CN100421358C - 消除窄带干扰信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种在接收机中消除窄带干扰信号的方法。从接收的输入信号(in)中减去基准信号(ref_in)。基于反正切函数计算减法结果的相位。通过去除由反正切函数引入的模2π限制，对来自反正切函数的输出信号执行解绕函数，以产生绝对相位表示。通过比较被移位预定时间的相位表示值来确定频率偏移。基于确定的频率偏移结果消除窄带干扰信号。

Description

消除窄带干扰信号的方法和设备

技术领域

本发明一般地涉及无线电通信领域，尤其涉及宽带通信设备中的干扰消除/窄带干扰抑制。

背景技术

无线计算已经经历了巨大的发展，因为它允许用户在没有绑定到有线基础设施的情况下接入网络。由于近几年来无线网络的快速发展，不同网络互相干扰的问题出现了。当网络占用相同频带使得它们互相干扰时，这些问题变得很重要。两种经历了最快发展和最宽普及的无线***是由IEEE开发的标识为IEEE802.11的无线局域网(WLAN)标准，和蓝牙技术或者IEEE 802.15.1。这些***都操作在2.4GHz的工业、科学和医学(ISM)频带(即，2.400-2.4835GHz)。IEEE802.11 WLAN被设计为覆盖象办公室或者建筑物的广阔的区域。网络的基础建筑物块称为基本业务组(BSS)，该基本业务组由几个无线站和一个固定接入点组成。接入点提供到有线网络的连接。WLAN操作在11Mb/s的高比特率，并且能够使用FHSS(跳频扩频)或者DSSS(直接序列扩频)。在FHSS***的情况中，跳频序列横跨79个信道，每个信道1MHz宽，然而DSSS***使用11个码片的巴克序列并且它们的带宽大约等于20MHz。

有关IEEE信号的更多信息请参考IEEE标准802.11-1997，用于无线LAN媒体接入控制(MAC)和物理层(PHY)规范的IEEE标准。

然而，蓝牙提供了在用户附近约10米范围内的设备的互连。蓝牙***使用2.4GHz处的ISM频带，即，与WLAN网络占有相同的频带。数据比特使用高斯频移键控来调制，并且使用跳频扩频(FHSS)来发射。

通过使用了79个1MHz宽度的不同频率的信道，蓝牙占用了79MHz的ISM频带。蓝牙发射机/接收机在每个频率信道中停留625μs，即一个时隙，也就是***每秒变化1600次信道。蓝牙发射机仅激活625μs长时隙中的366μs，因此每时隙给定了366比特的最大负载。蓝牙能够提供等于1Mb/s的比特率。在物理层使用FHSS模式；每个主机选择不同的跳频序列，因此微微网能够在不互相干扰的情况下能够在相同的区域中操作。

IEEE 802.11b和蓝牙分别被设计为克服来自其它(有限数目的)IEEE 802.11b或者蓝牙网络的干扰。在IEEE802.11(b)的直接序列扩频DSSS中，数据信号的功率在称作信道带宽W的很大频带上使用伪噪声PN序列来扩展。在接收机中，DSSS信号使用同一PN序列来解扩。解扩后的接收信号的带宽相当于数据信号的奈奎斯特带宽B，并且由数据率r_b来确定。类似于连续波CW或者高斯频移键控GFSK调制信号的窄带干扰，例如也在接收机解扩的蓝牙信号的窄带干扰能够在B内作为加性白高斯噪声AWGN来处理。

在接收机中，DSSS信号与对应于发射PN序列的PN序列相乘。该操作通常在DSSS接收机执行，以便检测DSSS信号并且抑制任何窄带干扰信号，比如蓝牙GFSK调制信号。然而，假设扩展足够大，存在的窄带干扰被解扩到信道带宽，并且在奈奎斯特带宽B内能够作为AWGG来考虑。这导致了在DSSS接收机输入端处信噪比SNR的下降。期望的信号能够是IEEE802.11(b)DSSS信号，因此接收的信号够表示IEEE802.11(b)DSSS信号以及类似于蓝牙信号的窄带干扰信号。

IEEE802.11(b)***的捕获和跟踪是接收机的最关键的部分，因为捕获和跟踪部分地不依靠于扩展增益。因此，如果例如接收机试图获得同步，则窄带干扰尤其是有害的。

因为IEEE 802.11b以及蓝牙***都使用ISM频带，所以尤其当蓝牙信号跳跃到IEEE802.11b信号的频带时将出现干扰。因此需要消除窄带干扰或者蓝牙干扰的影响。

