CN100420133C - 无损缓冲的零电压软开关全桥pwm dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
无损缓冲的零电压软开关全桥PWM DC-DC变换器,它涉及零电压软开关(ZVS)全桥PWM DC-DC变换技术领域,它解决了现有的全桥ZVS PWMDC-DC变换器副边整流二极管存在反向电压过冲的问题。本发明的第一绝缘栅型场效应管(Q1)的源极端与第三绝缘栅型场效应管(Q3)的漏极端相连且此相连端(A)与第三电感(LIk)的另一端之间串联有第九电容(Cg),本发明还在高频变压器T的副边增加了一个无损缓冲电路,来减小整流二极管的反向电压过冲。本发明采用零电压技术后变换器效率可达到90%以上,且在没有复杂化的基础上,同时解决了滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管在反向电压过冲等问题。
Description
技术领域
本发明涉及零电压软开关(ZVS)全桥PWM DC-DC变换技术领域。
背景技术
全桥变换器拓扑是国内外DC-DC变换器电路中最常用的电路拓扑之一,在中大功率应用场合更是首选拓扑,得到了广泛的研究。这主要是考虑到它具有功率开关器件电压电流额定值较小,功率变压器利用率较高等明显优点。为减小变换器体积,应提高开关频率,但同时带来较高的开关损耗,可以采用零电压技术解决。传统硬开关变换器的效率在70%~75%,采用零电压技术后变换器效率可达到90%以上。它在不改变拓扑结构的基础上,通过控制方法实现了全桥变换器开关器件的零电压开关,但它也存在滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管在反向电压过冲等不足之处。若能在零电压开关的前提下,解决自身的一些弱点而又不使电路结构过于复杂,将使全桥移相变换器在生产中获得更广泛的应用。如图1所示是全桥ZVS PWMDC-DC变换器的一种改进的拓扑结构,此电路拓扑加宽了变换器滞后桥臂零电压范围,但是副边整流二极管反向电压过冲问题没有解决。
发明内容
为了解决现有的全桥ZVS PWM DC-DC变换器副边整流二极管存在反向电压过冲的问题,本发明提供了一种无损缓冲的零电压软开关全桥PWMDC-DC变换器,所述变换器包括第一绝缘栅型场效应管Q1、第二绝缘栅型场效应管Q2、第三绝缘栅型场效应管Q3、第四绝缘栅型场效应管Q4、第一二极管D1、第一电容C1、第二二极管D2、第二电容C2、第三二极管D3、第三电容C3、第四二极管D4、第四电容C4、第五二极管D5、第五电容C5、第六二极管D6、第六电容C6、高频变压器T、第七二极管D7、第八二极管D8、第一电感La、第二电感Lf、第三电感LIk、滤波电容Cf和负载电阻R;第一绝缘栅型场效应管Q1、第二绝缘栅型场效应管Q2、第三绝缘栅型场效应管Q3和第四绝缘栅型场效应管Q4构成全桥DC-DC变换电路,第一二极管D1的两端分别并接在第一绝缘栅型场效应管Q1的漏极端和源极端之间,第一电容C1并联在第一二极管D1的两端,第二二极管D2的两端分别并接第二绝缘栅型场效应管Q2的漏极端和源极端之间,第二电容C2并联在第二二极管D2的两端,第三二极管D3的两端分别并接第三绝缘栅型场效应管Q3的漏极端和源极端之间,第三电容C3并联在第三二极管D3的两端,第四二极管D4的两端分别并接第四绝缘栅型场效应管Q4的漏极端和源极端之间,第四电容C4并联在第四二极管D4的两端;第二绝缘栅型场效应管Q2的源极端与第四绝缘栅型场效应管Q4的漏极端相连且此相连端B通过第一电感La连接第五二极管D5的正极端和第六二级管D6的负极端,第五二极管D5的负极端连接第二绝缘栅型场效应管Q2的漏极端,第六二级管D6的正极端连接第四绝缘栅型场效应管Q4的源极端,第