CN100477468C - 直流-交流变换装置及其控制器ic - Google Patents

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Abstract

在变压器的初级线圈设有半导体开关电路，通过PWM控制该半导体开关电路的各开关，进行定电流和定电压控制，向连接在次级线圈的CCFL等负荷供给交流电力。该逆变器电路中设有用于定电压控制和定电流控制的慢起动共通控制电路，共通进行PWM控制的慢起动。由此抑制起动时的过大电压和涌入电流。

Description

直流-交流变换装置及其控制器IC
技术领域
本发明涉及从电器设备附属的电源适配器和电池等直流电源发生供驱动负荷的交流电压的直流-交流变换装置(以下称逆变器)及其控制器IC。
背景技术
作为笔记本电脑的液晶显示屏及液晶电视接收机的显示屏的背光光源一般采用冷阴极荧光灯(以下称CCFL)。这种CCFL和通常的热阴极荧光灯具有大致同样的高效率和长寿命，而且省去了热阴极荧光灯所需的灯丝。
为了使CCFL起动并工作需要较高的交流电压。例如，起动电压约1000V，工作电压约600V。用逆变器从笔记本电脑及液晶电视接收机等的直流电源产生这样的高压交流电压。
以往，作为CCFL用逆变器，一般采用罗耶(Royer)电路。这种罗耶电路由可饱和磁芯变压器、控制晶体管等所构成。利用可饱和磁芯变压器的非线性导磁率、控制晶体管的非线性电流增益特性而自动起振。罗耶电路本身不需要外部时钟及驱动电路等。
但是，罗耶电路基本上是一种固定电压逆变器，在输入电压及负荷电流变化的情况下不能维持固定的输出电压。因此需要用稳压调整电路向罗耶电路供给电力。由于这一情况，采用罗耶电路的逆变器难以小型化，并且功率变换效率也低。
专利文献(特开平10-50489号公报)提案一种高功率变换效率的CCFL用逆变器。该逆变器的变压器的初级线圈串联有第1半导体开关，串联连接的第2半导体开关和电容器与变压器的初级线圈并联连接，并且耦合电容器及负荷与变压器的次级线圈并联连接。进而由来自控制电路的控制信号控制第1、第2半导体开关的导通关断，从而向负荷提供交流电力。
此外，还有提案用4个半导体开关组成全桥式(也称H桥式)CCFL用逆变器(参见美国专利文献第6259615号的说明书)。这种逆变器中，变压器的初级线圈通过串联接续的共振用电容器，连接全桥电路的输出端，负荷接在变压器的次级线圈。构成全桥电路的4个半导体开关中，由第1组的2个半导体开关在初级线圈形成第1方向的电流经路，由第2组的2个半导体开关在初级线圈形成第2方向的电流经路。进而，由控制电路向全桥电路的半导体开关供给脉冲宽度固定、脉冲相对位置受控制的控制信号来调整对负荷的供给电力。此外，检测变压器的次级线圈的电压，进行过电压保护。
以往的逆变器虽然进行了定电流控制和过电压保护，但是逆变器起动时，由于定电流控制环路的迟延及过电压保护的动作迟延的影响，作为负荷的CCFL上会流过过大电流，或施加过高电压。该过大电流及过高电压给与负荷CCFL以过荷压力，成为其寿命低下的原因。此外，变压器、半导体开关、电池电源等主电路设备也必须使用能耐受过大电流的元件。
发明内容
鉴于此，本发明的目的在于，提供一种在次级线圈接有负荷的变压器的初级线圈上设有半导体开关电路，对该半导体开关电路的各开关用脉冲宽度调制(PWM)进行定电流控制及定电压控制的同时，与定电流控制环路的迟延及过电压保护的动作迟延无关，可以防止起动时流过过大涌入电流或施加过高电压的逆变器及其控制器IC。
