此，如果有判定误差，则因为所述误差在反馈环中累积并且在通过FBF

240的同时传播开。所以所述误差对于码元判定影响很大。

因此，本发明使用其TBD是1(TBD＝1)的TCM解码器来作为码元检测器，可以在接收非训练数据信号期间正确地检测码元。

而且，当眼图由于远距离引起的切断的环境而不能打开时，按照本发明的TCM解码器可以正确地检测码元。

以下，将使用美国地面数字电视标准的一个示例、即8残余边带(VSB)***来说明本发明。具体上，按照本发明的均衡器可以用于美国地面数字电视广播***的中继器和接收器中。但是，很显然，对于本领域的普通技术人员而言，本发明的精神不限于所述美国地面数字电视广播***。

8-VSB***使用313段的一个段来作为训练序列，其发送码元是±1、±3、±5、±7，它们是一维的码元，不像二维星座的正交调幅(QAM)那样。

图3是在作为美国地面数字电视标准的8-VSB***中的TCM编码器的方框图和格子图。美国地面数字电视标准使用12个TCM编码器300来执行信道编码。

如图所示，在格子图320中，实线321示出了当卷积编码器310的输入信号x₁是0(x₁＝0)时的存储器的状态转移，虚线322示出了当卷积编码器310的输入信号x₁是1(x₁＝1)时的存储器的状态转移。

由TCM编码器300编码的所编码数字TV信号被发送到数字广播***的中继器和接收器。

使用按照本发明的判定反馈均衡器来判定所接收的数字TV信号，以由此产生正确的码元。

图4是描述按照本发明的TCM解码器的图。

假定在初始状态中发送信号(1.0，1.0，1.0，-3.0，-5.0)，其中，存储器是TCM编码器300的0(m₁＝0，m₀＝0)。

同样，假定通过FFF 200和FBF 240并且被输入到码元检测器的信号是(1.7，-0.4，2.5，-1.8，-5.2)。

在此，因为传统的码元检测器是简单的限幅器，因此它将输入信号与一个8-VSB门限值相比较，并且将最接近的门限值判定为一个码元。传统限幅器的输出信号是(1.0，-1.0，3.0，-1.0，5.0)。

因此，按照传统技术，显然，通过将所检测的信号(1.0，-1.0，3.0，-1.0，5.0)与发送信号(1.0，1.0，1.0，-3.0，-5.0)相比较而错误地判定了三个码元。

但是，因为按照本发明的判定反馈均衡器使用其TBD是1(TBD＝1)的TCM解码器220来作为码元检测器，所以按照本发明的判定反馈均衡器可以大大地减少码元的判定误差而没有解码延迟。

具体上，按照本发明的TCM解码器220根据在输入信号y[k]中的4个码元对中的累积绝对距离410和格子图320来检测码元。因为计算所述绝对距离的处理与一般TCM解码的乘方计算相比较要简单，因此它可以降低TCM解码器220的复杂性。

按照方程4来计算按照本发明的绝对距离。

绝对距离＝|y[k]-D_i|，i＝0，1，2，3方程(4)

其后，TCM解码器选择在所计算的绝对距离对410中的最近的绝对距离420，并且通过将先前计算的累积绝对距离与在格子图中出现的每个状态的绝对距离相加来计算新的累积绝对距离。

其后，在时间索引k，选择在格子图中出现的状态中具有最小累积绝对值的状态，并且从转变到格子图的所选择状态中的一个节点获得所确定的码元。

TCM解码器220在每个时间索引k重复地进行所述处理，并且参见图4，其码元被TCM解码器220提取的信号是(1.0，1.0，1.0，-3.0，-5.0)。

因此，显然，由按照本发明的TCM解码器220判定的信号(1.0，1.0，1.0，-3.0，-5.0)等于发送信号(1.0，1.0，1.0，-3.0，-5.0)。

如上所述，本发明使用其TBD是1(TBD＝1)的TCM解码器220来作为码元检测器，以便它可以正确地判定码元而没有解码延迟，具体上，它通过在TCM解码处理中使用绝对距离而降低了TCM解码器的复杂性。

图5是描述在按照本发明的TCM解码器220和传统均衡器的码元判定误差之间的比较结果的图。

其TBD是1(TBD＝1)的TCM解码器220和按照本发明通过使用绝对距离来降低复杂性的TCM解码器220的码元误差率520、530比传统的限幅器510的码元误差率小得多。