五电容C5并联在第五二极管D5的两端,第六电容C6并联在第六二级管D6的两端;第二绝缘栅型场效应管Q2的源极端连接高频变压器T原边绕组的同名端,第三电感LIk的一端连接高频变压器T原边绕组的非同名端,高频变压器T的副边绕组的同名端连接第七二极管D7的正极端,第七二极管D7的负极端连接第二电感Lf的一端和第八二极管D8的负极端,第八二极管D8的正极端连接高频变压器T的副边绕组的非同名端,第二电感Lf的另一端与高频变压器T的副边绕组的中间抽头之间并接滤波电容Cf,滤波电容Cf的两端并接有负载电阻R;所述变换器还包括第七电容C7、第八电容C8、第九电容Cg、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12和第四电感Lg,第一绝缘栅型场效应管Q1的源极端与第三绝缘栅型场效应管Q3的漏极端相连且此相连端A与第三电感LIk的另一端之间串联有第九电容Cg,第七二极管D7的正极端连接第七电容C7的一端,第七电容C7的另一端连接第九二极管D9的负极端和第十一二极管D11的正极端,第九二极管D9的正极端连接第七二极管D7的负极端、第八二极管D8的负极端和第十二极管D10的正极端,第十二极管D10的负极端连接第十二二极管D12的正极端和第八电容C8的一端,第八电容C8的另一端连接第八二极管D8的正极端,第十一二极管D11的负极端连接第四电感Lg的一端和第十二二极管D12的负极端,第四电感Lg的另一端连接第七二极管D7的负极端。
如图2所示,本发明的第一绝缘栅型场效应管Q1、第二绝缘栅型场效应管Q2、第三绝缘栅型场效应管Q3、第四绝缘栅型场效应管Q4可以采用N沟道增强型MOSFET管;其中所有二极管都使用的是快恢复二极管。在这个电路中,滞后桥臂上并联一个由二极管(即第五二极管D5、第六二极管D6)、电容(即第五电容C5、第六电容C6)和电感(即第一电感La)组成的辅助电路,使滞后桥臂容易实现零电压开关。由于开关频率很高,高频变压器T会产生偏磁现象,所以本发明在原边串联一个隔直电容(即第九电容Cg),这样就能避免偏磁的产生,提高功率变换的性能。本发明还在高频变压器T的副边增加了一个无损缓冲电路,来减小整流二极管的反向电压过冲,所述无损缓冲电路由第七电容C7、第八电容C8、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12和第四电感Lg构成。
下面分析本发明的工作原理,如图2所示,现在本发明的变换器的初始端增加直流电源电压Vin。本发明的变换器在半个周期内分为十个模态。
在t0时刻,D3和Q4导通,VAB(如图2所示,VAB表示A、B点之间的电压)电压为零,高频变压器T原边电流处于续流状态,电感La电流ia也处于续流状态,它流过Q4和D6。
(1)开关模态1[t0,t1]。在t0时刻,Q4关断,ia、ip同时给C4充电,给C2放电,由于C2和C4的存在,Q4是零电压关断。此时VAB=-VC4(即C4两端的电压),VAB的极性由零变为负,高频变压器T副边绕组电势下正上负,整流用第八二极管D8导通。整流用第七二极管D7和D8同时导通,将高频变压器T副边绕组短接,这样高频变压器T副边绕组电压为零,原边绕组电压也为零。在t1时刻,当C4的电压上升到Vm时,D2自然导通,结束这一开关模态。
(2)开关模态2[t1,t2]。在t1时刻,D2自然导通,将Q2的电压钳制在零位,此时就可以开通Q2,Q2是零电压开通。由于电源电压Vm加在高频变压器T漏感两端,原边电流ip下降。到t2时刻,原边电流ip下降到零,二极管D2和D3自然关断,Q2和Q3将流过电流。
(3)开关模态3[t2,t3]。在t2时刻,原边电流ip由正值过零,并向负方向增加,此时Q2和Q3为原边电流ip提供通道,VAB=-Vin,主功率回路给负载供电,辅助电感电流ia继续线性下降,直到下降到零,结束开关模态3。