本发明的逆变器由以下各部件所构成：直流电源；具有初级线圈和至少1个次级线圈的变压器；使电流从所述直流电源向所述初级线圈在第1方向和第二方向上交互流动的半导体开关电路；与所述次级线圈连接的负荷；检测所述负荷的流过电流，产生电流检测信号的电流检测电路；检测所述负荷的施加电压，产生电压检测信号的电压检测电路；产生三角波信号的三角波信号发生电路：产生起动时缓慢增加的慢起动电压信号的慢起动电路；PWM控制信号发生电路，它接收所述三角波信号、所述电流检测信号、所述电压检测信号以及所述慢起动电压信号，根据所述电流检测信号和所述电压检测信号获得误差信号，按照误差信号和所述慢起动电压信号的大小自动选择其中之一的信号，并将其与所述三角波信号进行比较而产生PWM控制信号。本发明的逆变器根据所述PWM控制信号使所述半导体开关电路进行开关动作。
本发明的控制器IC用于驱动半导体开关电路，控制供给负荷的交流电力。它由以下功能模块所构成：连接外接起振用电容器和起振用电阻，产生三角波信号的三角波发生模块；连接外接起动用电容器，产生起动时缓慢增加的慢起动电压信号的慢起动模块；PWM控制信号发生电路，它接收所述三角波信号、检测流过所述负荷的电流得到的电流检测信号、检测施加到所述负荷的电压得到的电压检测信号以及所述慢起动电压信号，根据所述电流检测信号和所述电压检测信号获得误差信号，按照误差信号和所述慢起动电压信号的大小自动选择其中之一的信号，并将其与所述三角波信号进行比较而产生PWM控制信号。本发明的控制器IC根据所述PWM控制信号使所述半导体开关电路进行开关动作。
并且，所述PWM控制信号发生电路具有以下各功能模块：误差信号发生电路，根据基于所述电流检测信号和电流基准信号之差的电流误差信号与基于所述电压检测信号和电压基准信号之差的电压误差信号的大小，自动选择电流误差信号或电压误差信号其中之一的信号，作为所述误差信号输出；PWM信号比较器，它输入所述三角波信号、所述误差信号以及所述慢起动电压信号，根据所述误差信号和所述慢起动电压信号的大小，自动选择其中之一的信号并将其与所述三角波信号进行比较，输出所述PWM控制信号。
并且，所述误差信号发生电路包含有将所述电流检测信号和所述电流基准信号进行比较，产生第1误差输出的第1误差放大器、将所述电压检测信号和所述电压基准信号进行比较，产生第2误差输出的第2误差放大器、由第1误差输出所控制的第1控制器件、由第2误差输出所控制的第2控制器件，所述第1控制器件的输出端和所述第2控制器件的输出端相互连接，从该相互连接点输出所述误差信号。
并且，所述相互连接点和所述第1误差放大器的电流检测信号输入端之间连接有第1反馈电容器，而且，所述相互连接点和所述第2误差放大器的电压检测信号输入端之间连接有第2反馈电容器。
根据本发明，对供给负荷的电压及电流进行PWM控制，分别使其成为定电压或定电流的逆变器及其控制器IC中，由于共通进行慢起动控制，当CCFL等负荷起动时，可以在抑制异常过电压发生的同时，防止负荷电流的增大。因此，在延长CCFL寿命的同时，可减轻对变压器、半导体开关电路、电池电源等构成部件的过荷压力。
并且，由于将输出电流相关的第1误差信号和输出电压相关的第2误差信号集约为共通的信号，从而使该共通的误差信号作为反馈电压反馈时的反馈路径单一化，特别是使用IC外部的外接反馈器件时，可以减少所需的反馈端子。
并且，和慢起动电路配合动作产生慢起动电压的电容器是IC外部的外接电容器，因此可以调节该电容器的容量，根据负荷的特性将慢起动的上升时间设定在最佳状态。
附图说明
图1是表示本发明实施方式的逆变器总体构成图。
图2是表示图1所用的控制器IC的内部构成图。
图3是说明起动时慢起动的电路图。
图4表示PWM比较器214内部电路的构成例。
图5是说明起动时慢起动的动作过程的特性图。
具体实施方式
以下，参照附图就本发明的从直流电源产生驱动负荷用交流电压的逆变器及其控制器IC的最佳实施方式加以说明。
图1是表示用绝缘变压器、全桥开关电路进行PWM控制的本发明实施方式的逆变器总体构成图，图2是所用的控制器IC(即、逆变器控制用IC)的内部构成图。