发明内容

因此，本发明的一个目的在于找到并且消除发射频谱中的窄带干扰信号。

根据本发明的一个方面，提供了一种在接收机中消除窄带干扰信号的方法，包括以下步骤：从接收的输入信号中减去基准信号；基于反正切函数计算所述减法结果的相位；通过去除由所述反正切函数引入的模2π限制，对来自所述反正切函数的输出信号执行解绕函数，从而产生绝对相位表示；通过比较被移位了预定时间的相位表示值来确定频率偏移；和基于所述确定的频率偏移结果来消除所述窄带干扰，其中，如果没有可用于执行所述减法的基准信号，则所述减法步骤能够被保持预定的时间周期。

优选地，解绕函数累计k次2π，其中k取决于卷绕函数，使得如果上次修正的采样和当前采样之间的差值小于-π，则将k值增加1，以及如果上次修正的采样和当前采样之间的差值大于π，则将k值减少1。

优选地，如果没有可用于执行解绕函数的基准信号，则解绕函数能够被保持预定的时间周期。

优选地，通过基于所述k值从滤波器组中选择滤波器来执行所述消除窄带干扰信号。

优选地，通过产生对应于所述窄带干扰信号的第二窄带信号，并且通过从失真的期望宽带信号中减去所述第二窄带信号，来执行所述消除窄带干扰信号。

根据本发明的另一方面，还提供了一种设备，包括：减法单元，用于从接收的输入信号中减去基准信号，并且如果没有可用于执行所述减法的基准信号，则所述减法步骤能够被保持预定的时间周期；复数相位计算器，用于在所述信号的同相分量和正交分量的逐个采样的基础上计算所述减法信号的结果的相位，并且对进入信号的同相分量和正交分量执行反正切函数；相位解绕模块，用于如果所述相位经过了复平面中绝对值大于π的同相轴，则去除所述相位中的不连续；比较器模块，配置为比较在预定时间间隔上的相位信号值的差，所述值的差表示减法信号的频率偏移；和消除装置，用于基于所述确定的频率偏移结果来消除所述窄带干扰信号。

因此，提供了一种在接收机中消除窄带干扰信号的方法。从接收的输入信号IN中减去基准信号ref_in。基于反正切函数计算减法结果的相位。通过去除由反正切函数引入的模2π限制，对来自反正切函数的输出信号执行解绕函数，以产生绝对相位表示。通过比较被移位预定时间的相位表示值来确定频率偏移。基于确定的频率偏移结果来消除窄带干扰信号。

接收装置的优点在于它的检测范围是足够宽的，因为它不被±π限制。

本发明基于这样的想法，即基于基准信号来使用非线性频率检测器检测宽带信号中的窄带干扰信号。

附图说明

本发明的这些和其它方面将参考下文描述的实施例来说明并且变得清楚。

图1示出了解绕函数U_n的一个可能曲线图；

图2示出了α＝0时的卷绕和解绕IEEE前导码相位，

图3示出当一个载波间间隔α＝1时的频率载波偏移的IEEE前导码相位；

图4示出了一个非线性频率误差检测器(FED)的优选实施例的方框图，

图5示出了没有频率偏移(α＝0)以及Δf＝312.5kHz频率偏移(一个载波间间隔，α＝1)的延迟采样的IEEE前导码相位；

图6示出了不同载波频率偏移α＝0、1、3、7的非线性频率误差检测器(FED)的输出；

图7示出了频率误差检测器FED的方框图；和

图8示出了干扰消除器装置的方框图。

具体实施方式

干扰消除基于在IEEE802.11(b)接收机***的捕获部分之前使用干扰抑制滤波器。干扰消除方法自动工作，这意味着没有来自于IEEE802.11(b)接收机***捕获部分的反馈。这种要求基于干扰消除算法能够在没有改变结构的情况下附加到现有***。应该执行干扰消除方法的参数优化。

根据本发明的一个实施例，使用非线性载波频移检测器来执行干扰消除。

首先，在描述干扰消除之前，先详细描述非线性频率误差检测器FED。非线性频率检测器操作在5.xGHz处的IEEE802.11a***上，并且在没有模2π限制的情况下通过在同相分量和正交分量的逐个采样(sample-by-sample)的基础上确定相位，来在时域中操作。如下所述，由相位解绕函数(unwrap function)来执行该限制的去除。

参考正交频分复用(OFDM)来描述频率误差检测，所述正交频分复用是一种通过信道有效传输数据的加强技术。该技术使用信道带宽内的多个子载波频率(子载波)来传输数据。与很多常规传输方法相比，例如浪费很大一部分信道带宽来分离和隔离子载波频谱、以便避免了载波间的干扰(ICI)的频分复用(FDM)，这些子载波被安排用于优化带宽效率。

