CN100403808C - 多信道通信***的速率控制 - Google Patents

Abstract

确定用于在多信道通信***中发射的一组数据流的一组速率的技术。可被用于每个数据流的一组传输信道被初始识别。用于每个组的等效***然后被定义为具有AWGN(或平坦)信道以及等于该组中的传输信道的平均频谱效率的频谱效率。基于相关的等效***导出用于每个组的度量，例如，设置由等效***支持平均频谱效率所需要的SNR。用于每个数据流的速率接下来基于和该数据流相关的度量确定。如果由该通信***所支持的数据速率所要求的SNR小于或者等于该度量，则该速率被认为是由该通信***所支持的。

Description

多信道通信***的速率控制

领域

本发明一般涉及数据通信，更具体地说，涉及用于控制多信道通信***的数据传输速率的技术。

背景

正交分频多路复用(OFDM)通信***有效地将整个***的带宽分割成多个(N_F)子带宽，也可称为频率子信道或者频率区段(bin)。每个频率区段和不同的子载波(或者音调)相关，在子载波上可对数据进行调制。对于OFDM***，将要被发射的数据(即信息比特)首先使用特定的编码方案进行编码以产生编码后的比特，编码后的比特被进一步分组成多比特码元，之后被映射到调制码元。每个调制码元对应由特定调制方案(例如，M-PSK或者M-QAM)定义的信号星座图(constellation)中的一点以用于数据传输。在根据每个频率子信道的带宽而得到的每个时间间隔中，一调制码元可在N_F频率子信道中的每一个上被发射。OFDM可被用于对抗由频率选择性衰减而造成的码间串扰(ISI)，其是由***带宽上不同的带宽衰减量而表征(characterized)。

一多输入-多输出(MIMO)通信***使用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线用于数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线所形成的MIMO信道可被分解成N_S个独立的信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道中的每一个也可以被称为MIMO信道的空间子信道并对应一个维度。如果被使用的多个发射和接收天线创建附加的维度，MIMO***可提供改善的性能(例如，增加传输容量)。

对于使用OFDM的MIMO***(即，MIMO-OFDM***)，每个空间子信道上存在N_F个频率子信道用于数据传输。每个空间子信道的频率子信道可以称为传输信道，N_F·N_S个传输信道因而可被用于在N_F个发射天线和N_S个接收天线之间进行数据传输。

对于MIMO-OFDM***，每个空间子信道的N_F个频率子信道可经历不同的信道条件(例如，不同的衰减和多路径效应)并可取得不同的信号-噪声及干扰比(SNR)。每个被发射的调制码元受到用于发射该码元的传输信道的信道响应的影响。根据发射机和接收机之间的通信信道的多路径分布(profile)，频率响应可在用于每个空间子信道的***带宽中广泛地变化，并可在空间子信道之间进一步广泛地变化。

对于具有不平坦(flat)的频率响应的多路径信道来说，在每个传输信道上能可靠发射的信息速率(即，每个调制码元中的信息比特的数量)在传输信道与传输信道之间是不同的。如果对于特定数据分组的调制码元在多个传输信道上被发射，且如果这些传输信道的响应变化得很大，则这些调制码元会以很大范围的SNR被接收。SNR接下来可在整个接收的分组中相应地变化，这会造成难以确定用于数据分组的正确速率。

由于不同的接收机可能经历不同的(且可能是广泛变化的)信道条件，对所有的接收机采用相同的发射功率和/或数据速率是不现实的。固定这些传输参数将造成发射功率的浪费，对于一些接收机采用次优化的数据速率，而对于另一些接收机采用不可靠的通信，都会导致***容量不希望的下降。此外，信道条件可随时间变化。结果，传输信道可支持的数据速率也会随时间变化。不同接收机的通信信道的不同传输能力加上这些通信信道的多路径以及时变特性，使得在MIMO-OFDM***中有效地发射数据成为一种挑战。

因此，本领域中需要控制诸如MIMO-OFDM***的多信道通信***中数据传输的速率的技术。

发明概述

此处提供在具有多个传输信道的多信道通信***中控制数据传输的速率的技术。在一方面，每个数据流的速率基于相关于该数据流的度量而被确定。该度量可基于用于对要被用于该数据流的传输信道组建模的等效***而被导出。该等效***被定义为具有AWGN信道(即，平坦的频率响应)以及等于传输信道组的平均频谱效率S_avg的频谱效率S_equiv(即，等效***具有和传输信道组的总容量相等的总容量)。

一特定实施例提供一种用于确定用于一组将要在多信道通信***(例如，MIMO-OFDM***)中的无线通信信道上被发射的数据流的一组速率。在该方法中，一组将要被用于每个数据流的传输信道是被初始标识的。

用于每个传输信道组的等效***随后基于该组中传输信道的一个或多个估计的特征而被定义。在一个实施例中，每个传输信道组的等效***可由下述定义：(1)获得每个传输信道的SNR的估计，(2)基于估计的SNR以及一频谱效率函数f(x)估计每个传输信道的频谱效率，以及(3)基于个别传输信道的估计的频谱效率确定组中传输信道的平均频谱效率。等效***被定义为具有AWGN信道以及等于传输信道组的平均频谱效率的频谱效率。

对于每个传输信道组的度量然后被基于相关的等效***而导出。在一个实施例中，该度量被设置为等效***支持平均频谱效率所需要的SNR。该SNR称为等效SNR并可基于反函数f^-1(x)而被确定。

每个数据流的速率接下来被基于和该数据流相关的度量而被确定。这可通过估计一个或多个可用的速率来实现。对于每一个被估计的速率，由通信***所支持的数据速率所要求的SNR被确定，且如果要求的SNR小于或者的等于该度量，该速率被认为是由该通信***所支持的。

本发明的不同方面和实施例将在下面进一步消息描述。本发明还提供实施本发明的多个方面、实施例、以及特征的方法、接收机单元、发射机单元、接收机***、发射机***、***以及其他装置和元件，下面将进一步详细描述。

附图简述

本发明的特征、性质和优势将在下面结合附图的详细描述中变得更加明显，图中相同的参考标记表示相同的特征，其中：

图1A是多信道通信***的模型的框图；

图1B是基于等效***对具有多路径信道的多信道通信***的速率选择的图示说明；

图2是基于等效***确定由一SISO-OFDM***支持的最大数据速率的处理的一个实施例的流程图；

图3是说明具有多路径信道的SISO-OFDM***的频谱效率的图示。

图4A是示出了支持一组离散数据速率的***的所要求的SNR对数据速率的曲线图；

图4B图示说明了当估计是否支持一特定数据速率时确定所使用的回退(back off)的数量；

图5A是说明在具有多路径信道的MIMO***中空间子信道的频谱效率的图示。

图5B是说明用于模型化图5A中所示的MIMO-OFDM***的等效SISO***的频谱效率。

图6是在一多信道***中控制一个或多个独立处理的数据流的过程的一个实施例的流程图；

图7是在多信道***中一发射机***和一接收机***的一个实施例的框图；

图8是在发射机***中的发射机单元的框图。

图9和图10是在接收机***中的接收机处理器的两个实施例的框图。

详细描述

正交频分多路复用(OFDM)通信***有效地将整个***的带宽划分成多个(N_F)子带宽，也可称为频率子信道或者频率区段(bin)。每个频率子信道和不同的子载波(或者音频)相关，在子载波上可对数据进行调制。

一多输入-多输出(MIMO)通信***使用多个(N_T)发射天线和多个(N_R)接收天线用于数据传输，被标记为(N_T，N_R)***。由N_T个发射天线和N_R个接收天线所形成的MIMO信道可被分解成N_S个独立的信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道中的每一个也可以被称为MIMO信道的空间子信道。空间子信道的数量是由MIMO***的特征模式(eigenmodes)的数量确定，其又取决于一信道响应矩阵，H(k)，其描述了N_T个发射天线和N_R个接收天线之间的响应。为了简明，在下列的描述中，信道响应矩阵H(k)被假设为满秩且空间子信道的数量被给出为NS＝N_T≤N_R。

此处描述的速率控制技术可用于多种具有多个可被用于数据传输的传输信道的多信道通信***中。这些多信道***包括MIMO***、OFDM***、MIMO-OFDM***等等。传输信道可为(1)MIMO***中的空间子信道，(2)OFDM***中的频率子信道，或者(3)MIMO-OFDM***中空间子信道的频率子信道。

图1A是多信道通信***100的模型的框图。在发射机110，话务数据被从数据源112提供给发射(TX)数据处理器114。TX数据处理器114可将话务数据多路分解(demultiplex)成N_D个数据流，N_D是任何大于等于1的整数。每个数据流可被独立地处理并随后在不同的传输信道组上发射。对于每个数据流，TX数据处理器按照特定的编码方案对数据进行编码，按照特定的交错方案对编码后的数据进行交错，并按照特定的调制方案对交错后的数据进行调制。调制(即，码元映射)按下述步骤完成：将编码并交错后的比特进行分组形成多比特码元并对应所选择的调制方案(例如，QPSK、M-PSK或者M-QAM)将每个多比特码元映射到信号星座图中的一个点上。每个映射后的信号点对应一调制码元。

在一个实施例中，对于每个数据流，数据速率由数据速率控制确定，编码方案由编码控制确定，而调制方案由调制控制确定。这些控制由一控制器130基于从接收机150接收的反馈信息而提供。

还可以发射一导频至接收机以辅助其进行多个功能，例如信道估计、捕获、频率及定时同步、相干数据解调等等。在这种情况下，导频数据被提供给TX数据处理器114，其随后将导频数据和话务数据一起处理并多路复用。

对于OFDM，在发射机(TMTR)116中，将要从每个发射天线发射调制后的数据(即，调制码元)将由一快速傅利叶反变换(IFFT)单元转化到时域以提供OFDM码元。每个OFDM码元是将要在一个传输码元周期中在一个发射天线的N_F个频率子信道上发射的N_F个调制码元向量的时域表示。相对于单一载波的“时间编码”***，OFDM***能通过在时域中发送话务数据的调制码元的IFFT而有效发射“频域中”的调制码元。