图1中，由作为第1开关的P型场效应晶体管MOSFET(以下称PMOS)101和作为第2开关的N型场效应晶体管MOSFET(以下称NMOS)102形成流向变压器TR初级线圈105的第1方向的电流路径。还有，由作为第3开关PMOS103和作为第4开关的NMOS104形成流向变压器TR初级线圈105的第2方向电流路径。这些PMOS101、103、NMOS102、104分别带有体二极管(即反向栅极二极管)。由于体二极管的作用，可以流过与本来的电流路径相反方向的电流。另外设置和体二极管起同样作用的二极管也是可以的。
直流电源BAT的电源电压VCC经PMOS101、103、NMOS102、104供给变压器TR的初级线圈，在其次级线圈106感应出与线圈匝比相应的高电压。该感应发生的高电压被供给冷阴极荧光灯FL，冷阴极荧光灯FL便点灯。
电容器111、112和电阻117、118一起用于检测施加在冷阴极荧光灯FL的电压，并反馈给控制器IC200。电阻114、115用于检测流过冷阴极荧光灯FL的电流，并反馈给控制器IC200。此外，电容器111的电容量和变压器TR的电感成分用于产生共振、冷阴极荧光灯FL的寄生电容也参与共振。113、116、119、120均为二极管。151、152是电源电压稳定用的电容器。
控制器IC200有多个输入输出管脚。第1管脚1P是PWM方式和间歇动作方式的切换端子。该第1管脚1P输入从外部决定动作方式切换以及间歇方式时的占空比的占空比信号DUTY。第2管脚2P是连接间歇方式振荡器(BOSC)的振荡频率设定用电容器的接续端子。该第2管脚2P连接有设定用电容器131，在此产生间歇方式用三角波信号BCT。
第3管脚3P是连接PWM方式振荡器(OSC)的振荡频率设定用电容器的接续端子。该第3管脚3P连接有设定用电容器132，在此产生PWM方式用三角波信号CT。第4管脚4P连接有设定用电阻133，与其电位RT及电阻值相应的电流流过。第5管脚5是接地端子，处于地电位GND。
第6管脚6P是设定第3管脚3P的充电电流的设定电阻接续端子。该第6管脚6P连接有设定用电阻134，由控制器IC200的内部电路的控制决定该电阻134是与设定用电阻133并联连接还是分离。该第6管脚6P的电位是地电位或者是第4管脚4P的电位RT。第7管脚7P是设定定时器闩锁电路用设定电容的接续端子。该第7管脚7P连接有决定内部保护动作用的动作时限用的电容器135，产生与电容器135的电荷相对应的电位SCP。
第9管脚9P是第1误差放大器用的输入端子。该第9管脚9P通过电阻140输入冷阴极荧光灯FL电流对应的电流检测信号(以下称检测电流)IS，该检测电流IS输入至第1误差放大器。第8管脚8P是第1误差放大器用的输出端子。该第8管脚8P和第9管脚9P之间接有电容器136。该第8管脚8P的电位为反馈电压FB、亦为用于PWM控制的控制电压。以下，各电压如无特别申明，均以地电位作为基准。
第10管脚10P是第2误差放大器用的输入端子。该第10管脚10P通过电阻139输入与施加在冷阴极荧光灯FL上的电压对应的电压检测信号(以下称检测电压)VS，该检测电压VS输入至第2误差放大器。第10管脚10P和第8管脚8P之间接有电容器137。
第11管脚11P是起动及起动时间设定端子。该第11管脚11P通过电阻143和电容器142的作用，施加起动信号ST被延迟，噪声得到抑制的信号STB。第12管脚12P是电容器接续端子，连接设定慢起动时间用的电容。电容器141接在该第12管脚12P和地之间，产生起动时徐徐上升的慢起动用电压SS。
第13管脚13P是同步用端子，与其他控制器IC协同动作时连接该端子。第14管脚14P是内部时钟输入输出端子，与其他控制器IC协同动作时连接该端子。