按照本发明，其TBD是1(TBD＝1)的判定反馈均衡器可以正确地判定码元而没有解码延迟。

另外，在本发明中，通过使用绝对距离来作为TCM解码器的解码算法，降低了TCM解码器220的复杂性。

而且，通过降低码元检测器的码元判定误差，可以提高判定反馈均衡器的收敛速率和大大降低在收敛后在稳定状态中的MSE。

因此，所述判定反馈均衡器可以用于数字电视***的中继器和接收器中。

虽然已经参照特定的优选实施例而说明了本发明，但是对于本领域的技术人员显然，可以在不脱离所附的权利要求限定的本发明的范围的情况下，进行各种改变和修改。

Claims (12)

1.一种用于数字广播的判定反馈均衡器，包括：

滤波装置，用于从所接收的信号去除码元之间的干扰(ISI)以产生滤波的信号；

码元检测装置，用于从所述滤波器接收被滤波的信号，并且使用格栅解码算法来判定滤波信号的码元而没有解码延迟；以及

误差计算装置，用于根据码元检测装置的判定码元来计算误差信号，以便更新滤波系数，

其中，码元检测装置使用格栅编码调制(TCM)解码器，其追溯深度(TBD)是1(TBD＝1)。

2.按照权利要求1的判定反馈均衡器，其中，所述格栅解码算法使用在滤波信号和格栅码元D_i之间的最小绝对距离。

3.按照权利要求2的判定反馈均衡器，其中，格栅码元D_i是8-残余边带(VSB)码元对，D₀＝-7或+1，D₁＝-5或+3，D₂＝-3或+5和D₃＝-1或+7。

4.一种用于数字电视的判定反馈均衡器，其中，所述判定反馈均衡器根据预定的训练序列来估计信道特征，并且根据所估计的信道特征来检测没有训练序列的发送信号的码元，所述判定反馈均衡器包括：

滤波装置，用于从所接收的信号去除码元之间的干扰(ISI)以产生滤波信号，其中，滤波装置根据发送信号和误差信号来更新系数；

码元检测装置，用于使用其追溯深度(TBD)是1的格栅解码算法来判定滤波信号的码元；

误差计算装置，用于根据所判定的码元和所滤波的信号来计算误差信号。

5.按照权利要求4的判定反馈均衡器，其中，所述格栅解码算法使用在滤波器的输出信号和格栅码元D_i之间的最小绝对距离。

6.按照权利要求5的判定反馈均衡器，其中，格栅码元D_i是8-残余边带(VSB)码元对，D₀＝-7或+1，D₁＝-5或+3，D₂＝-3或+5和D₃＝-1或+7。

7.一种用于数字广播的判定反馈均衡方法，包括步骤：

a)从所接收的信号去除码元之间的干扰(ISI)以产生滤波的信号；

b)接收被滤波的信号，并且使用没有解码延迟的格栅解码算法来判定基于滤波信号的码元；以及

c)根据所判定的码元来计算误差信号，以便更新滤波系数，

其中，步骤b)包括步骤：

b1)使用格栅编码调制(TCM)解码器，其追溯深度(TBD)是1(TBD＝1)。

8.按照权利要求7的方法，其中，所述格栅解码算法使用在滤波信号和格栅码元D_i之间的最小绝对距离。

9.按照权利要求8的方法，其中，格栅码元D_i是8-残余边带(VSB)码元对，D₀＝-7或+1，D₁＝-5或+3，D₂＝-3或+5和D₃＝-1或+7。

10.一种用于数字广播的判定反馈均衡方法，其中，所述判定反馈均衡方法根据预定的训练序列来估计信道特征，并且根据所估计的信道特征来判定没有训练序列的发送信号的码元，所述方法包括步骤：

a)根据发送信号和误差信号来更新滤波装置的系数，并且利用滤波装置去除所述发送信号码元之间的干扰以产生滤波信号；

b)使用其追溯深度(TBD)是1的格栅解码算法来判定滤波信号的码元；

c)根据所判定的码元和所滤波的信号来计算误差信号。

11.按照权利要求10的方法，其中，所述格栅解码算法使用在滤波信号和格栅码元D_i之间的最小绝对距离。

12.按照权利要求11的方法，其中，格栅码元D_i是8-残余边带(VSB)码元对，D₀＝-7或+1，D₁＝-5或+3，D₂＝-3或+5和D₃＝-1或+7。

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