通过在同相和正交分量的逐个采样的基础上定义相位来在时域内执行载波频率偏移估计。这种对每个输入信号的相位定义可以看作是相位域中的输入信号的表示，该相位域如下定义：

相位域以采样为基础表示在作为时间函数的输入的复数信号(x(t))的每个同相分量(I(t))和正交分量(Q(t))之间的相位。

在相位域中，通过使用反正切函数对输入的复数(同相、正交)采样来计算相位将引入子载波模糊的问题。反正切函数具有限制为模2π的±π的范围。反正切函数的模2π引入了非线性，该非线性由于±1/2子载波模糊引起了±π的相位模糊，正如随后示出的一样。

子载波频率偏移表示为：

$\mathrm{\Δf}=\mathrm{\α}\frac{1}{{\mathrm{NT}}_s},$ α∈R                        (1)

T_s是两个采样之间的时间，N是OFDM信号的子载波数目，NT_s是OFDM符号的周期时间，因此等式(1)示出了以α倍载波间间隔(1/NT_s)来表示的载波频率偏移。

如果我们使用公知的傅立叶变换对

$X(f-\mathrm{\Δf})\↔e^{\left(j2\mathrm{\πft}\right)}x\left(t\right),---\left(2\right)$

其中x(t)为输入的OFDM信号，则等式(2)示出了恒定的频率偏移导致线性增长OFDM信号x(t)的相位。相位的线性特性能够用于在时域中估计x(t)的载波频率偏移。如果我们想要使用x(t)的相位，则我们需要反正切函数

$\mathrm{\ψ}\left(t\right)=2\mathrm{\π\Δft}+\arg \left\{x\left(t\right)\right\}=\mathrm{\Δ\φ}\left(t\right)+\mathrm{\Θ}\left(t\right)=\arctan \left\{\frac{Q\left(t\right)}{I\left(t\right)}\right\}$ 模(2π)                  (3)

如果我们合并等式(1)和等式(3)，则我们获得

$\mathrm{\ψ}\left(t\right)=2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{\α}}{{\mathrm{NT}}_S}t+\mathrm{\Θ}\left(t\right)$ 模(2π)                 (4)

在等式(4)中代入OFDM符号周期将产生

ψ(NT_s)＝α2π+Θ(NT_s)    模(2π)            (5)

等式(5)的模(2π)部分将Ψ(NT_s)的值限制在±π，因此α的最大值为

${\mathrm{\α}}_{\max }=\frac{\mathrm{\Ψ}{\left({\mathrm{NT}}_s\right)}_{\max }-\mathrm{\Θ}\left({\mathrm{NT}}_s\right)}{2\mathrm{\π}}=\±(\frac{1}{2}-\frac{\mathrm{\Θ}\left({\mathrm{NT}}_s\right)}{2\mathrm{\π}})---\left(6\right)$

等式(6)示出，由反正切函数的模2π引入了子载波模糊。反正切函数的模2π是对Ψ(t)的非线性运算，因此如果我们想要使用相位Ψ(t)，则我们需要不具有模2π非线性的反正切函数。能够去除该非线性的非线性FED被描述，这种去除也是对相位的非线性运算。通过去除模2π限制，Ψ(t)变成不具有任何相位跳变的连续函数。如果我们观察复平面(x轴上的同相分量，y轴上的正交分量)，则如果相位从第一象限移动到绝对值大于π的第三或者第四象限(或者反之亦然)，则将出现相位跳变。如果相位通过复平面中绝对值大于π的同相轴，则将出现相位的不连续。

在本文的另一部分中，去除这些相位跳变称做：“相位解绕(phase unwrapping)”。该相位解绕导致了一个绝对相位函数Φ(t)，该函数意味着相位值可以是，例如Φ(t)＝23.67π并且没有被限制为Ψ(t)＝-0.33π模(2π)的相对值。该绝对值表示Φ(t)给了我们所述非线性FED的宽捕获范围。将示出FED的捕获范围不再限于由反正切函数引入的±1/2倍的载波间间隔(假设Θ(NT_s)/2π等于零)。

下面将描述具有频率偏移的离散OFDM信号的相位表示。该OFDM信号

$x_n^{\mathrm{\α}}=\underset{i=-\frac{N}{2}+p}{\overset{\frac{N}{2}-p}{\mathrm{\Σ}}}{B}_i{e}^{j2\mathrm{\π}(\frac{i}{{\mathrm{NT}}_S}+\frac{\mathrm{\α}}{{\mathrm{NT}}_S})n{T}_S}=e^{\mathrm{j\α}\frac{2\mathrm{\π}}{N}n}\underset{i=-\frac{N}{2}+p}{\overset{\frac{N}{2}-p}{\mathrm{\Σ}}}{B}_i{e}^{j\left(i\frac{2\mathrm{\π}}{N}n\right)},---\left(7\right)$