发射机116为每个用于数据传输的发射天线提供一OFDM码元流。每个OFDM码元流被进一步处理(为了简明，没有在图1A中示出)以产生相应的调制后的信号。每个调制后的信号接下来通过不同的发射天线在一无线信道上被发射到接收机。通信信道会由于特定的信道响应使调制后的信号失真并会由于附加的具有方差N₀的白高斯噪声(AWGN)而使调制后的信号进一步降级。

在接收机150处，发射的调制后信号由每一个接收天线接收，而从所有接收机接收的信号被提供到接收机(RCVR)160。在接收机160中，每个接收的信号被调整并数字化以提供相应的样本流。对于每个样本流，一快速傅利叶变换器(FFT)接收并将样本变换到频域以提供相应的接收码元流。接收码元流之后被提供给接收(RX)数据处理器162。

RX数据处理器处理接收码元流以提供所发射的数据流的解码后的数据。由RX数据处理器162进行的处理可包括空间或者空-时处理、解调(即，码元解映射)、去交错以及解码。RX数据处理器162可进一步提供每个所接收的数据分组的状态。信道估计器164处理来自解调/解码器162的“检测后”的码元以提供对于通信信道的一个或多个特征的估计，例如信道频率响应、信道噪声方差N₀、检测后的码元的信号对噪声及干扰比(SNR)等等。然而，SNR也可基于数据码元、或者导频和数据码元的结合而被估计，这是在本发明的范围之内。

速率选择器166从信道估计器164接收信道估计以及其他可能的参数并确定用于每个数据流的“合适的”速率。该数据指示了一组准备用于数据流的后续传输的参数值。例如，该速率可指示(或者可关联于)准备用于数据流的特定数据速率、特定编码方案以及/或者编码速率、特定调制方案等等。

控制器170从速率选择器166接收速率并从RX数据处理器162接收分组状态并向发射机110提供合适的反馈信息。该反馈信息可包括速率、信道估计、一些其他信息或者它们的组合。反馈信息可被用于通过调整在发射机处的处理来增加***的效率，以使数据可以通信信道所支持的功率和速率的最佳已知设定被发射。反馈信息随后被发送回到发射机110并被用于调整对发射至接收机150的数据的处理。例如，发射机110可(基于反馈信息)对每个将要被发射到接收机150的数据流调整数据速率、编码方案、调制方案，或者任何上述的组合。

在图1A所示的实施例中，速率选择由接收机150进行并为每个数据流选择的速率被提供给发射机110。在其它的实施例中，速率选择由发射机基于由接收机提供的反馈信息进行，或者也可以由发射机和接收机两者结合起来进行。

在单载波通信***中，被发射的码元可以在接收机处以类似的SNR全部地被接收。“恒定SNR”的数据分组和分组的错误概率(PE)之间的关系是在领域内熟知的。近似的，具有特定的SNR的单载波***所支持的最大速率可被估计为由具有相同的SNR的AWGN信道所支持的最大数据速率。AWGN信道的主要特征是其频率响应在整个***带宽中是平坦的或者恒定的。

然而，在多信道通信***中，组成数据分组的调制码元可通过多个频率子信道以及/或者多个空间子信道发射。一般，发射机和接收机之间的通信信道不是平坦的，而是色散的或者频率选择性的，在***带宽的不同子频带上具有不同数量的衰减。此外，对于MIMO信道，每个空间子信道的频率响应可能是彼此不同的。因此，根据用于发射分组的传输信道的特征，SNR可在整个分组中变化。这种分组的“变化SNR”的问题对于更加宽的***带宽和多路径信道来说更加加剧。对于多径信道，可选择用于每个数据流的数据速率以考虑到通信信道的多径或频率选择性特性。

多信道通信***的主要挑战接下来就是确定在实现特定等级的性能时可被用于每个数据流的最大数据速率，其是由特定分组错误率(PER)、帧错误率(FER)、块错误率(BLER)、比特错误率(BER)或者任何可被用于量化性能的其他标准量化。例如，希望等级的性能可通过将PER维持在特定标称(nominal)值附近的一个小范围内(例如，P_e＝1％)而实现。

此处提供用于在具有多路径信道的多信道通信***中控制数据传输的技术。在一方面，每个数据流的速率基于和该数据流相关的度量被确定。该度量可基于对用于该数据流的传输信道组建模的等效***而导出，如下面将要详细描述的。

图1B是基于等效***对具有多路径信道的多信道通信***的速率选择的图示说明。对于给出的由信道响应h(k)和噪声方差N₀定义的多路径信道，理论多信道***能够使用调制方案M支持S_avg的频谱效率，其中M对于不同的频率子信道可以是不同的。如这里所使用的，频谱效率表示“每个维度上的容量”的一般概念，其中维度可以是频率和或者空间。频谱效率一般使用比特每秒每赫兹作为单位(bps/Hz)。如这里所使用的，理论上的***是一个没有任何损失的***，而实际的***是一个具有如下损失的***(1)实施损失，例如由于硬件缺陷造成，以及(2)编码损失，由于实际上实现的编码并不是以该容量进行工作。该S_avg和提供信道条件h(k)及N₀的理论***的平均有效性相关。该平均频谱效率S_avg可基于频谱效率函数f(x)而被确定，其中x表示用于函数f(·)的一组输入参数，如下面将要描述的。

具有AWGN信道的等效***能够以SNR_equiv的SNR支持频谱效率S_avg。该等效***也是一个理论***。等效SNR，即SNR_equiv可使用调制方案M并基于函数g(x)＝f^-1(x)被导出用于的频谱效率S_avg其中f^-1(x)是f(x)的逆函数。

具有AWGN信道的实现多信道***能够使用调制方案M和编码方案C以P_e的PER以及SNR_equiv的SNR支持数据速率R。数据速率R被标准化为比特/秒/赫兹，其是和频谱效率使用相同的单位。所要求的SNR，可基于计算机模拟、经验化的测量、或者其他的一些装置而被确定，并可被保存在一表中。所要求的SNR相对于数据速率的函数是根据选择使用的特定调制方案M和编码方案C。如果数据速率所要求的SNR小于等效SNR，则该数据速率被认为是由该实现的多信道***所支持的。当数据速率R增加时，该实现的***所要求的SNR也会增加，而由于等效SNR是由信道条件h(k)和N₀定义的，等效SNR大致上是恒定的(除了由于根据调制方案M而引起的偏差)。因此，由实现的具有多路径信道的多信道***所支持的最大速率由信道条件所限制。

为了说明清楚，首先将说明单输入单输出(SISO)***的速率控制，然后扩展到单输入多输出(SIMO)***，而最终扩展到MIMO***。在下面的描述中，SISO、SIMO和MIMO***都是用OFDM。

SISO***

对于SISO-OFDM***，只有一个空间子信道且该信道响应被定义为{h(k)}，其中k＝0、1...(N_F-1)。对于信道响应为{h(k)}且噪声方差为N₀的多路径信道，对于每一个频率子信道k，这些参数可被映射到一SNR(k)。如果SISO-OFDM***的总发射功率P_total是固定的且将发射功率分配到N_F个频率子信道是均匀并固定的，每个频率子信道k的SNR可被表示为：

$\mathrm{SNR}\left(k\right)=\frac{P_{\mathrm{total}}}{N_F}\frac{{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{N_0}---\left(1\right)$

每个具有SNR(k)的频率子信道k的频谱效率可基于函数f(x)被估计，该函数可以是约束的(constrained)或者不约束的(unconstrained)频谱效率函数。***的绝对或者无约束的频率效率一般被给出为在具有给出的信道响应和噪声方差的信道上可被可靠发射的理论最大数据速率。***的约束频谱效率是进一步根据用于数据传输的特定调制方案或者信号星座图。约束的频谱效率(由于实际上调制码元被限制在信号星座图上的特定点上)比绝对频谱效率(不受到任何信号星座图的限制)低。

在一个实施例中，函数f(x)可基于约束的频谱效率函数f_const(k)而被定义，其可表示为：

$f_{\mathrm{const}}\left(k\right)=M_k-\frac{1}{2^{M_k}}\underset{i=1}{\overset{2^{M_k}}{\mathrm{\Σ}}}E\left[{\log }_2\underset{j=1}{\overset{2^{M_k}}{\mathrm{\Σ}}}\exp (-\mathrm{SNR}\left(k\right)({|a_i-a_j|}^2+2\mathrm{Re}\{{\mathrm{\β}}^{*}(a_i-a_j)\left\}\right))\right]---\left(2\right)$

其中M_k和调制方案M(k)相关，即，调制方案M(k)对应维的星座图(例如，

维的QAM)，其中在星座图中的

个点中的每一个可由M_k比特识别；

α_i和α_j是

维星座图中的点；

β是平均值为0且方差位1/SNR(k)的复数(complex)高斯随机变量；以及

E[·]是期望值运算，其是针对等式(2)中的变量β。

等式2示出了每个频率子信道可以使用不同的调制方案M(k)。为了简明，一个调制方案M可被用于所有的N_F个频率子信道以用于数据速率R(即，M(k)＝M，对于所有的k)。

在等式(2)中示出的约束频谱效率函数f_const(k)不具有封闭形式的解。因此，该函数可在数值上导出多种调制方案和SNR值，且结果可保存在一个或多个表中。此后，函数f_const(k)可通过接入具有特定调制方案和SNR的合适的表来估计。

在另一个实施例中，函数f(x)被基于香农(Shannon)(或者理论)频谱效率函数f_unconst(k)而被定义，其可被表示为：

f_unconst(k)＝log₂[1+SNR(k)]    (3)

如在等式(3)中所示的，香农频谱效率不受到任何给出的调制方案的限制(即，在等式(3)中，M(k)不是一个参数)。

频谱效率函数基于一组输入参数提供***的频谱效率。这些频谱效率函数和提供信道的(约束或者无约束)容量的信道容量函数相关。频谱效率(一般使用bps/Hz作为单位)和容量(一般使用bps作为单位)相关并可被视为等于归一化的容量。

用于f(x)的函数的具体选择可根据不同的因素。对于使用一个或多个特定调制方案的典型***，已发现使用约束频谱效率函数f_const(k)用于函数f(x)能得到由具有多路径信道的SISO-OFDM***所支持的最大数据速率的精确估计。