(4)开关模态4[t3,t4]。从t3开始,La和辅助电容C5和C6谐振工作,ia反向增加,给C5放电,C6充电。在t4时刻,D7关断,D8流过全部负载电流,C6的电压上升到输入电源电压Vin,C5的电压下降到零,此时,D5导通,开关模态4结束。
(5)开关模态5[t4,t5]。在t4时刻,D8流过全部负载电流,此时,C7与高频变压器T副边漏感发生谐振。在t5时刻,C7的电压上升到4Vin/n(n为自然数,它表示高频变压器T的变比),Lg是两个二极管的压降。D7的电压与C7的电压基本相等,从而D7的反向电压被限制在了0~4Vin/n之间。
(6)开关模态6[t5,t6]。在t5时刻,C7的电压上升到4Vin/n。此时,C7通过D11和Lg给负载放电,Lg的电压反向变为-2Vin/n,然后线性下降。在t6时刻,C7之间的电压下降到2Vin/n,而Lg的电压为两个二极管的压降。
(7)开关模态7[t6,t7]。在这个模态下,C7之间的电压恒为2Vin/n。而电感Lg的电压也恒为两个二极管的压降,Vin向负载提供能量。在t7时刻,Q3关断。
(8)开关模态8[t7,t8]。在t7时刻,Q3关断,电流ip将给C3充电,C1放电。在此阶段,变压器原边电压线性下降。在t8时刻,C3上的电压升为Vin,变压器原边电压降为零。因为有C1和C3的作用,Q3是零电压关断。
(9)开关模态9[t8,t9]。在这期间,原边电流流过Q2和D1,电流线性下降。此时,开通Q1,那么Q1是零电压开通。C7通过D11和Lg给负载放电,在t9时刻,C7的电压下降为零。
(10)开关模态10[t9,t10]。在这期间,电感Lg的电压恒为两个二极管的压降。在t10时刻Q2关断。
下半周期的工作情况和前半周的工作情况完全一致。
发明效果:本发明采用零电压技术后变换器效率可达到90%以上。本发明在保证电路结构没有复杂化的基础上,同时解决了滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管在反向电压过冲等现有技术中存在的问题。
附图说明
图1是现有技术中一种改进的全桥ZVS PWM DC-DC变换器拓扑结构示意图。图2是本发明的拓扑结构示意图,图中ip为高频变压器T的原边电流,ia为流过第一电感La的电流。图3是具体实施方式中变换器工作在额定负载时的滞后桥臂开关管(即第二绝缘栅型场效应管Q2)的驱动和漏源极电压波形。图4是具体实施方式中整流用第七二极管D7的电压波形。
具体实施方式
参见图2说明本具体实施方式。
本具体实施方式的变换器由第一绝缘栅型场效应管Q1、第二绝缘栅型场效应管Q2、第三绝缘栅型场效应管Q3、第四绝缘栅型场效应管Q4、第一二极管D1、第一电容C1、第二二极管D2、第二电容C2、第三二极管D3、第三电容C3、第四二极管D4、第四电容C4、第五二极管D5、第五电容C5、第六二极管D6、第六电容C6、高频变压器T、第七二极管D7、第八二极管D8、第一电感La、第二电感Lf、第三电感LIk、滤波电容Cf、负载电阻R、第七电容C7、第八电容C8、第九电容Cg、第九二极管D9、第十二极管D10、第十一二极管D11、第十二二极管D12和第四电感Lg组成;第一绝缘栅型场效应管Q1、第二绝缘栅型场效应管Q2、第三绝缘栅型场效应管Q3和第四绝缘栅型场效应管Q4构成全桥DC-DC变换电路,第一二极管D1的两端分别并接在第一绝缘栅型场效应管Q1的漏极端和源极端之间,第一电容C1并联在第一二极管D1的两端,第二二极管D2的两端分别并接第二绝缘栅型场效应管Q2的漏极端和源极端之间,第二电容C2并联在第二二极管D2的两端,第三二极管D3的两端分别并接第三绝缘栅型场效应管Q3的漏极端和源极端之间,第三电容C3并联在第三二极管D3的