其中p是OFDM符号的未使用载波的数目。B_i是表示第i个子载波的初始相位和振幅的复信号，n是采样索引。x_n ^α的相位

${\mathrm{\Θ}}_n^{\mathrm{\α}}=\arg \left\{x_n^{\mathrm{\α}}\right\}=\mathrm{\α}\frac{2\mathrm{\π}}{N}n+\arg \left\{\underset{i=-\frac{N}{2}+p}{\overset{\frac{N}{2}-p}{\mathrm{\Σ}}}{B}_i{e}^{j\left(i\frac{2\mathrm{\π}}{N}n\right)}\right\},---\left(8\right)$

是α的线性函数以及子载波的相位总和的总和。如下面其中IEEEP802.11a/D7.0前导码(preamble)信号(还称作“IEEE前导码”)的相位表示在W-LAN OFDM***中使用所示的，能够为特定的离散OFDM前导码信号获得α的线性函数。该IEEE W-LAN OFDM***使用下面的数字：N＝64点(I)FFT，具有采样频率F_s＝20 MHz(T_s＝50ns)，以及p＝6未使用的载波，在等式(7)和(8)中代入这些数字，我们将得到，对于OFDM信号

$x_n^{\mathrm{\α}}=e^{\mathrm{j\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n}\underset{i=-26}{\overset{26}{\mathrm{\Σ}}}{B}_i{e}^{j\left(i\frac{\mathrm{\π}}{32}n\right)},---\left(9\right)$

以及对于OFDM信号的相位

${\mathrm{\Θ}}_n^{\mathrm{\α}}=\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+\arg \left\{\underset{i=-26}{\overset{26}{\mathrm{\Σ}}}{B}_i{e}^{j\left(i\frac{\mathrm{\π}}{32}n\right)}\right\}.---\left(10\right)$

前导码在IEEE P802.11a/D7.0中定义。它是一个由12个子载波构成的短OFDM符号，所述子载波由下面给出的序列的元素S_i来调制：

$S=S_{-i....,}{S}_i=\sqrt{13/6}(\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0},$

$\mathrm{0,0,0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},j1+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}),$

i＝0，1，...，25，26

        (11)

其中索引(-26，...，26)指OFDM符号的子载波号。需要与因数

相乘以归一化平均功率，因为IEEE前导码仅使用52个子载波中的12个。从等式(11)中可以看出，只有索引为4的倍数的子载波是非零的，因此在等式(9)中替换m＝i/4并且使用元素S_i来替换元素B_i，则产生IEEE前导码的表示

$p_n^{\mathrm{\α}}=\sqrt{13/6}{e}^{\mathrm{j\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n})\underset{m=-6}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m{e}^{\mathrm{jm}\frac{\mathrm{\π}}{8}n}$ m≠0，              (12)

和该IEEE前导码的相位

${\widetilde{\mathrm{\φ}}}_n^{\mathrm{\α}}=\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n=\arg \left\{\underset{m=-6}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m{e}^{\mathrm{jm}\frac{n}{8}n}\right\}$ m≠0，                (13)

因为子载波S₀等于零(DC子载波)，因此索引m＝0不用作IEEE前导码。等式(12)示出，如果m＝±1，则OPDM信号中的基本频率F₀＝1/NT_s

$F_p=4F_0=4\frac{1}{64T_s}=\frac{1}{16T_s}---\left(14\right)$

然后，该前导码的周期时间或者周期是16个采样(不是OFDM信号的64)，

$T_p=\frac{1}{F_p}=\frac{1}{4}{T}_0=16T_s---\left(15\right)$

因此IEEE前导码具有16个采样的持续时间(800ns)

如果我们稍微近些观察序列S的分量，我们看到

$S_m=-S_{-m}\⇒S_m{e}^{\mathrm{j\βm}}+S_{-m}{e}^{-\mathrm{j\βm}}=j2S_m\sin \left(B_m\right)$ m＝1，3，5                  (16)

$S_m=S_{-m}\⇒S_m{e}^{\mathrm{j\βm}}+S_{-m}{e}^{-\mathrm{j\βm}}=2S_m\cos \left(B_m\right)$ m＝2，4，6

其中β_m是随机数。通过使用等式(12)使用测角计的等式，产生

$p_n^{\mathrm{\π}}=2\sqrt{13/6e^{\mathrm{j\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n}}\{S_2\cos \left(2\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+S_4\cos \left(4\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+S_6\cos \left(6\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)$ (17)

$+j[S_1\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+S_3\sin \left(3\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+S_5\sin \left(5\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)]\}$

并且其中

$S_1=S_2=-(1+j)=-\sqrt{2}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}$

$S_3=S_4=S_5=S_6=(1+j)=-\sqrt{2}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}}{4}}$ (18)