在一典型的通信***中，可定义一组离散的数据速率，R＝{R(r)，r＝1、2…P}，且仅仅这些数据速率是可以被使用的。组R中的每个数据速率R(r)可与一特定的调制方案或者信号星座图M(r)以及特定的编码速率C(r)相关。每个数据速率还会要求SNR_req(r)或者更好的SNR来实现希望的为P_e的PER。该SNR_req(r)被确定用于具有AWGN信道的实际的SISO-OFDM***。

每个数据速率R(r)可因此而与一组表征其的参数相关。这些参数可包括调制方案M(r)、编码速率C(r)以及要求的SNR_req(r)，如下式所示：

$R\left(r\right)\↔[M\left(r\right),C\left(r\right),{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{req}}\left(r\right)],---\left(4\right)$

其中r是数据速率的索引，即r＝1、2…P，而P是可被使用的数据速率的总数量。等式(4)表明了数据速率R(r)可使用调制方案M(r)和编码速率C(r)来发射并进一步要求SNR_req(r)以实现希望的为P_e的PER。

图2是基于等效***确定由SISO-OFDM***所支持最大数据速率的过程200的一个实施例的流程图。对于该实施例，在等式(2)中所示的约束频谱效率函数被用作f(x)以确定用于数据传输的传输信道的平均频谱效率。由于每一个数据速率R(r)可与不同的调制方案M(r)相关，并且由于约束频谱效率函数是取决于M(r)，传输信道的平均频谱效率对于不同的数据速率可能是不同的。等效***是根据平均频谱效率并因此确定图2中的每个数据速率。

开始时，由SISO-OFDM***所支持的P个数据速率可按照如下的顺序R(1)＜R(2)＜…＜R(P)排序。最高的可用速率R(P)然后被选择(例如，通过设定变量r等于最高数据速率的索引，即r＝p)(步骤212)。参数值和(1)用于数据传输的传输信道，例如信道响应h(k)和噪声方差N₀，以及(2)被选择的数据速率R(r)，例如调制方案M(r)相关并然后被确定(步骤214)。根据SISO-OFDM***的设计，每个数据速率可与一个或者多个调制方案相关。为了简明，下面将假设仅有一个调制方案和每个数据速率相关。

发射信道的平均频谱效率S_avg然后被确定(步骤216)。这可以通过首先确定每个传输信道的SNR(k)来实现，如在上面的等式(1)中所示的。使用约束频谱效率函数，接下来对SNR(k)和调制方案M(r)估计每个传输信道的频谱效率，如在等式(2)中所示的。N_F和频率子信道的频谱效率然后被平均以获取平均频谱效率S_avg，如下式：

$S_{\mathrm{avg}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}f\left(x\right)}{N_F}---\left(5\right)$

图3是具有多路径信道的SISO-OFDM***的频谱效率图示说明。对于在整个***带宽中具有可变SNR的多路径信道来说，SISO-OFDM***对于不同的频率子信道具有不同的频谱效率，如曲线310所示。所有用于数据传输的N_F个频率子信道的频谱效率可被平均以获取平均频谱效率S_avg，其由曲线312所示。如果通信信道是AWGN信道而不是多路径信道，平均频谱效率S_avg，可被视为SISO-OFDM***中的N_F个频率子信道中的每一个的频谱效率。约束或者无约束频谱效率函数可因此而被用于映射多路径信道至一等效AWGN信道。

回头参考图2，度量Ψ然后基于等效***而被确定(步骤218)。等效***218被定义为具有AWGN信道和平均频谱效率S_equiv，该平均频谱效率S_equiv等于具有多路径信道的SISO-OFDM***的平均频谱效率(即，S_equiv＝S_avg)。等效***支持S_equiv的数据速率所需要的SNR可基于用于导出S_avg的函数的逆函数而被确定，在这种情况下是约束频谱效率函数。度量Ψ然后可被设置为等于等效SNR，如下式：

Ψ＝g(x)＝f^-1(x)    (6)

其中f^-1(x)表示f(x)的逆函数。度量Ψ和等效SNR两者都指示N_F个频率子信道的“优度(goodness)”。

约束频谱效率函数f(x)具有两个输入，SNR(k)和M(r)，并且映射它们至一频谱效率值。逆约束频谱效率函数f^-1(x)具有两个输入，S_avg和M(r)，并映射它们至一SNR值。函数g(S_avg，M(r))因此确定等效***支持等于使用星座图M(r)的平均频谱效率S_avg的频谱效率所需要的SNR。度量Ψ可因此而对于每一个调制方案(即，每个信号星座图)被确定一次。也可确定用于不同的调制方案的函数g(x)并保存在一个表中。

由实际的SISO-OFDM***以所希望的P_e的PER发射被选择的数据速率R(r)所要求的SNR，SNR_req(r)然后被确定(步骤220)。所要求的SNR是调制方案M(r)以及和被选择的数据速率R(r)相关联的编码速率C(r)的函数。可通过计算机模拟、经验化测量或者通过其他一些装置来确定每一个可能的数据速率所要求的SNR，并将它们保存在一个表中供以后使用。

接下来确定被选择的数据速率R(r)是否由SISO-OFDM***所支持(步骤222)。这可通过将度量Ψ和确定用于被选择的数据速率所要求的SNR比较而实现。如果度量Ψ大于等于所要求的SNR(即，Ψ≥SNR_req(r))，表示由SISO-OFDM***所实现的用于多路径信道的SNR足以支持数据速率R(r)用于所希望的P_e的PER，之后该数据速率被选择使用(步骤226)。否则，下一个较低的可用数据速率被选择用于估计(例如，通过减小变量r，或者r＝r-1)(步骤224)。该下一个较低的数据速率然后通过返回步骤214而被估计。步骤214至222可被不断的重复，直至(1)在步骤226中识别并提供所支持的最大数据速率，或者(2)所有的可用数据速率已经被估计。

如果使用约束频谱效率函数，度量Ψ是取决于信道条件(例如，h(k)和N₀)和调制方案M(r)。所要求的SNR是随着数据速率增加而增加的单调函数。在图2中示出的实施例从最大可用数据速率至最小可用数据速率来估计可用的数据速率，每次估计一个。小于等于与所要求的SNR相关的最高数据速率的度量Ψ被选择使用。

度量Ψ可基于等式(2)、(5)和(6)被确定。在等式(5)中，对f(x)进行求和，将个别的频率子信道的频谱效率累加以提供N_F个频率子信道的频谱效率。然后通过将N_F个频率子信道的频谱效率除以频率子信道的数量来获得平均频谱效率S_avg。函数g(S_avg，M(r))接下来确定使用调制方案M(r)以和平均频谱效率S_avg相等的频谱效率可靠发射数据的等效***所需要的等效SNR。

等式(5)假设相同的调制方案M(r)被用于SISO-OFDM***中的所有的N_F个频率子信道。这一限制会简化***中发射机和接收机处的处理，但可能牺牲性能。

度量Ψ也可以对于为不同频率子信道使用不同调制方案的情况而定义。对于不同的频率子信道使用不同的调制方案和/或编码速率通常称为“比特载入(bit loading)”。

在图2中，对于每一个将要被估计的数据速率确定等效***。该实现覆盖了一种方案，其中不同的数据速率和不同的调制方案相关联。然而，如果不同的数据速率和相同的调制方案相关联，则只需要确定可能被用于将要被估计的数据速率的每一个不同的调制方案的等效***。这可以简化计算。

进一步简化，如果频率子信道的平均频谱效率S_avg仅仅是依赖于SNR(k)而不依赖于调制方案，这种情况在无约束频谱效率函数被用作f(x)时会发生，则等效***仅仅需要被估计一次，而不是对于每一个数据速率都要估计。等效***的等效SNR可使用上述的方式被确定一次。此后，每个数据速率所要求的SNR(从最高的数据速率开始)可与等效SNR比较。

在另一个实施例中，度量Ψ被定义为由单载波通信***在均衡化之后用于多路径信道的检测后(post-detection)SNR。检测后SNR表示总信号功率和在均衡化之后在接收机处的噪声加上干扰之比。均衡化的单载波***中的检测后SNR的理论值可表示SISO-OFDM***的性能，并因此可被用于确定SISO-OFDM***中所支持的最大数据速率。不同类型的均衡器可被用于处理在单载波***中接收的信号以补偿所接收的信号中的由于多路径信道而引入的失真。这种均衡器包括，例如最小均方差线性均衡器(MMSE-LE)、判决反馈均横器(DFE)等等。

(无限长度)的MMSE-LE的检测后SNR可被表示为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{mmse}-\mathrm{le}}=\frac{1-J_{\min }}{J_{\min }},---\left(7a\right)$

其中J_min是由下式给出

$J_{\min }=\frac{T}{2\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\π}/T}{\overset{\mathrm{\π}/T}{\∫}}\frac{N_0}{X\left(e^{\mathrm{j\ωT}}\right)+N_0}\mathrm{d\ω}---\left(7b\right)$

其中X(e^jωT)是信道传输函数H(f)的折叠频谱。

(无限长度)的DFE的检测后SNR可被表示为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{dfe}}=\exp \left[\frac{T}{2\mathrm{\π}}\underset{-\mathrm{\π}/T}{\overset{\mathrm{\π}/T}{\∫}}\ln \left(\frac{X\left(e^{\mathrm{j\ωT}}\right)+N_0}{N_0}\right)\mathrm{d\ω}\right]-1---\left(8\right)$

分别在等式(7)和(8)中示出的MMSE-LE和DFE的检测后SNR是表示理论值。MMSE-LE和DFE的检测后SNR还由J.G.Proakis进一步详细说明，分别在1995年由McGraw，Hill出版的题为“数字通信”第3版的第10-2-2和10-3-2章中，都通过引用结合与此。

MMSE-LE和DFE的检测后SNR也可在接收机处基于接收的信号进行估计，如在美国专利申请序列号Nos.09/826,481和09/956,449中所描述的，两者都题为“Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information ina Wireless Communication System”，分别在2001年3月23日和2001年9月18日提交，以及在美国专利申请序列号No.09/854,235，中所描述的，题为“Method and Apparatus for Processing Data in Multiple-InputMultiple-Output(MIMO)Communication System Utilizing Channel StateInformation”，提交于2001年5月11日。它们都转让给被申请的受让人并通过引用结合于此。