第15管脚15P是外接FET驱动电路的接地端子。第16管脚16P是输出NMOS102的栅极驱动信号N1的端子。第17管脚17P是输出NMOS104的栅极驱动信号N2的端子。第18管脚18P是输出PMOS103的栅极驱动信号P2的端子。第19管脚19P是输出PMOS101的栅极驱动信号P1的端子。第20管脚20P是输入电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部构造的图2中，OSC模块201产生其周期由第3管脚3P连接的电容器132和第4管脚4P连接的电阻133、134所决定的PWM三角波信号CT，供给PWM比较器214。OSC模块201还产生内部时钟供给逻辑模块203。
BOSC模块202是间歇方式用三角波信号振荡电路，产生其周期由第2管脚2P连接的电容器131所决定的间歇方式用三角波信号BCT。间歇方式用三角波信号BCT的频率设定在显著低于PWM三角波信号CT的频率上(BCT频率＜CT频率＝。比较器221对供给第1管脚1P的模拟(直流电压)占空比信号DUTY与三角波信号BCT进行比较。该比较器221的比较输出信号经或电路239驱动NPN晶体管(以下称NPN)234。此外，当供给第1管脚1P数字(PWM方式)方式占空比信号DUTY时，第2管脚2P接电阻，由BOSC模块202产生间歇方式用规定电压。
逻辑模块203输入PWM控制信号，按照规定的逻辑生成开关驱动信号。输出模块204按照来自逻辑模块203的开关驱动信号，生成栅极驱动信号P1、P2、N1、N2，施加在PMOS101、103、NMOS102、104的栅极。
慢起动模块205的动作过程为：当启动信号ST被输入并由于电容器142、电阻143的作用缓慢上升的电压STB即比较器217的输入信号超过基准电压Vref6时，慢起动模块205由比较器217的输出而启动。比较器217的输出使逻辑模块203成为驱动可能状态。还有，249是反相电路。并且，比较器217的输出通过或电路243将触发器电路242复位。慢起动模块205一旦启动，慢起动电压SS徐徐上升，作为比较信号输入给PWM比较器214。因此，起动时PWM控制按照慢起动电压SS而进行。
此外，起动时，在比较器216的输入超过基准电压Vref5的时刻，通过或电路247关断NMOS246。由此，使电阻134切离，变更PWM用三角波信号CT的频率。并且，比较器213的输出也输入至或电路247。
第1误差放大器211将与冷阴极荧光灯FL电流成正比的检测电流IS和基准电压Vref2(例如1.25V)进行比较，由其误差对应的输出信号来控制和恒流源I1相接的晶体管NPN235。该NPN235的集电极和第8管脚8P相接，该接续点(即第8管脚8P)的电位成为反馈电压FB，作为比较输入信号送至PWM比较器214。
PWM比较器214中，将三角波信号CT和反馈电压FB或者慢起动电压SS中较低一方的电压进行比较，产生PWM控制信号，经由逻辑与电路248供给逻辑模块203。在起动结束后的运行状态下，三角波信号CT和反馈电压FB作比较，流过冷阴极荧光灯FL的电流被自动控制在设定的电流。
此外，由于第8管脚8P和第9管脚9P之间接有电容器136，反馈电压FB平滑地增大或减小。因此，PWM控制可以无冲击圆滑地进行。
第2误差放大器212将与冷阴极荧光灯FL电压成正比的检测电压VS和基准电压Vref3(例如1.25V)进行比较，由其误差来控制双集电极构造的晶体管NPN238，NPN238的双集电极之一和恒流源I1相接。因为该NPN238的集电极也和第8管脚8P相接，反馈电压FB也受检测电压VS所控制。因此，比较器212以及NPN238构成控制反馈信号FB的反馈信号控制电路。
当反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如3V)时，PNP晶体管(以下称PNP)231关断，限制反馈电压FB的过度上升。
比较器215将由电阻240、241的分压电压和基准电压Vref7(例如2.2V)进行比较，在电源电压VCC达到规定值时，其输出反相，经由逻辑或电路243将FF电路242复位。