IEEE前导码的表示变成

$p_n^{\mathrm{\π}}=2\sqrt{13/6}{e}^{j(\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+\frac{\mathrm{\π}}{4})}\{-\cos \left(2\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\cos \left(4\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\cos \left(6\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)$ (19)

$+j[-\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\sin \left(3\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\sin \left(5\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)]\}$

IEEE前导码的相位

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_n^{\mathrm{\α}}=\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+{\mathrm{\θ}}_n,$

${\mathrm{\θ}}_n=\arctan \left\{\frac{-\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\sin \left(3\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\sin \left(5\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)}{-\cos \left(2\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\cos \left(4\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\cos \left(6\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)}\right\}$ (20)

是初始相位(π/4)、作为载波频率偏移

的函数的线性变化相位以及对具有多个频率(θ_n)的正弦波的总和所执行的反正切函数的总和。因为θ_n的性质不容易解析地确定，所以通过仿真来获其它，在仿真中确定了上部(复平面表示)中的IEEE前导码(周期为16)的每个采样的同相和正交分量，以及下部(相位域表示)中的IEEE前导码的反正切值。可以看出，需要在采样1、2(模16)，6、7(模16)，10、11(模16)和13、14(模16)之间执行模2π相位修正，因为在这些连续的采样之间IEEE前导码的相位通过了绝对值大于π的同相轴。

该2π相位修正通过解绕函数(U_n)来执行，并且能够描述为如下：解绕函数(U_n)累积k次2π，其中k值取决于应用到U_n的卷绕函数(wrapped function)。如果上次修正的采样和当前采样之间的差值小于-π，则k将增加1。如果上次修正的采样和当前采样之间的差值大于π，则k将减少1。

图1示出了U_n的可能曲线，每个函数值U_n是2π的倍数(k倍于2π)，并且取决于卷绕函数。将解绕函数U_n应用到IEEE前导码的卷绕相位

将产生IEEE前导码的解绕相位

${\mathrm{\φ}}_n^{\mathrm{\α}}=\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+{\mathrm{\θ}}_n.---\left(21\right)$

在图7中，分别用实线和虚线表示卷绕相位

和解绕相位φ_n ⁰。从图2中可以看出，解绕相位φ_n ⁰表现为正弦波。等式(21)示出了α＝0时φ_n ^α的正弦波特性是θ_n的特性。如果我们近看该正弦波特性，则我们能够确定近似值

${\mathrm{\θ}}_n\≈\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)---\left(22\right)$

以及等式(21)可以近似为

${\mathrm{\φ}}_n^{\mathrm{\α}}\≈\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)---\left(23\right)$

如果我们查看等式20，我们看到载波频率偏移给出了相位的线性增加。如果我们能够确定卷绕相位

的方向角，那么我们知道由α表示的频率偏移。通过将解绕函数U_n应用到

我们将获得由等式(21)示出的解绕相位φ_n ^α。如果我们观察图2，则我们能够看出，由于一个载波间间隔(α＝1)的载波频率偏移为Δf＝312.5kHz，所以解绕函数相位φ_n ¹将线性增加。

如前所述，θ_n的特性近似于正弦波，并且从图3中可以看出，该近似值也可以在α≠0的情况下使用。

卷绕相位

的方向角的解绕和随后的检测通过非线性FED来执行，并且将在下面详细描述。如前所述，在没有模2π限制的情况下通过同相和正交分量的逐个采样的基础上定义相位，在时域中执行载波频率偏移估计。通过相位解绕函数来执行该限制的去除。

如果我们观察图3，则可以看出，在没有载波频率偏移(α＝0)的情况下，能够通过取得两个在时间上移位且具有相等值的函数值之间的差值来定义方向角。从等式(15)和等式(23)中可看出，和φ_n ^α的周期为16，因此相互间隔16个采样的每两个函数值具有相同的值，如图2中所图形验证的。φ_n ^α和φ_n+16 ^α之间的差值对于每个n是常数，并且与载波频率成正比。如果该常数值被噪声污染了，则该噪声的影响能够通过对采样进行平均来减少。上面提及的具有信号名称的操作在图4的非线性FED框图中示出。

由等式(19)描述并在图4中示出的α＝0时的信号p_n ^α是“复数相位”方框的输入信号。该“复数相位”方框的输出信号是p_n ^α的卷绕相位

模(2π)                       (24)

并且示出为没有载波频率偏移(α＝0)的图2中的实线。

将解绕函数U_n应用到输入信号将在“相位解绕”方框的输出处产生

${\mathrm{\φ}}_n^{\mathrm{\α}}\≈\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right),---\left(25\right)$