两端,第四二极管D4的两端分别并接第四绝缘栅型场效应管Q4的漏极端和源极端之间,第四电容C4并联在第四二极管D4的两端;第二绝缘栅型场效应管Q2的源极端与第四绝缘栅型场效应管Q4的漏极端相连且此相连端B通过第一电感La连接第五二极管D5的正极端和第六二级管D6的负极端,第五二极管D5的负极端连接第二绝缘栅型场效应管Q2的漏极端,第六二级管D6的正极端连接第四绝缘栅型场效应管Q4的源极端,第五电容C5并联在第五二极管D5的两端,第六电容C6并联在第六二级管D6的两端;第二绝缘栅型场效应管Q2的源极端连接高频变压器T原边绕组的同名端,第三电感Lik的一端连接高频变压器T原边绕组的非同名端,高频变压器T的副边绕组的同名端连接第七二极管D7的正极端,第七二极管D7的负极端连接第二电感Lf的一端和第八二极管D8的负极端,第八二极管D8的正极端连接高频变压器T的副边绕组的非同名端,第二电感Lf的另一端与高频变压器T的副边绕组的中间抽头之间并接滤波电容Cf,滤波电容Cf的两端并接有负载电阻R;第一绝缘栅型场效应管Q1的源极端与第三绝缘栅型场效应管Q3的漏极端相连且此相连端A与第三电感LIk的另一端之间串联有第九电容Cg,第七二极管D7的正极端连接第七电容C7的一端,第七电容C7的另一端连接第九二极管D9的负极端和第十一二极管D11的正极端,第九二极管D9的正极端连接第七二极管D7的负极端、第八二极管D8的负极端和第十二极管D10的正极端,第十二极管D10的负极端连接第十二二极管D12的正极端和第八电容C8的一端,第八电容C8的另一端连接第八二极管D8的正极端,第十一二极管D11的负极端连接第四电感Lg的一端和第十二二极管D12的负极端,第四电感Lg的另一端连接第七二极管D7的负极端;在第一绝缘栅型场效应管Q1的漏极端和第三绝缘栅型场效应管Q3的源极端之间连接直流电源Vin,那么在负载电阻R上可获得所需直流电压Vout。
高频变压器T是开关电源的核心部件,是实现能量(功率)转换传输的主要器件,同时,该器件又是开关电源体积和重量的主要占有者和发热源。因此,要实现开关电源的小型轻量化,平面智能化和高可靠性的目标,关键在于高频变压器T的设计。磁性材料的选取在高频变压器的设计中占有重要的地位。本发明选取的磁性材料是锰锌铁氧体,因为它磁导率高,可减轻磁芯体积,磁感应强度中等,电阻率高,损失小,价格低宜高频使用。高频变压器T设计采用AP法计算变压器的参数。本发明中采用的驱动芯片为美国IR公司生产的IR2110。IR2110是一种双通道高压、高速功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。该驱动器能将输入逻辑信号转换成同相低阻抗输出驱动信号,频率可达500kHz,可用于驱动工作电压达500V的N沟道功率场效应管或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
为了验证本发明结构的正确性,本发明利用100kHz、24V/2A的样机对其进行了测试。如图3所示,为变换器工作在额定负载时的滞后桥臂开关管(即第二绝缘栅型场效应管Q2)的驱动和漏源极电压波形,波形1为Q2驱动波形,波形2为Q2的漏源极电压波形。从图中可以看出,由于原边辅助网络的作用,使Q2很好地工作在零电压状态下。如图4所示,为整流用第七二极管D7的电压波形。从图中可以看出,通过在高频变压器T副边加入无损缓冲电路,整流二极管的反向电压被限制在4Vin/n以内。结果,整流二极管反向电压的最大值由输入电压Vin和变比n决定,符合理论分析。本具体实施方式的电压调整率小于1%,负载调整率小于1%,纹波系数小于0.5%,变换器的效率大于90%。
Claims (1)