比较器218将慢起动电压SS和基准电压Vref8(例如2.2V)进行比较，电压SS变大时，经由与电路244以及或电路239使NPN234导通。由于NPN234的导通，二极管232被恒流源I2反向旁路，其结果使第1误差放大器211的正常动作成为可能。因此，NPN 234、二极管232以及电流源I2构成切换间歇控制和脉冲宽度调制方式的控制方式切换电路。
比较器219当双集电极的另一端与恒流源I3连接的NPN238由第2误差放大器212导通时，其集电极电压低于基准电压Vref9(例如3.0V)，比较器输出反转。比较器220将反馈电压FB和基准电压Vref10(例如3.0V)进行比较，当反馈电压FB变高时，比较器输出翻转。将比较器219、220的输出以及比较器218的输出的翻转信号经由逻辑或电路245加至定时器模块206，计量规定的时间后输出。该定时器模块206的输出使FF242置位，FF242电路的Q输出使逻辑模块203停止动作。
接下来，参照图3、图4以及图5，说明如上所述构成的逆变器的动作特别是起动时的动作。图3是从图1及图2取出慢起动相关部分的说明用电路图。图4表示其PWM比较器214的内部电路构成例。图5是说明慢起动动作的特性图。
参照图4可见，PWM比较器214中，恒流源I11分别和电流差动PNP晶体管(以下称PNP)Q1、Q 2串联联接，该PNPQ1、Q2又分别和NPN晶体管(以下称NPN)Q3、Q4串联连接。NPNQ3、Q4的基极相互连接，NPNQ4的基极和集电极相互连接，构成电流镜像电路。并联连接的PNPQ5、Q6和恒流源I12串联连接，该串联连接点与PNPQ1的基极连接。PNPQ7和恒流源I13串联连接，该串联连接点与PNPQ2的基极连接。
进而，向PNPQ5的基极供给反馈电压FB、PNPQ6的基极供给慢起动电压SS、PNPQ7的基极供给三角波信号CT，从PNPQ1和NPNQ3的连接点取出PWM控制信号。由此，慢起动电压SS和反馈电压FB之中低的一方与三角波信号CT进行比较。作为比较结果得到PWM控制信号。
电源电压VCC供给控制器IC200。三角波信号起振用OSC模块201、电容器132和电阻133构成三角波信号发生电路。从该三角波信号发生电路产生其频率由电容器132的电容量和电阻133的电阻值所决定的三角波信号CT。该三角波信号CT被送至PWM比较器214的(+)输入端。
输入至PWM比较器214的2个(-)输入端之一的反馈电压FB通过由电源电压VCC供电，恒流源I1、NPN235、NPN238所构成的共通化回路向高值(上限值)变化，同时该反馈电压FB的值会由于PNP231和基准电压Vref1的作用而被限制在一定值。
但是，PWM比较器214的另一个(-)输入端输入的慢起动电压SS因为没有收到起动信号ST而电压为0。因为PWM比较器214的输入信号反馈电压FB和慢起动电压SS中低的一方优先起作用，因此从PWM比较器214还不会输出PWM控制信号。
在时刻t1，起动信号ST由外部供给慢起动模块205。由该起动信号ST驱动慢起动模块205内部的恒流源，其定电流开始流入电容器141。由于电容器被该定电流充电，慢起动电压SS以规定的斜率开始直线上升。即慢起动动作开始。
在PWM比较器214，缓慢上升的慢起动电压SS和三角波信号CT进行比较，从PWM比较器214输出与慢起动电压SS的值对应的PWM控制信号。该PWM控制信号经由逻辑模块203、输出模块204供给MOSFET101至104，进行逆变器动作。
作为逆变器负荷的冷阴极荧光灯FL在施加电压未达到一定值之前是不点灯的，因此，慢起动的最初阶段输出电压Vo随着慢起动电压SS的上升而上升。因而，不会像以往那样随处于上限值的反馈电压而给冷阴极荧光灯FL施加过大的输出电压Vo(例如2000-2500V)。并且也不会发生过大的输出电压Vo而伴随的过大的涌入电流，所以显著减低了给与冷阴极荧光灯FL、逆变器的主回路部件(MOSFET101-104、变压器TR、电池BAT等)的损伤和重荷。