诸如在等式(7)和(8)所示出的解析表示中所描述的检测后SNR被确定用于多路径信道并可被用作度量Ψ的估计值(即，Ψ≈SNR_mmse-1e或者Ψ≈SNR_dfe)。用于等效AWGN信道的检测后SNR(即，SNR_mmse-1e或者SNR_dfe)可与要求的SNR，SNR_req(r)相比较，以导出一组参数值，R(r)、M(r)、C(r)和P_e，以确定可被用在具有多路径信道的SISO-OFDM***中的数据速率。

模型化用户数据流的传输信道的等效***可被定义为具有AWGN信道以及和传输信道的平均频谱效率相等的频谱效率。等效***也可基于由单载波通信***用于多路径信道的检测后SNR来定义。等效***也可使用其他的形式定义，且这是在本发明的范围之内。度量Ψ也可基于其他的一些函数以及/或者其他的一些方式被定义，这也是在本发明的范围之内。

被选择在SISO-OFDM***中使用的数据速率使用度量Ψ表示预测的可由多路径信道支持的用于所期望的P_e的PER的数据速率。对于任何的数据速率预测方案，都不可避免地存在预测错误。为了保证期望的PER可被实现，预测错误可被估计并可在确定由多路径信道所支持的数据速率中使用回退(back-off)因子。该回退减小了***的吞吐量。因此，希望在仍然实现期望的PER的同时保持该回退尽可能地小。如这里所描述的精确的预测方案将最小化要被应用的回退并因此最大化***容量。

图4A示出了支持一组离散数据速率的***的所要求的SNR对数据速率的曲线。在图4A中，离散的数据速率在水平轴上被标示为R(r)，其中r＝1、2、...P_o每个数据速率R(r)与具有AWGN信道的***实现为P_e的PER所要求的不同的SNR相关联。所要求的SNR在竖直轴上被标示为SNR_req(r)。在(R(r)，SNR(r))，其中r＝1、2、...P处的离散的操作点对应于支持对应的数据速率所要求的最小的SNR，由实心圆点412表示。该***的频谱效率函数由曲线410(粗的实心线)表示。

对于给出的多路径信道，平均频谱效率S_avg可如在等式(5)中所示的那样被确定，而用于该平均频谱效率的度量Ψ可如在等式(6)中所示的那样被确定。如图示，Ψ和S_avg可由图4A中的点414表示，被标记为“×”。如果该点是位于曲线410之上的阴影部分，则被选择的与Ψ和S_avg相关联的数据速率被认为是由***所支持的。

由于被选择的数据是基于理论值，所以需要对被选择的数据进行回退。例如，编码损失和实现损失会导致要求更高的SNR来实现期望的SNR。由于接收机的预解码步骤中的不完美而导致的实现损失会引起SNR的上升，而由于解码器和发射机的不完美而造成的损失一般是可以忽略的。编码损失对容量的值可连同回退一起估计并计算。用于考虑编码损失的回退量可如下所述确定

图4B图示说明了在估计是否支持一特定的数据速率时所使用的回退的量的确定过程。如上面所描述的，集合{SNR_req(r)}，其中r＝1、2、...P表示在一个实际的***中为了获得所期望的P_e的PER所要求的SNR。对于每个数据速率可基于(约束或者无约束)的频谱效率函数确定理想的SNR并在竖直轴上显示。集合{SNR_cap(r)}，其中r＝1、2、...P表示在理想的***(即，没有实现损失)中为了获得所期望的P_e的PER所要求的SNR。可注意到对于所有的r，由于SNR_cap(r)是理想的***所要求的SNR而SNR_req(r)是实际的***所要求的SNR，SNR_cap(r)＜SNR_req(r)。集合{ΔSNR(r)}，其中r＝1、2、...P可被定义为表示实际***所需要的附加SNR，以考虑到在实际***中的损失(主要包括编码损失)。

在等式(5)中确定的平均频谱效率S_avg将位于两个连续的数据速率之间，例如，R(r)和R(r+1)，它们被标准化为比特/秒/赫兹。这两个数据速率处对应的SNR中的回退分别为ΔSNR(r)和ΔSNR(r+1)。在一个实施例中，用于度量Ψ的回退的量可由ΔSNR(r)和ΔSNR(r+1)之间的线性内插确定，如下式：

$\mathrm{\Δ\Ψ}=\frac{\mathrm{\ΔSNR}\left(r\right)[R(r+1)-C_{\mathrm{avg}}]+\mathrm{\ΔSNR}(r+1)[C_{\mathrm{avg}}-R\left(r\right)]}{R(r+1)-R\left(r\right)}---\left(9\right)$

回退度量Ψ_BO可被标示为：

Ψ_BO＝Ψ-ΔΨ    (10)

回去参考图2，回退度量Ψ_BO(而不是度量Ψ)可与所要求的SNR在步骤222中进行比较以确定所选择的数据速率R(r)是否由SISO-OFDM***所支持。

SIMO***

对于SIMO***，N_R个接收天线被用于接收从单个发射天线发射的数据。单个发射天线和N_R个接收天线之间的信道响应被表示为h(k)或者{h_i(k)}，其中i＝1、2、...N_R而k＝0、1、...(N_F-1)，其中h_i(k)是发射天线和第i个接收天线之间在第k个频率子信道上的耦合(即，复数增益)。

(1，N_R)SIMO***的频谱效率函数和用于SISO***的是一样的，除了SIMO***所接收的SNR是通过所有N_R个接收天线所接收的SNR的总和。因此，SIMO-OFDM***中第k个频率子信道所接收的SNR可被表示为：

$\mathrm{SNR}\left(k\right)=\frac{\underset{i=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|h_i\left(k\right)\left|\right|}^2}{N_0}---\left(11\right)$

其中用于每个频率子信道的发射功率被归一化为1。为了简明，等式(11)假设在所有的N_R个接收天线上接收相同的噪声方差N₀。等式(11)可被修改以计算不同的接收天线所接收的不同的噪声方差N₀。作为比较，在SISO-OFDM***中第k个频率子信道所接收的SNR可由等式(1)表示。对于SIMO-OFDM***，在等式(11)中确定的所接收的SNR可被用于频谱效率函数f(x)。除了计算SNR中的变化，SIMO-OFDM***的速率控制可以采用与上述的用于SISO-OFDM***类似的方式进行。

MIMO***

对于MIMO-OFDM***，在N_T个发射天线和N_R个接收天线的之间的信道响应可使用N_R×N_T信道脉冲响应矩阵H表示。矩阵H中的元素是由信道脉冲向量{h _i，j}组成，其中i＝1、2、...N_R而j＝0、1、...M_T，h _i，j表示第j个发射天线和第i个接收天线之间的耦合。每一个向量h _i，j由L个抽头(tap)组成，可表示为：

h _i，j＝[h_i，j(1)h_i，j(2)...h_i，j(L)]^T    (12)

其中对于瑞利(Raylaigh)衰减信道L个抽头可被模型化成复数高斯系数。对于给出的(i，j)发射接收天线对，从第j个发射天线发射的信号可由第i个接收天线通过数个传播路径接收，而与这些传播路径相关联的多路径分量被假设成不相关的，这可表示为：

$E\left[h_{i,j}\left(p\right)h_{i,j}^{*}\left(q\right)\right]=E\left[{\left|h_{i,j}\left(p\right)\right|}^2\right]{\mathrm{\δ}}_{p-q},---\left(13\right)$

其中p和q表示两个多路径分量，h^*是h的复数共轭，而δ_p-q是Delta-Dirac函数，其仅在p＝q是为1而在其他的时候为0。此外，假设用于不同的发射-接收天线对的信道响应是不相关的，即

对于不同的m，n，i，j，其中h^H表示h的共轭转置。

信道脉冲响应矩阵H(n)是MIMO信道响应的时域表示。对应的信道频率响应矩阵H(k)，可通过在H(n)上进行快速傅立叶变换(FFT)而获得，可被表示为：

$\underset{\‾}{H}\left(k\right)=\mathrm{FFT}\left[\underset{\‾}{H}\left(n\right)\right],---\left(14\right)$

其中k＝O、1、...(N_F-1)且N_F≥L。具体地，N_F点的FFT可进行N_F个采样值的序列对于H中给出的元素h _i，j以导出对应的H的元素h _i，j的N_F个系数序列。H中的每个元素因此是H中对应元素的FFT。H中的每个元素是一具有N_F个复数值的向量(即h _i，j＝[h_i，j(0)，h_i，j(1)...h_i，j(N_F-1)]^T)，其表示特定(i，j)发射-接收天线对的传输路径的频率响应。矩阵可被视为包括N_F个矩阵H(k)的序列，其中k＝0、1、...(N_F-1)，每一个具有N_R×N_T维。

对于MIMO-OFDM***，数据可使用数个处理方案进行处理及发射。每个处理方案可指定(1)在传输之前对数据进行处理的方式(即，编码、交错以及调制)，以及(2)用于发射每个独立处理的数据流的传输信道。

在全天线处理(AAP)方案中，数据流在全部的发射天线和频率子信道上被发射。对于这个方案，准备被发射的数据可被编码、交错、调制并之后多路复用成N_T个码元流用于N_T个发射天线。对于AAP方案，编码后的数据分组可在频域和空域两者中被交错。

在每天线处理(PAP)方案中，数据流在每个发射天线的全部频率子信道上被发射。对于这个方案，准备被发射的数据首先被多路复用成N_T个数据流用于N_T个发射天线。每个数据流被独立地编码、交错、调制并在N_T个发射天线中的一个上被发射。N_T个数据流的数据速率和编码及调制方案可能是相同或者不同的。对于PAP方案，每个数据流仅仅在频域上被交错。

每个被独立处理的数据流可包括一个或多个编码后的数据分组或者编码字。每个这样的编码字在发射机处通过基于特定的编码方案对数据分组编码而产生，并可在接收机处基于互补的解码方案而被解码。对于每个编码字的解码可通过首先恢复用于该编码字的被发射的调制码元来实现。在发射机处所选择的处理方案影响在接收机处可用的处理方案。

MIMO-OFDM***的模型可被表示为：

y(k)＝H(k)x(k)+n，对于k＝0，1，...(N_F-1)，    (15)