该解绕相位信号示出为图2中α＝0的虚线和图3中α＝1的虚线。

“Z^-N”方框的输出信号是具有D个延迟采样的解绕相位信号的延迟版本

${\mathrm{\φ}}_{n-D}^{\mathrm{\α}}\≈\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}(n-D)+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \left\{\frac{\mathrm{\π}}{8}(n-D)\right\}.---\left(26\right)$

使用一些测角计的等式，等式26可以重新写成

${\mathrm{\φ}}_{n-D}^{\mathrm{\α}}\≈\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}(n-D)+\frac{7\mathrm{\π}}{4}[\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}D\right)-\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}D\right)],---\left(27\right)$

在等式27中替换D＝16(IEEE前导码的周期)产生

${\mathrm{\φ}}_{n-16}^{\mathrm{\α}}\≈(1-2\mathrm{\α})\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right),---\left(28\right)$

在图5中示出了对于α＝0和α＝1的情形。

“减法”方框的输出信号是解绕的相差信号

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n,D}^{\mathrm{\α}}\≈\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}n+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)-[\frac{\mathrm{\π}}{4}+\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}(n-D)+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\sin \{\frac{\mathrm{\π}}{8}(n-D)\left\}\right]$ ，(29)

$=\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{32}D+\frac{7\mathrm{\π}}{4}\left\{\right[1-\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}D\right)]\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)+\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}D\right)\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)\}$

并且对于D＝16，等式29变成

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n,16}^{\mathrm{\α}}\≈\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{2},---\left(30\right)$

曲线开始处的正弦波特性是导通现象，因为φ_n-16 ^α的第一16个采样等于零。这些第一16个采样不能够用于检测载波频率偏移，因此在IEEEOFDM***的情况下，160中的仅144个采样能够使用。

“均值估计器”方框的输出信号是利用144个采样的滑动窗口的解绕的相位差信号平均值。该均值估计器取得最后144个采样的总和，并且将该数字除以144。在图6中示出了对于不同的值α＝0、1、3、7该均值估计器的输出，也为FED的输出。

第160个采样(采样号为159)的值是载波频率偏移的精确表示，因为导通现象对该采样不再有影响。

根据上次修正的采样和当前采样之间的相位差，解绕函数U_n增加或者减少2π计数器k。如果由于载波频率偏移(较大的α)、噪声或者除了反正切函数外的任何原因使得该相位差大于绝对值|π|，则FED将不能对其进行修正。该限制是非线性FED的捕获范围，并且能够通过找到n值来获得，借此φ_n ^α＝0示出了最大相位变化

$\underset{n}{\max }\left\{{\frac{d{\mathrm{\φ}}_n^{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dn}}|}_{\mathrm{\α}=0}\right\}\≈\underset{n}{\max }\left\{\frac{7{\mathrm{\π}}^2}{32}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}n\right)\right\}=\frac{7{\mathrm{\π}}^2}{32},$ n＝0模(8)           (31)

使用D＝1(连续的采样)替换等式29中的这，得到

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{0,1}}^{{\mathrm{\α}}_{\max }}\≈{\mathrm{\α}}_{\max }\left(\frac{\mathrm{\π}}{32}\right)+\frac{7}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)=\mathrm{\π}[\frac{{\mathrm{\α}}_{\max }}{32}+\frac{7}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)].---\left(32\right)$

其中在两个连续的采样之间的限制为±π，然后捕获范围α_max为

$\mathrm{\π}[\frac{{\mathrm{\α}}_{\max }}{32}+\frac{7}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)]=\±\mathrm{\π}\⇒{\mathrm{\α}}_{\max }\≈\±32[1-\frac{7}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{8}\right)]\≈\±10,---\left(33\right)$

由于通过正弦波来近似，所以该数值不是确切的捕获范围。从等式33可以看出，捕获范围由φ_n ^α的正弦波部分中的最大相位跳变来限制。在两个连续的采样之间的相位跳变能够通过i.a.过采样来减少。该过采样增加了捕获范围。两个过采样的因数产生

${\mathrm{\α}}_{\max }\≈\±64[1-\frac{7}{4}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{16}\right)]\≈\±42,---\left(34\right)$

由于通过正弦波来近似值，所以该数值不是确切的捕获范围。

直到现在，获得用于具有IEEE前导码的非线性FED的理论数字为：

输出值是

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_{n,16}^{\mathrm{\α}}\≈\mathrm{\α}\frac{\mathrm{\π}}{2},$

没有过采样的情况下捕获范围是：α_max≈±10(Δf_max≈±3.2MHz)具有过采样为2的捕获范围是：α_max≈±42(Δf_max≈±13.1MHz)现在，更详细地描述使用上述频率误差检测器(但是用于2.4xGHz处的IEEE802.11b信号)的干扰消除：