输出电流Io被检测，其检测电流IS输入至第1误差放大器211。在第1误差放大器211，检测电流IS与基准电压Vref2进行比较，用比较输出控制NPN235。并且，输出电压Vo被检测，其检测电压VS输入至第2误差放大器212。在第2误差放大器212，检测电压VS与基准电压Vref3进行比较，用比较输出控制NPN238。当NPN235或者NPN238受控制后，反馈电压FB便从上限值降下来。
输出电压Vo上升，在时刻t2达到起动电压(约1000V)。一旦达到起动电压，输出电流Io流过，冷阴极荧光灯FL点灯的同时，输出电压Vo下降至工作电压(约600V)。即使在该时刻t2也不会流过过大的涌入电流。
时刻t2之后，输出电流Io继续徐徐上升，输出电压则几乎维持在一定的工作电压。并且，输出电流Io上升，NPN235受控制后，通过经由反馈电容器136的反馈作用，反馈电压FB从上限值徐徐下降。图5表示反馈电压FB从时刻t2下降，该时刻是一个示例。图5的例中，因为检测电压VS未达到基准电压Vref3，NPN238还没有受控制。
慢起动电压SS上升的同时，输出电流Io增加，反馈电压FB下降。在反馈电压FB与慢起动电压SS相等的时刻t3，在PWM比较器214中，与三角波信号CT比较的对象从迄今为止的慢起动电压SS转变为反馈电压FB。由此，慢起动电压过程终了。
在时刻t3，输出电流Io被稳压控制在由基准电压Vref2决定的一定值。冷阴极荧光灯FL的亮度由流过它的电流所决定，为了维持该电流要施加一定的工作电压。因此，电压Vo在起动时为了冷阴极荧光灯FL点灯需要施加较高的电压，而一旦点灯后只需较低电压即可。因此，在正常运行状态下，反馈电压FB是根据输出电流Io来决定的。
进而，在逆变器停止动作的情况下，为了准备再次起动，在起动模块205内部设有放电电路用来释放电容器141的存储电荷。该放电例如可以通过起动信号ST进行。
这样，对供给冷阴极荧光灯FL的输出电压Vo及输出电流Io分别进行PWM控制时，对输出电压Vo及输出电流Io进行了共通的慢起动控制，由此得以防止异常过电压和过大涌入电流的发生。
并且，第1误差放大器211、第2误差放大器212的输出不通过NPN235、NPN238等共用回路而直接输入PWM比较器214也是可以的。这种情况下，PWM比较器214需要3个(-)输入端子。将第1误差放大器211、第2误差放大器212的反相输入端子(-)及非反相输入端子(+)分别正负调换使用，同时要分别另外设置向电容器136、电容器137的反馈经路。进而，PWM比较器214的(+)输入端输入三角波信号CT，3个(-)输入端分别输入第1误差放大器211、第2误差放大器212的输出信号以及慢起动信号SS就可以了。
产业上的可利用性
如上所述，本发明涉及的直流-交流变换装置及其控制器IC可适用于需要从直流电压获得较高交流电压的液晶显示装置的背光光源。

Claims (9)

1.一种直流-交流变换装置，其特征在于：
具有以下各功能部件：
直流电源；
有初级线圈和至少1个次级线圈的变压器；
使电流从所述直流电源向所述初级线圈在第1方向和第2方向交互流动的半导体开关电路；
与所述次级线圈连接的负荷；
检测所述负荷的流过电流，产生电流检测信号的电流检测电路；
检测所述负荷的施加电压，产生电压检测信号的电压检测电路；
产生三角波信号的三角波信号发生电路：
产生起动时缓慢增加的慢起动电压信号的慢起动电路；
PWM控制信号发生电路，它接收所述三角波信号、所述电流检测信号、所述电压检测信号以及所述慢起动电压信号，根据由所述电流检测信号和所述电压检测信号所得的误差信号和所述慢起动电压信号的大小自动选择其中之一的信号，并将选择的信号与所述三角波信号进行比较而产生PWM控制信号；