其中y(k)是用于第k个频率子信道的N_R个接收码元的向量(即，用于音调(tone)k的“所接收”的向量)，其可被表示为 $\underset{\‾}{y}\left(k\right)={[y_1\left(k\right),y_2\left(k\right)\·\·\·y_{N_R}\left(k\right)]}^T$ ，其中y _i(k)由第i个接收天线所接收的音调k的输入，其中i＝1、2、...N_R；

x(k)是音调k的N_T个调制码元的向量(即，“被发射”的向量)，其可被表示为 $\underset{\‾}{x}\left(k\right)={[x_1\left(k\right),x_2\left(k\right){...x}_{N_T}\left(k\right)]}^T$ ，其中x_j(k)是从第j个发射天线发射的音调k的调制码元，其中j＝1、2、...N_T；

H(k)是音调k的MIMO信道的信道频率响应矩阵；以及

n是具有平均向量为0和协方差(covariance)矩阵Λ _n＝N₀ I的附加的高斯白噪声(AWGN)，其中0是零向量，I是在对角线上为1而其他地方为0的特征矩阵，N₀是噪声方差。

为了简明，在发射机和接收机两者处的OFDM处理造成的影响(它们是可被忽略的)没有在等式(5)中被示出。

由于在传播环境中的散射，从N_T个发射天线发射的NT个码元流会在接收机处相互干扰。具体而言，从一个发射天线发射的一给出的码元流可由所有的NR个接收天线以不同的幅度和相位接收。每个被接收的码元流可包括N_T个被发射的码元流中每一个的分量。N_R接收的码元流可总共包括所有的N_T个被发射的码元流。然而，这些N_T个数据流分散在N_R个所接收的码元流中。

在接收机处，可使用不同的处理技术来处理N_R个所接收的码元流以检测N_T个所发射的码元流。这些接收机处理技术可被分成两个主要的类别：

·空间和空-时接收机处理技术(也可被称为均衡技术)以及

·“连续趋零(nulling)/均衡以及干扰消除”接收机处理技术(也可被称为“连续干扰消除”(SIC)处理技术)。

空间和空-时接收机处理技术可为AAP方案提供更好的性能，而SIC处理技术可为PAP方案提供更好的性能。这些接收机处理技术将在下面详细描述。

为了简明，下述的术语将在这里被使用：

·“所发射”的码元流——从发射天线发射的调制码元流；

·“所接收”的码元流——空间和空-时处理器的输入(如果被使用的话，是在SIC接收机的第一级，如图10所示)；

“修改后”的码元流——在SIC接收机的后续级中空间或者空-时处理器的输入。

“检测”的码元流——从空间或者空-时处理器的输出(在SIC接收机的l级中，可检测到N_T-l+1个码元流)；以及

“恢复”的码元流——在接收机处恢复的码元流，以获得解码后的数据流(在SIC接收机的每一个级中仅仅是检测的一个码元流)。

空间和空-时接收机处理技术试图在接收机处分离所发射的码元流。每个所发射的码元流可通过下述步骤来“检测”(1)基于信道响应的估计将在N_R个所接收的码元流中的所发射的码元流的不同分量进行组合，以及(2)移除(或者消除)由于其他所发射的码元流而造成的干扰。每个接收机处理技术试图达到以下之一(1)将个别的所发射的码元流进行去相关以使得没有干扰是来自其他的所发射的码元流，以及(2)在存在噪声来自其他码元流的干扰情况下最大化每个检测的码元流的SNR。每个检测的码元流之后被进一步处理(例如，解调、去交错以及解码)以获得对应的数据流。

为了简明，假设一线性迫零(ZF)均衡器通过将所接收的码元流投影(projecting)到一无干扰的字空间来进行空间处理以获得所发射的码元流。线性ZF均衡器具有响应W _ZF(k)，其可被表示为：

W _ZF(k)＝H(k)(H ^H(k)H(k))^-1    (16)

检测的码元流，

，是对于所发射的码元流x的估计，该估计可被表示为：

$\underset{\‾}{\overset{^}{x}}\left(k\right)={\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{ZF}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{y}\left(k\right)=\underset{\‾}{x}\left(k\right)+{\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{ZF}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{n}---\left(17\right)$

如等式(17)的右边所示的，检测的码元流，

，包括所发射的码元流x，加上经过滤波的噪声W _ZF ^H(k)n，其通常与协方差矩阵 ${\mathrm{\Σ}}_n=N_0{\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{ZF}}^H{\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{ZF}}$ 相关。相关发生在不同的发射天线的相同频率子信道之间。该相关可被用于使用全部天线处理(AAP)的***中。

该分析也可基于其他的线性接收机进行，如本领域的技术人员所知的。

连续干扰对消接收机处理技术试图恢复所发射的码元流，使用空间或者空-时接收机处理在每个步骤恢复一个。当每一个码元流被恢复时，由所恢复的码元流所引起的对于剩余的尚未被恢复的码元流上的干扰被估计并从所接收的码元流中被对消，修改的码元流在下一步骤中被类似地处理以恢复下一个所发射的码元流。

对于SIC接收机，第l个步骤首先在N_R个修改的码元流上进行空间或者时-空处理以试图分离(N_T-l+1)个尚未被恢复的所发射的码元流。如果SIC接收机使用线性ZF均衡器，则每个所发射的码元流可通过使用与所发射的码元流相匹配的滤波器来过滤这N_R个修改的码元流而被分离。为了简明，下面的描述假设所发射的码元流以升序的顺序被恢复(即，来自发射天线1的码元流首先被恢复，来自发射天线2的码元流接下来被恢复等等，来自发射天线N_T的码元流将最后被恢复)。然而，这并不是所要求的，所发射的码元也可以按照其他的顺序被恢复。

在第l级中用于恢复第l个码元流的匹配滤波器具有单位范数向量W _t(k)，对于每个音调k具有N_R个滤波器系数，其中k＝0、1...(N_F-1)。为了最小化来自其他(N_T-l)个尚未被恢复的码元流在第l个码元流上造成的干扰，向量W _t(k)被定义为与{h _j(k)}正交，其中j＝l+1、l+2、...N_T。该条件可被表示为，W _t(k)h _j(k)＝0，其中j＝l+1、l+2、...N_T并且还对于每个音调k有k＝0、1...(N_F-l)。由于来自其他(l-1)个发射天线的所发射的码元流已经在之前的各级中被恢复并被从用于第l级的修改的数据流y ^t(k)中对消，向量W _t(k)不需要与{h _j(k)}正交，其中j＝1、2、...l-1且k＝0、1...(N_F-1)。

匹配滤波器的信道响应W _t(k)可基于不同的空间或者空-时处理技术被导出。例如，匹配的滤波器响应W _t(k)可使用线性ZF均衡器被导出。对于SIC接收机，信道响应矩阵H(k)，由于所发射的码元流被恢复，在每一级中会减少一列。对于第l级，减少的信道响应信号H ¹(k)，是一个(N_R×(N_T-l+1))矩阵，用于(l-1)个已经恢复前的码元流的发射天线的(l-1)个列从原始矩阵H(k)中被移除。用于第l个级的ZF均衡器响应矩阵W _ZF ^l(k)可基于降低的信道响应矩阵H ¹(k)被导出，如在等式(16)中所示的。然而，由于每级的H ¹(k)是不同的，每级的W _ZF ^l(k)也是不同的。在第l级中用于第l个码元流的匹配的滤波器响应w _l(k)可被表示为w _l(k)＝w _ZF ^l(k)，其中w _ZF ^l(k)对应于第l个发射天线并且是ZF均衡器响应矩阵W _ZF ^l(k)中的第一列，其是对于第l级被导出。

检测的用于第l个发射天线的码元流，可接下来被估计为：

${\hat{x}}_l\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_l^H\left(k\right){\underset{\‾}{y}}^l\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_l^H\left(k\right){\underset{\‾}{h}}_l\left(k\right)x_l\left(k\right)+{\underset{\‾}{w}}_l^H\left(k\right)\underset{\‾}{n}---\left(18\right)$

用于SIC接收机的第l个步骤的空间或者空-时处理可提供(N_T-l+1)个检测的码元流，，其中j＝l、l+1、...N_T。每个检测的码元流包括在不同的发射天线的所有N_F个频率子信道上发射的调制码元。空间处理因此有效映射MIMO***至数个平行的SISO***。对于在第l级中检测的(N_T-l+1)个码元流，和第l个发射天线对应的码元流被选择进行进一步的处理以获得该码元流的数据。

如果码元流可以被没有错误地恢复(或者以最小的错误)且如果信道响应估计相当精确，则对于由于所恢复的码元流造成的干扰的对消是有效的。后来恢复的码元流将经历较少的干扰并可达到更高的SNR。以这种方式，可对于所有恢复的码元流(可能除了第一个恢复的码元流之外)达到更高的性能。如果由于每个恢复的流引起的干扰可被精确地估计并对消，SIC处理技术可比空间/空-时接收机处理技术更好。这要求无错误或者低错误的地恢复所发射的码元流，其可通过对码元流用差错校正码来部分地实现。

一般，对于SIC接收机的一个重要的考虑是所发射的码元流的检测顺序。如果相同的数据速率被用于所有的发射天线，则检测的码元流中能达到最高SNR的可被选择用于恢复。然而，使用此处所描述的速率控制，用于发射天线的速率可被选择以使所有检测的码元流具有类似的可靠性。使用速率控制，使用怎样的顺序来对码元流进行检测不是重要的考虑。

在一方面，在使用多个用于数据传输的传输信道的多信道***中，每个被独立处理的数据流可使用等效SISO***被建模。接下来可对每个数据流以和上述的用于SISO***类似的方式进行速率控制。

使用AAP的MIMO-OFDM***

如果在MIMO-OFDM***的发射机中使用AAP，则对于每个传输码元周期在接收机处的空间或者空-时处理提供从N_T个发射天线发射的N_T个检测的OFDM码元。每个检测的OFDM码元包括用于N_F个频率子信道的N_F个调制码元。N_T个检测的OFDM码元一般会独立地衰减，且每个OFDM码元会由于用于接收该OFDM码元的空间子信道的响应而失真。