根据本发明的一个实施例，对蓝牙信号执行干扰消除。使用调制索引m＝0、28...0、35和等于BF＝0、5的带宽比特周期来GFSK调制蓝牙信号。载波频率峰值偏差被选择为

$f_d=\frac{m}{2}{r}_b=\frac{m}{2T}$

其中r_b表示比特率，其等于1Mbps。信息比特b_n由高斯滤波器成形，因此

$b_g\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{n}q(t-\mathrm{nT}),$

其中如果b_n等于1则I_n等于1，如果b_n等于零则I_n等于-1，其中

$q\left(t\right)=K\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{e}^{-\mathrm{\β}{(t-\frac{T}{2})}^2}\mathrm{dt}$

表示高斯脉冲波形，其中

$K=\mathrm{BT}\sqrt{\frac{2\mathrm{\π}}{\ln 2}}$

和

$\mathrm{\β}=\frac{2}{\ln 2}{\left(\mathrm{\πBT}\right)}^2$

蓝牙干扰信号能够被写为：

$i_b\left(t\right)=e^{j2\mathrm{\π}\{f_d{\∫}_{-\∞}^t{b}_g\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}+f_{c}t\}}$

$i_b\left(t\right)=e^{j2\mathrm{\π}\{\frac{m}{2}{r}_b{\∫}_{-\∞}^t{b}_g\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}+f_{c}t\}}$

其中时间变化相位

$\arg \left\{i_b\left(t\right)\right\}=\mathrm{\Φ}\left(t\right)=\mathrm{m\π}{r}_b{\∫}_{-\∞}{b}_g\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}+f_{c}t$

$\mathrm{\Φ}\left(t\right)=\mathrm{m\π}{r}_b{\∫}_{-\∞}\left[\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{n}q(\mathrm{\α}-\mathrm{nT})\right]\mathrm{d\α}+2\mathrm{\π}{f}_{c}t---\left(35\right)$

如果我们观察等式(35)的时间变化相位的导数

$\mathrm{\Φ}\left(t\right)=\frac{\mathrm{d\Φ}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={\mathrm{m\πr}}_b{b}_g\left(t\right)+{2\mathrm{\πf}}_c---\left(36\right)$

其表示了FSK调制后的蓝牙信号的频率。等式(36)的第一项随着时间的变化而变化，而第二项是常数值，该常数值与蓝牙FSK调制信号的载波频率成比例。如果Φ(t)关于2πγ_b被归一化，我们假设f_c与到期望的DSSS信号的载波频率的距离kr_b有关，(其中K是整数)。因此

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\Φ}\left(t\right)}=\frac{{\mathrm{m\πr}}_b{b}_g\left(t\right)+{2\mathrm{\πf}}_c}{{\mathrm{m\πr}}_b}$ (37)

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\Φ}\left(t\right)}=\frac{m}{2}{b}_g\left(t\right)+k=\frac{m}{2}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{n}q(t-\mathrm{nT})+k$

其中k＝...，-2，-1，0，1，2，...

Φ(t)表示仅蓝牙信号的归一化相位。因此，不考虑由于期望的DSSS信号即IEEE802.11(b)信号所导致的相位转换。由于对数据比特b_n(PN序列)进行扰码，使得I_n值在伪随机特性中等于±1。这意味着等式(37)的第一项具有零均值，因此K值是蓝牙信号载波频率的测量值，即，将被消除的窄带干扰的载波频率的测量值。因此，K值给出了将被消除的频率的指示。

图8示出了实现上面原理的干扰消除器的方框图。消除器包括非线性载波偏移检测器，即，频率误差检测器FED，以及减法单元SUB。该减法单元接收基准信号ref_in以及作为输入的接收信号IN，并且执行减法运算，即，从基准信号ref_in中减去接收信号IN。该减法结果用作非线性载波偏移检测器的输入信号。这里，我们假设接收的信号相当于由发射机发射的信号加上窄带干扰。如果基准信号是已知的并且发射机发射了该基准信号ref_in，那么从基准信号中减去接收信号的结果将相当于窄带干扰，即，由发射机发射的信号传输引入的信号。非线性载波偏移检测器或者频率误差检测器FED的建立和功能已经参考图1到7对IEEE802.11a进行了描述，但是也能用于2.4xGHz的IEEE802.11b***。非线性载波偏移检测器的输出表示上面提及的K值，据此来确定窄带干扰的载波频率。如果没有基准信号可用，则减法单元SUB以及频率检测器(尤其是解绕函数)能够被设置为保持。

实际的干扰消除能够通过使用K值从滤波器组的2k+1个不同滤波器中选择合适的滤波器来执行。这些2k+1个滤波器能够具有用于滤出特定窄带干扰信号的最优维纳解法。该滤波器组的优点在于滤波器能够很小具有少量的抽头，这是因为已经精确知道了干扰的形状和位置。