1. 无损缓冲的零电压软开关全桥PWM DC-DC变换器,所述变换器包括第一绝缘栅型场效应管(Q1)、第二绝缘栅型场效应管(Q2)、第三绝缘栅型场效应管(Q3)、第四绝缘栅型场效应管(Q4)、第一二极管(D1)、第一电容(C1)、第二二极管(D2)、第二电容(C2)、第三二极管(D3)、第三电容(C3)、第四二极管(D4)、第四电容(C4)、第五二极管(D5)、第五电容(C5)、第六二极管(D6)、第六电容(C6)、高频变压器(T)、第七二极管(D7)、第八二极管(D8)、第一电感(La)、第二电感(Lf)、第三电感(LIk)、滤波电容(Cf)和负载电阻(R);第一绝缘栅型场效应管(Q1)、第二绝缘栅型场效应管(Q2)、第三绝缘栅型场效应管(Q3)和第四绝缘栅型场效应管(Q4)构成全桥DC-DC变换电路,第一二极管(D1)并接在第一绝缘栅型场效应管(Q1)的漏极端和源极端之间,第一电容(C1)并联在第一二极管(D1)的两端,第二二极管(D2)并接在第二绝缘栅型场效应管(Q2)的漏极端和源极端之间,第二电容(C2)并联在第二二极管(D2)的两端,第三二极管(D3)并接在第三绝缘栅型场效应管(Q3)的漏极端和源极端之间,第三电容(C3)并联在第三二极管(D3)的两端,第四二极管(D4)并接在第四绝缘栅型场效应管(Q4)的漏极端和源极端之间,第四电容(C4)并联在第四二极管(D4)的两端;第二绝缘栅型场效应管(Q2)的源极端与第四绝缘栅型场效应管(Q4)的漏极端相连且此相连端(B)通过第一电感(La)连接第五二极管(D5)的正极端和第六二级管(D6)的负极端,第五二极管(D5)的负极端连接第二绝缘栅型场效应管(Q2)的漏极端,第六二级管(D6)的正极端连接第四绝缘栅型场效应管(Q4)的源极端,第五电容(C5)并联在第五二极管(D5)的两端,第六电容(C6)并联在第六二级管(D6)的两端;第二绝缘栅型场效应管(Q2)的源极端连接高频变压器(T)原边绕组的同名端,第三电感(LIk)的一端连接高频变压器(T)原边绕组的非同名端,高频变压器(T)的副边绕组的同名端连接第七二极管(D7)的正极端,第七二极管(D7)的负极端连接第二电感(Lf)的一端和第八二极管(D8)的负极端,第八二极管(D8)的正极端连接高频变压器(T)的副边绕组的非同名端,第二电感(Lf)的另一端与高频变压器(T)的副边绕组的中间抽头之间并接滤波电容(Cf),滤波电容(Cf)的两端并接有负载电阻(R);其特征在于所述变换器还包括第七电容(C7)、第八电容(C8)、第九电容(Cg)、第九二极管(D9)、第十二极管(D10)、第十一二极管(D11)、第十二二极管(D12)和第四电感(Lg),第一绝缘栅型场效应管(Q1)的源极端与第三绝缘栅型场效应管(Q3)的漏极端相连且此相连端(A)与第三电感(LIk)的另一端之间串联有第九电容(Cg),第七二极管(D7)的正极端连接第七电容(C7)的一端,第七电容(C7)的另一端连接第九二极管(D9)的负极端和第十一二极管(D11)的正极端,第九二极管(D9)的正极端连接第七二极管(D7)的负极端、第八二极管(D8)的负极端和第十二极管(D10)的正极端,第十二极管(D10)的负极端连接第十二二极管(D12)的正极端和第八电容(C8)的一端,第八电容(C8)的另一端连接第八二极管(D8)的正极端,第十一二极管(D11)的负极端连接第四电感(Lg)的一端和第十二二极管(D12)的负极端,第四电感(Lg)的另一端连接第七二极管(D7)的负极端。
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
C17 | Cessation of patent right | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20080917 Termination date: 20120809 |