对于AAP方案，交错在频域和空间域两者上进行。因此，编码字可在所有的N_T个检测的OFDM码元上进行交错。使用AAP的MIMO-OFDM***(使用所有的N_TN_F个传输信道来发射一编码字)可接下来被映射至使用N_TN_F个子载波的等效SISO***并占据单个空间子信道N_T倍的带宽(并因此，会面对具有N_TL个多路径的信道)。如果映射是有效的，则用于具有AWGN的等效SISO***的等效SNR可接下来被用于选择用于具有多路径信道的MIMO-OFDM***的合适的数据速率。

图5A是说明在具有多路径信道的MIMO***中空间子信道的频谱效率的图示。对于MIMO-OFDM***，如果信道响应矩阵H(k)是满秩的(即N_S＝N_T≤N_R)，就有N_T个空间子信道。在这种情况下，每个空间子信道和不同的发射天线相关联并具有W的带宽。每个空间子信道(或者每个发射天线)的信道响应由h _j(k)，其中j＝0、1、...N_T，且k＝0、1...(N_F-1)定义，其中h _j(k)是矩阵H(k)中的一列并且包括用于N_R个接收天线的N_R个元素。

对于每个具有信道响应h _j(k)和噪声方差N₀的发射天线，用于N_F个频率子信道的频谱效率的曲线510可被基于在等式(2)或者(3)中示出的约束或者无约束频谱效率函数导出。用于每个发射天线的平均频谱效率S_avg可按照等式(5)导出。如在图5A所示，由于这些空间子信道的独立衰减，用于N_T个发射天线(或者N_T个空间子信道)的频谱效率曲线510a至510t可以是不同的。

图5B是说明用于模型化图5A中所示的MIMO-OFDM***的等效SISO***的频谱效率。等效SISO***被定义为具有一AWGN信道和等于被模型化的MIMO-OFDM***的平均频谱效率的频谱效率。对于具有N_T个平行有色噪声(colored-noise)信道的MIMO-OFDM***，每个信道占用W的带宽，整体的容量C_mimo可被表示为：

$C_{\mathrm{mimo}}=W{\log }_2\left(\frac{|{\mathrm{\Σ}}_s+{\mathrm{\Σ}}_n|}{\left|{\mathrm{\Σ}}_n\right|}\right)---\left(19\right)$

其中|∑|是∑的行列式，而∑_S是具有均衡器后信号功率的对角矩阵。对角矩阵∑_S可基于等式(18)导出并可被表示为：

MIMO-OFDM***的容量C_mimo可被表示为：

$C_{\mathrm{mimo}}\≥W\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_j---\left(21\right)$

其中S_j是以比特/赫兹为单位的对应于第j个发射天线的频谱效率。为了简明，等式(21)中的下限，即 $C_{\mathrm{mimo}}\≥W\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_j$ ，可被用于下面的描述。然而，MIMO-OFDM***的真实容量也可被使用，且这是在本发明的范围之内。

占用N_TW带宽的等效SISO***的容量C_SISO，可被表示为：

C_siso＝N_TWS_equiv    (22)

其中S_equiv是以比特/赫兹为单位的具有AWGN信道的等效SISO***的频谱效率。

设置C_siso等于C_mimo并结合等式(22)和(23)，等效SISO***的频谱效率S_equiv可被表示为：

$S_{\mathrm{equiv}}=\frac{\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{S}_j}{N_T}---\left(23\right)$

MIMO-OFDM***中的每个发射天线的频谱效率S_j可被表示为：

$S_j=\frac{\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}f({\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right),{\underset{\‾}{w}}_j\left(k\right),N_0,M\left(r\right))}{N_F}---\left(24\right)$

其中W_j(k)是第j个发射天线的ZF均衡器响应，例如，在等式(16)中确定的矩阵W _ZF(k)中的第j列。

等式(24)中的函数f(x)是SNR(k)和调制方案M(r)的函数。第j个发射天线的第k个频率子信道的SNR可被表示为：

${\mathrm{SNR}}_j\left(k\right)=\frac{{\left|w_j^H\left(k\right)h_j\left(k\right)\right|}^2}{N_0}---\left(25\right)$

使用AAP的MIMO-ODFM***的平均频谱效率S_avg，AAP可被表示为：

$S_{\mathrm{avg},\mathrm{AAP}}=\frac{\underset{j=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\text{f}({\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right),{\underset{\‾}{w}}_j\left(k\right),N_0,M\left(r\right))}{N_T{N}_F}---\left(26\right)$

使用AAP的MIMO-OFDM***的平均频谱效率S_avg，AAP接下来可被用作等效SISO***的频谱效率S_equiv(即，S_equiv＝S_avg，AAP)。

等效SISO***中的频谱效率S_equiv的等效SNR之后可被确定用于使用AAP的MIMO-OFDM***，如在等式(6)中所示的：

Ψ＝SNR_equiv＝g(S_equiv，M(r))    (27)

如在等式(27)中所示的，等效SNR是被获得用于等效***频谱效率S_equiv，如在等式(24)和(26)中所示的，是通过将所有的N_T个发射天线的频谱效率S_j平均后获得，其中j＝0、1、...N_T。每个发射天线的频谱效率S_j依次通过对所有的N_F个频率子信道的频谱效率进行平均而获得。因此，等效SNR通过所有频率子信道和空间子信道的平均频谱效率而被确定，如在图5B中所示的。等效SNR之后可被用作度量Ψ以确定在所有的发射天线上的数据传输的速率，采用和在上面所描述的用于SISO***的类似的方式。

如在图5B中所示的，由于N_T个发射天线的频谱效率函数f_j(x)，其中j＝0、1、...N_T的分段串接，等效SISO***的频谱效率分布曲线520可能存在不连续性。然而，不连续性的影响可通过在发射器处使用的交错器在传输之前先将数据在频域和空间域之间交错来减轻。

使用PAP的MIMO-OFDM***

如果在MIMO-OFDM***的发射机处使用PAP，则可对从N_T个发射天线发射的N_T个数据流中的每一个进行速率控制。在接收机处，空间/空-时处理或者SIC处理可被用于恢复N_T个所发射的码元流。由于对于PAP，SIC处理可提供优于空间/空-时处理的性能，下面的描述将是对于SIC接收机。

对于SIC接收机，为了在第l级中从第l个发射天线中恢复码元流，来自(l-1)个恢复前的码元流的干扰假设被对消了，而来自其他(N_T-l)个尚未恢复的码元流的干扰可通过选择和在该级中所要恢复的码元流的正确匹配的滤波器响应w _l(k)来最小化(或者消除(null out))。匹配的滤波器响应w _l(k)包括用于N_R个接收天线的N_R个元素，其中每个元素是一个具有用于N_F个频率子信道的N_F个系数的向量。因此，SIC接收机的每级类似一个(1，N_R)SIMO***。

使用PAP的MIMO-OFDM***中的每个发射天线的平均频谱效率S_{avg，PAP，l}可被表示为：

$S_{\mathrm{avg},\mathrm{PAP},l}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Σ}}}f({\underset{\‾}{h}}_l\left(k\right),{\underset{\‾}{w}}_l\left(k\right),N_0,M\left(r\right))}{N_F}---\left(28\right)$

其中h _l(k)和w _l(k)分别表示和第l个发射天线相关的信道响应和滤波器响应。在使用PAP的MIMO-OFDM***中的每个发射天线的平均频谱效率S_{avg，PAP，l}可被用作等效SISO***的频谱效率S_equiv(即，S_eqyiv＝S_{avg，PAP，l})以确定发射天线的速率。

在等式(28)中的函数f(x)是SNR和调制方案M(r)的函数。第l个发射天线的第k个频率子信道的SNR可被表示为：

${\mathrm{SNR}}_l\left(k\right)=\frac{{\left|{\underset{\‾}{w}}_l^H\left(k\right){\underset{\‾}{h}}_l\left(k\right)\right|}^2}{N_0}---\left(29\right)$

如上面指出的，用于在第l级中恢复的码元流的匹配滤波器响应w _l(k)是ZF均衡器响应矩阵W _ZF ^l(k)中的一列。用于第l级的矩阵W _ZF ^l(k)基于减少的信道响应矩阵H ¹(k)而导出，其中用于(l-1)个恢复前的码元流的(l-1)个列被移除。

对于在使用PAP的MIMO-OFDM***中的每个发射天线，等效SISO***的平均频谱效率S_equiv可如等式(28)所示的那样被确定，而用于频谱效率S_equiv的等效SNR可然后如等式(27)所示的那样被确定。每个发射天线的等效SNR通过对发射天线的所有频率子信道进行平均而被确定，如图5A所示。用于每个发射天线的等效SNR可被用作度量Ψ以确定该发射天线的速率，采用和之前所描述的用于SISO***类似的方式。

使用MCP的多信道***

对于多路径处理(MCP)方案，一个或多个数据流在发射机处被独立地处理(例如，编码、交错以及调制)以提供一个或多个对应的码元流，每个码元流可在不同的传输信道组上被发射。每个传输信道组可包括(1)一空间子信道的一些或者所有频率子信道，(2)多个空间子信道的一些或者所有频率子信道，(3)一频率子信道的一些或所有空间子信道，(4)多个频率子信道的一些或所有空间子信道，(5)任何传输信道的组合，或者(6)所有的传输信道。每个被独立处理的数据流的速率可被控制因而可实现改善的性能(即，高的吞吐量)。AAP和PAP可被视为MCP方案的变化。

图6是在一多信道***中控制一个或多个独立处理的数据流的过程600的一个实施例的流程图，其中的每一个数据流在不同的传输信道组上被发射。

开始时，将要进行速率控制的第一数据流被选择，例如，通过设置用于标示数据流的变量m为1(即，m＝1)(步骤612)。用于数据流d_m的传输信道组然后被确定(步骤614)。对于AAP方案，一数据流在所有空间子信道的所有频率子信道上被发射，而传输信道组可包括所有的传输信道。对于PAP方案，一数据流在每个空间子信道的所有频率子信道上被发射，而传输信道组将包括用于发射数据流d_m的发射天线的所有频率子信道。对于MCP方案，传输信道组可包括频率和空间子信道的任何组合。

可被用于数据流d_m的最高可用的速率R_m(r)然后被选择进行估计(步骤616)。如果可用速率被包括在一组升序顺序中，则最高的可用速率可通过设置变量r等于P来选择(即r＝P)，其是该组中的最高索引号。相同的速率组可被用于所有的数据流，或者每个数据流可与不同的速率组相关。