一个可选的技术方案是产生一个与所确定的窄带干扰的载波频率有相同频率的信号，并且从失真的期望宽带信号中减去它，从而该减法导致了期望的宽带信号。

基准信号被认为是发射的信号，其对于接收机是已知的。选择可靠的基准信号的不是无关紧要的。在很多实际情况中，基准信号不容易获得。一个方案是使用IEEE802.11b的训练信号。该信号是已知的，但是它仅用作训练序列，在IEEE802.11b的训练信号被发射后窄带干扰跳变到一个IEEE802.11b频带的情况中，不再能够使用训练序列来作为基准信号，并且不能正确执行干扰消除。然而，一旦训练序列被再次发射，则能够再次执行干扰消除。

虽然使用IEEE802.11b信号作为宽带信号以及蓝牙信号作为窄带干扰来描述了本发明的实施例。然而，本发明的原理可应用到给期望的宽带信号引用了频率偏移的每个有线或者无线窄带信号。

上面的实施例能够通过硬件或者软件来实施。应该注意，上面提到的实施例作为例示说明而不是限制本发明，本领域中的技术人员将能够在不与附加的权利要求书的范围分离的情况下设计许多可选的实施例。在权利要求书中，放置在括号间的任何参考标记不应该被解释为限制权利要求。词语“包括”不排除在除了权利要求所列之外的其它元件和步骤的存在。在元件之前的词语“一个”不排除存在这样的多个元件。在列举了几个装置的设备权利要求，几个这样的装置能够由一个相同的硬件来实现。事实上，在不同从属权利要求中描述的措施不表示这些措施的组合不能够使用来获益。

此外，权利要求中的任何参考标记不应该解释为对权利要求范围的限制。

Claims (9)

1. 一种在接收机中消除窄带干扰信号的方法，包括以下步骤：

从接收的输入信号(in)中减去基准信号(ref_in)；

基于反正切函数计算所述减法结果的相位；

通过去除由所述反正切函数引入的模2π限制，对来自所述反正切函数的输出信号执行解绕函数，从而产生绝对相位表示；

通过比较被移位了预定时间的相位表示值来确定频率偏移；和

基于所述确定的频率偏移结果来消除所述窄带干扰，

其中，如果没有可用于执行所述减法的基准信号，则所述减法步骤能够被保持预定的时间周期。

2. 根据权利要求1所述的方法，特征在于所述解绕函数累计k次2π，其中k取决于卷绕函数，使得如果上次修正的采样和当前采样之间的差值小于-π，则将k值增加1，以及如果上次修正的采样和当前采样之间的差值大于π，则将k值减少1。

3. 根据权利要求2所述的方法，特征在于如果没有可用于执行所述解绕函数的基准信号，则所述解绕函数能够被保持预定的时间周期。

4. 根据权利要求2所述的方法，特征在于通过基于所述k值从滤波器组中选择滤波器来执行所述消除窄带干扰信号。

5. 根据权利要求2所述的方法，特征在于通过产生对应于所述窄带干扰信号的第二窄带信号，并且通过从失真的期望宽带信号中减去所述第二窄带信号，来执行所述消除窄带干扰信号。

6. 一种设备，其特征在于所述设备包括：

减法单元(SU)，用于从接收的输入信号(in)中减去基准信号(ref_in)，并且如果没有可用于执行所述减法的基准信号，则所述减法步骤能够被保持预定的时间周期；

复数相位计算器，用于在所述信号的同相分量和正交分量的逐个采样的基础上计算所述减法信号的结果的相位，并且对进入信号的同相分量和正交分量执行反正切函数；

相位解绕模块，用于如果所述相位经过了复平面中绝对值大于π的同相轴，则去除所述相位中的不连续；

比较器模块，配置为比较在预定时间间隔上的相位信号值的差，所述值的差表示减法信号的频率偏移；和

消除装置，用于基于所述确定的频率偏移结果来消除所述窄带干扰信号。

7. 根据权利要求6所述的设备，特征在于所述相位解绕模块用于累计k次2π，其中k取决于卷绕函数，使得如果上次修正的采样和当前采样之间的差值小于-π，则将k值增加1，以及如果上次修正的采样和当前采样之间的差值大于π，则将k值减少1。

8. 根据权利要求7所述的设备，其特征在于所述消除装置包括滤波器组，其中通过基于所述k值从所述滤波器组中选择滤波器来执行所述消除窄带干扰信号。

9. 根据权利要求6所述的设备，特征在于所述消除装置包括产生装置，用于通过产生对应于所述窄带干扰信号的第二窄带信号，以及减法装置，通过从失真的期望宽带信号中减去所述第二窄带信号。

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