在所述PWM控制信号的控制下，使所述半导体开关进行开关动作。
2.根据权利要求1所述的直流-交流变换装置，其特征在于：所述PWM控制信号发生电路包括：
误差信号发生电路，它根据基于所述电流检测信号和电流基准信号之差的电流误差信号与基于所述电压检测信号和电压基准信号之差的电压误差信号的大小，自动选择电流误差信号或电压误差信号其中之一的信号，作为所述误差信号输出；
PWM信号比较器，它输入所述三角波信号、所述误差信号以及所述慢起动电压信号，根据所述误差信号和所述慢起动电压信号的大小，自动选择其中之一的信号并将其与所述三角波信号进行比较，输出所述PWM控制信号。
3.根据权利要求2所述的直流-交流变换装置，其特征在于：
所述误差信号发生电路具有以下各功能部件：将所述电流检测信号和所述电流基准信号进行比较，产生第1误差输出的第1误差放大器、将所述电压检测信号和所述电压基准信号进行比较，产生第2误差输出的第2误差放大器、由第1误差输出所控制的第1控制器件、由第2误差输出所控制的第2控制器件；
所述第1控制器件的输出端和所述第2控制器件的输出端相互连接，从该相互连接点输出所述误差信号。
4.根据权利要求3所述的直流-交流变换装置，其特征在于：
相互连接点和所述第1误差放大器的电流检测信号输入端之间连接有第1反馈电容器，而且，所述相互连接点和所述第2误差放大器的电压检测信号输入端之间连接有第2反馈电容器。
5.根据权利要求1所述的直流-交流变换装置，其特征在于：
所述负荷为冷阴极荧光灯。
6.一种控制器IC，用于驱动半导体开关电路，控制向负荷提供的交流电力，其特征在于：
具有以下各功能模块：
和外接起振用电容器和起振用电阻连接，产生三角波信号的三角波信号发生模块；
和外接起动用电容器连接，产生起动时缓慢增加的慢起动电压信号的慢起动模块；
PWM控制信号发生电路，它接收所述三角波信号、检测流过所述负荷的电流得到的电流检测信号、检测施加到所述负荷的电压得到的电压检测信号以及所述慢起动电压信号，根据由所述电流检测信号和所述电压检测信号所得的误差信号和所述慢起动电压信号的大小自动选择其中之一的信号，并将选择的信号与所述三角波信号进行比较而产生PWM控制信号；
在所述PWM控制信号的控制下，使所述半导体开关电路进行开关动作。
7.根据权利要求6所述的控制器IC，其特征在于：
所述PWM控制信号发生电路具有以下各功能模块：
误差信号发生电路，它根据基于所述电流检测信号和电流基准信号之差的电流误差信号与基于所述电压检测信号和电压基准信号之差的电压误差信号的大小，自动选择所述电流误差信号或所述电压误差信号的其中之一，作为所述误差信号而输出；
PWM信号比较器，它输入所述三角波信号、所述误差信号以及所述慢起动电压信号，根据所述误差信号和所述慢起动电压信号的大小，自动选择其中之一的信号并将选择的信号与所述三角波信号进行比较，输出所述PWM控制信号。
8.根据权利要求7所述的控制器IC，其特征在于：
所述误差信号发生电路包含有将所述电流检测信号和所述电流基准信号进行比较，产生第1误差输出的第1误差放大器、将所述电压检测信号和所述电压基准信号进行比较，产生第2误差输出的第2误差放大器、由所述第1误差输出所控制的第1控制器件、由所述第2误差输出所控制的第2控制器件；
所述第1控制器件的输出端和所述第2控制器件的输出端相互连接，从该相互连接点输出所述误差信号。
9.根据权利要求8所述的控制器IC，其特征在于：
所述相互连接点和所述第1误差放大器的电流检测信号输入端之间连接有第1反馈电容器，并且，所述相互连接点和所述第2误差放大器的电压检测信号输入端之间连接有第2反馈电容器。
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