和d_m以及R_m(r)相关的参数接下来被确定(步骤618)。一些参数可与处理数据流d_m相关，例如用于该数据流的调制方案M_m(r)。一些其他的参数可与通信信道相关，例如用于组中的每一个传输信道的信道响应h_i，j(k)以及噪声方差N₀。

度量Ψ接下来被确定用于数据流d_m(框620)。在一个实施例中，度量Ψ和用于模型化用于发射数据流d_m的传输信道组的等效SISO***的SNR相关。度量Ψ可通过首先确定用于数据流d_m的所有传输信道的平均频谱效率S_{avg，MCP，m}来获得(步骤622)。其可被表示为：

$S_{\mathrm{avg},\mathrm{MCP},m}=\frac{\underset{n=0}{\overset{N_m}{\mathrm{\Σ}}}f(h_n,w_n,N_0,M_m\left(r\right))}{N_m}---\left(30\right)$

其中h_n和w_n分别是和第n个传输信道相关的信道响应和滤波器响应，其中n是包括(i，j，k)的索引，M_m(r)是用于数据流d_m的调制方案，而N_m是用于数据流d_m的传输信道的数目。对于数据流d_m，相同的调制方案可被用于所有的传输信道，如在等式(30)中所示的，或者不同的调制方案可被用于不同的传输信道。

等效SISO***的频谱效率之后被设置成等于用于传输数据流d_m的传输信道的平均频谱效率(即，S_equiv，m＝S_{avg，MCP，m})(步骤624)。在等效SISO***中支持速率S_equiv，m所需要的等效SNR然后基于等式(27)被确定(步骤626)。等效SNR可通过考虑实现损失的回退量来调整，如在上面描述用于SISO***的方式(步骤628)。该步骤是可任选的并且步骤628是使用虚线框来表示。度量Ψ接下来被设置为等于未调整的或者调整的等效SNR(步骤630)。具有AWGN信道的多信道***以速率R_m(r)来可靠发射数据流d_m所要求的SNR然后被确定，例如从一个表中确定(步骤632)。

接下来确定速率R_m(r)是否是由用于数据流d_m的传输信道组所支持(步骤636)。如果度量Ψ大于等于所要求的SNR(即，Ψ≥SNR_req)，则速率R_m(r)被认为是支持用于数据流d_m的，之后进程进入到步骤640。否则，通过减小索引r(即，r＝r-1)来选择下一次较低的可用速率用于数据流d_m(步骤638)。进程之后返回步骤618估计新的速率。

在步骤640，确定是否对所有的数据流都进行了速率控制。如果回答是否，则通过增加变量m(即，m＝m+1)来对下一个数据流进行速率控制(步骤642)。进程接下来返回步骤614以确定用于新的数据流d_m的速率。否则，如果已经对所有的数据流进行了速率控制，则提供用于N_D个独立处理的数据流的一组速率{R_m(r)}，其中m＝1、2、...N_D，(步骤644)。进程终止。

可通过计算机模拟显示此处描述的速率控制技术可达到一理想的速率选择方案的性能。理想的速率选择方案是一非实际的方案，其测试每一个可用的速率并选择PER符合所希望的P_e的PER的最高的数据速率。此处描述的速率控制技术可因此被用于实现具有高性能的可行的速率控制方案。

图7是多路径通信***100中发射机***110a和接收机***150a的一个实施例的框图。

在发射机***110a，话务数据从数据源708提供给TX数据处理器710。TX数据处理机710可多路复用该数据成为数个数据流，并进一步基于一编码方案对数据流进行格式化、编码和交错以提供对应的编码数据流。用于每个数据流的数据速率和编码可分别通过由控制器730提供的数据速率控制和编码控制来确定。

被编码的数据之后提供给调制器720，其也接收导频数据(例如，用于信道估计以及其他功能的数据)。该导频数据可与被编码的数据一起被多路复用，例如，在所有用于发射话务数据的传输信道或者其子集上使用时分复用或者码分复用。对于OFDM，有调制器720进行的处理可包括(1)使用一个或多个调制方案调制所接收的数据，(2)变换被调制的数据以形成OFDM码元，以及(3)为每一个OFDM码元添加一个循环前缀以形成对应的传输码元。该调制基于由控制器730提供的调制控制进行，传输码元流之后被提供给每个发射机(TMTR)722。

每个发射机722将所接收的传输码元流转换成一个或多个模拟信号并进一步调整(例如，放大、滤波以及上变频)该模拟信号以产生适合在通信信道上传输的调制信号。来自每个发射天线722的调制信号然后通过相关的天线724被发射到接收机***。

在接收机***150a，被发射的调制信号由天线752a至752r中的每一个接收，且从每一个天线接收的信号被提供给相关联的接收机(RCVR)754。每个接收机754调整(例如，滤波、放大以及下变频)其接收的信号并数字化调整后的信号以提供数据样本。来自接收机754a至754r的样本流接下来被提供给接收机处理器760，其包括解调器762和RX数据处理器764。

对于OFDM，由解调器762进行的处理可包括(1)移除先前附加到每个OFDM码元上的循环前缀，(2)转换每一个恢复的OFDM码元，以及(3)按照一个或多个与在发射机***处使用的一个或多个调制方案互补的解调方案解调被恢复的调制数据。RX数据处理器764然后解码解调后的数据以恢复所发射的话务数据。由解调器762和RX数据处理器764所进行的处理是分别与发射机***110a处的调制器720和TX数据处理器710所进行的处理互补的。

如在图7中所示的，调制器762可导出对信道特征(例如，信道响应和噪声方差)的估计并提供这些信道估计至控制器770。RX数据处理器764也可以导出并提供每个所接收的分组的状态并进一步提供一个或多个表示解码结果的其他性能度量。基于从解调器762和RX数据处理器764所接收的不同类型的信息，控制器770可基于上述的技术为每个独立处理的数据流确定或选择特定的速率。以一组所选择的用于数据流的速率、信道响应估计、接收分组的ACK/NACK等等，或者它们任何组合的形式出现的反馈信息可由控制器770提供，由TX数据处理器778处理，由调制器780调制、由发射机754调整、并由天线752发射回发射机***110a。

在发射机***110a，来自接收机***150a的调制信号由天线724接收、由接收机722调整、由解调器740解调、并由RX数据处理器742处理以恢复由接收机***发射的反馈信息。反馈信息之后被提供给控制器730并用于控制数据流的处理。例如，用于每个数据流的速率可基于由接收机***提供的所选择的速率而确定，或者可基于来自接收机***的信道估计而确定。与所选择的速率相关的特定编码和调制方案被确定并反映在提供给TX数据处理器710和调制器720的编码和调制控制中。所接收的ACK/NACK可被用于起始一增量(incremental)传输，其中分组中被错误接收的一小部分被重发以允许接收机正确地恢复分组。

控制器730和770分别指导在发射机和接收机***处的操作。存储器732和772分别提供由控制器730和770所使用的程序编码和数据的存储。

图8是发射机单元800的框图，其是在图7中所示的发射机***110a的发射机部分的一实施例。发射机单元800包括(1)TX数据处理器710a，按照特定的编码方案对每个数据流进行编码以提供相应的编码后的数据流，以及(2)调制器720a，在编码后的数据上进行调制以及OFDM处理以提供传输码元流。

在一个实施例中，每个数据流可与其自己的数据速率和编码及调制方案相关，该方案由控制器730所提供的控制标识。对于每个数据流的速率控制可按照上面的描述进行。

在图8所示的实施例中，TX数据处理器710a包括一多路分解器(demultiplexer)810，N_D个编码器812a至812s，以及N_D个信道交错器814a至814s(即，每个数据流有一组编码器和信道交错器)。多路分解器810分解话务数据(即，信息比特)成为N_D个数据流，其中N_D可以是任何大于等于1的整数。N_D个数据流以确定为由N_D个用于这些数据流的传输信道组所支持的数据速率被提供。每个数据流被提供给各自的编码器812。

每个编码器812基于被选择用于该数据流的特定的编码方案编码各自的数据流以提供编码后的比特。编码增加数据传输的可靠性。编码方案可包括循环冗余校验(CRC)码、卷积码、Turbo码、分组编码等等的任意组合。来自每个编码器812的被编码的比特接下来被提供给各自的信道交错器814，它们基于特定的交错方案交错被编码比特。交错提供被编码比特的时间分集，允许数据基于用于该数据信道的传输信道的平均SNR而被发射，抵制衰减、并进一步移除被编码比特之间用于形成每个调制码元的相关性。N_D个被编码的数据流然后被提供给调制器720a。

在图8所示的实施例中，调制器720a包括N_D个码元映射元件822a至822s(对于每个数据流有一个)，一多路复用器/多路分解器824，以及N_T个OFDM调制器(对于每个发射天线有一个)，每个OFDM调制器包括傅立叶反变换(IFFT)单元826和一循环前缀产生器828。

每个码元映射元件822接收各自的被编码的数据流并基于被选择用于该数据流的调制方案映射该并被编码并交错的比特以形成调制码元。每一个映射元件822将一组q_m个被编码并交错的比特分组以形成一非二元码元，并进一步映射该非二元码元至对应于所选择的调制方案(例如，QPSK、M-PSK或者M-QAM)的信号星座图上的一个特定点上。每个被映射的信号点对应于一M_m维调制码元，其中M_m对应于为数据流d_m所选择的特定调制方案，且 $M_m=2^{q_m}$ 。导频数据也可以经码元映射以提供导频码元，导频码元然后与调制码元一起多路复用(例如，使用TDM或者CDM)以用于话务数据。码元映射元件822a至822s然后提供用于N_D个数据流的调制码元至多路复用器/多路分解器824。

每个数据流在各自的传输信道组上被发射，且每个传输信道组可包括任何数量的空间和频率子信道或者其组合。多路复用器/多路分解器824提供用于每个数据流的调制码元至准备用于数据流的传输信道。多路复用器/多路分解器824然后提供N_T个调制码元流至N_T个OFDM调制器。

对于AAP方案，一数据流在所有的传输信道上被发射，而仅仅需要一组编码器812、信道交错器814以及码元映射元件822。多路复用器/多路分解器824接下来多路分解调制码元成为N_T个用于N_T个发射天线的调制码元流。

对于PAP方案，一数据流在每个发射天线的所有频率子信道上被发射，而需要提供N_T组编码器812、信道交错器814以及码元映射元件822(即，N_D＝N_S)。多路复用器/多路分解器824然后将调制码元从每个码元映射元件822简单传递到相关联的IFFT 826。

对于MCP方案，每个数据流在各自的传输信道组上被发射。多路复用器/多路分解器824对调制码元进行合适的多路复用/多路分解至正确的传输信道上。

在每个OFDM调制器中，IFFT 826接收调制码元流，对每组N_F个调制码元进行分组以形成对应的调制码元向量，并使用快速傅立叶反变换将该向量转换成其时域表示(称为-OFDM码元)。对于每一个OFDM码元，循环前缀产生器828重复OFDM码元的部分以形成对应的传输码元。循环前缀保证传输码元在存在多路径延迟扩展的情况下维持其正交特性，因此改善针对诸如由频率选择性衰减造成的信道弥散的有害路径影响的性能。循环前缀产生器828然后提供传输码元流至相关联的发射机722。

每个发射机722接收并处理各自的传输码元流以产生一调制信号，该信号接下来从相关的天线724被发射。

具有或者不具有OFDM的MIMO***的编码和调制将在下述的美国专利申请中进一步详细描述：

·美国专利申请序列号No.09/993,087，题为“Multiple-AccessMultiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”，提交于2001年11月6日；

·美国专利申请序列号No.09/854,235，题为“Method and Apparatus forProcessing Data in Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)CommunicationSystem Utilizing Channel State Information”，提交于2001年3月11日；

·美国专利申请序列号No.09/826,481和No.09/956,449，都题为“Methodand Apparatus  for Utilizing Channel State Information in a WirelessCommunication System”，分别提交于2001年3月23日和2001年9月18日；

·美国专利申请序列号No.09/776,075，题为“Coding Scheme for aWireless Communication System”，提交于2001年2月1日；以及

·美国专利申请序列号No.09/532,492，题为“High Efficiency，HighPerformance Communication System Employing Multi-Carrier Modulation”，提交于2000年3月30日。

这些申请都转让给本申请的受让人并通过引用结合与此。对于发射机单元的其他设计可以被实现并是在本发明的范围之内。

图9是接收机处理器760a的一个实施例的框图，它是图7中的接收机处理器760的一个实施例。所发射的调制信号由天线752接收并由接收机754处理以提供NR个样本流，其接下来被提供给解调器762a中的RX OFDM处理器910。

在解调器762a中，每个样本流被提供给各自的OFDM解调器，其包括一循环前缀移除元件912和FFT单元914。元件912移除包括在每一个传输码元中的循环前缀以提供相应的被恢复的OFDM码元。FFT 914然后使用快速傅立叶变换来变换每一个被恢复的OFDM码元以提供在每个传输码元周期内用于N_F个频率子信道的N_F个被恢复的调制码元。FFT单元914a至914r提供N_R个所接收的码元流至空间处理器920。

空间处理器920在个所接收的N_R个码元流上进行空间或者空-时处理以提供N_T个检测的码元流，其是对于N_T个所发射的码元流的估计。空间处理器920可实现一线性ZF均衡器、一信道相关矩阵逆(CCMI)均衡器、一最小均方误差(MMSE)均衡器、一MMSE线性均衡器(MMSE-LE)、一判决反馈均衡器(DFE)或者一些其他的均衡器，它们在前述的美国专利申请序列号No.09/993,087、09/854,235、09/826,481、09/956,449中详细描述。

一多路复用/多路分解器922接下来多路复用/分多路解所检测的码元，并将用于N_D个数据流的N_D个总计的(aggregated)所检测的码元提供给N_D个码元去映射元件924。每个码元去映射元件924然后按照与用于数据流的调制方案互补的解调方案来解调所检测的码元。来自N_D个码元映射元件924的N_D个解调数据流接下来被提供给RX数据处理器764a。

在RX数据处理器764a中，每个被解调的数据流由信道去交错器932按照与在发射机***处对该数据流所进行的交错互补的方式进行去交错，且去交错的数据进一步由解码器934以与在发射机***处进行的编码方式互补的方式进行解码。例如，如果在发射机单元分别进行Turbo或者卷积编码，Turbo解码器或者维特比(Viterbi)解码器可被用于解码器934。解码器934还可提供每个所接收的分组的状态(例如，指示是正确的还是有错误地被接收)。解码器934可进一步保存没有被正确解码的分组的解调数据，以使该数据可与来自后续增量传输的数据结合并被解码。

在图9所示的实施例中，信道估计器940估计信道响应和噪声方差并提供这些估计至控制器770。信道响应和噪声方差可基于用于导频的被检测的码元而被估计。

控制器770可被设计用于进行和速率相关的不同的功能。例如，控制器770可基于信道估计和诸如调制方案的其他参数确定用于每个数据流的最大数据速率。

图10是接收机处理器760b的一个实施例的框图，其是图7中的接收机处理器760的另一个实施例。如果在发射机***处使用了PAP或者MCP方案，接收机处理器760b进行SIC处理并可被使用。为了简明，下列对于接收机处理器760b的描述假设PAP方案被使用。

在图10所示的实施例中，接收机处理器760b包括(1)RX OFDM处理器910，处理N_R个样本流以提供N_R个接收的码元流，如上面所述的，以及(2)空间/数据处理器1000。空间/数据处理器1000包括数个连续的(即，级连的)接收机处理级1010a至1010t，每级恢复一个码元流。每个接收机处理级1010(除了最后级1010t)包括空间处理器1020、RX数据处理器1030、以及干扰对消器1040。最后级1010t可仅仅包括空间处理器1020t和RX数据处理器1030t。

对于第一级1010a，空间处理器1020a基于特定的空间或空-时均衡器(例如，线性ZF均衡器、CCMI均衡器、MMSE均衡器、MMSE-LE或者DFE)接收并处理来自RX OFDM处理器910的N_R个接收的码元流(标记为向量y ¹)以提供N_T个检测的码元流(标记为向量)。一数据流被选择进行恢复，空间处理器1020a提供用于该数据流的检测码元流

至RX数据处理器1030a。处理器1030a进一步处理(例如，解调、去交错以及解码)所选择的检测码元

以提供一相互的解码数据流。空间处理器1020a还进一步提供对于信道响应的估计，该估计在所有级中用于进行空间或者空-时处理。

对于第一级1010a，干扰对消器1040a从接收机接收N_R个所接收的码元流(即，向量y ¹)。干扰对消器1040a还接收并处理(例如，编码、交错以及码元映射)来自RX数据处理器1030a的解码数据以提供再调制的码元流

，其是对于刚刚恢复的码元流的估计。再调制的码元流在时域或者频域中被进一步处理以导出对由于刚刚恢复的码元流而造成的干扰分量(标记为干扰向量i ¹)的估计。对于时域实现，再调制码元流

被OFDM处理以获得传输码元流，其进一步由在信道脉冲响应向量h _l中的N_R个元素中的每一个卷积以导出N_R个由于刚刚恢复的码元流而造成的干扰分量。向量h _l是信道脉冲响应矩阵H中的一列，对应于用于刚刚恢复的码元流的发射天线l。向量h _l包括N_R个定义发射天线l和N_R个接收天线之间的信道响应的N_R个元素。对于频域实现，再调制码元流

与信道频率响应向量h _l(其是矩阵H中的一列)中的N_R个元素中的每一个相乘以导出N_R个干扰分量。干扰分量i ¹接下来被从第一步骤的输入码元流y ₁中减去以导出N_R个修改的码元流(标记为y ²)，其包括除了被减去(即，对消)的干扰分量之外的全部。N_R个修改的码元流然后被提供给下一个步骤。

从第二至最后级1010b至1010t中的每一个，用于该级的空间处理器接收并处理来自前一级中的干扰对消器的N_R个修改的码元流以导出用于该级的检测码元流。对于每一级，一检测的码元被选择并由RX数据处理器处理以提供相应的解码数据流。对于第二至最后级中的每一个，该级中的干扰对消器接收来自前一级中的干扰对消器的N_R个修改的码元流和来自同一级中的RX数据处理器的解码数据流，导出由于在该级中恢复的码元流而造成的N_R个干扰分量，并提供N_R个修改的码元流至下一级。

连续干扰对消接收机处理技术在前述的美国专利申请序列号No.09/993,087和09/854,235中进一步详细描述。

图7和图9示出了一简单设计，其中接收机发送回用于数据流的速率。其他设计也可被实现并在本发明的范围之内。例如，信道估计可被发射至发射机(取代速率)，发射机然后基于这些信道估计确定数据流的速率。

此处描述的速率控制技术可使用其他的设计实现。例如，图9中用于导出并提供信道估计的信道估计器940可在接收机***中使用不同的元件实施。用于确定速率的全部或者一些处理可由控制器770进行(例如，使用一个或多个保存在存储器772中的查找表)。用于进行速率控制的其他设计也可被预期并在本发明的范围之内。

此处描述的速率控制技术可使用不同的方式实施。例如，这些技术可通过硬件、软件或者它们的组合来实施。对于硬件实施，一些用于实现速率控制的元件可被实现在一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计用于进行此处描述的功能的其他电子单元或者任意它们的组合中。

对于软件实现，速率控制中的一些部分可使用进行此处描述的功能的模块(例如，进程、函数等等)来实现。软件代码可存储在存储器单元(例如，图7中的存储器732或者772)中并由处理器(例如，控制器730或者770)执行。存储器单元可被实现在处理器内部或者处理器外部，其可通过本领域内熟知的不同方式来可通信地耦合至处理器。

前面对于所揭示的实施例的描述是提供给本领域的技术人员实现或者使用本发明。对于这些实施例的多种修改对于本领域的技术人员来说是很明显的。此处定义的基本原理可被应用于其他的实施例而不脱离本发明的原理和范围。因此，本发明的不应该限于此处所示的实施例，而应该是符合这里所公开的原理和创造性特征的最宽泛的范围。

Claims (41)

1.一种在多信道通信***中确定用于在无线通信信道上的数据传输的速率的方法，包括：

识别多个要用于数据传输的传输信道；

基于传输信道的一个或多个估计的信道特征定义传输信道的等效***；

基于所述等效***导出传输信道的度量；

基于所述度量确定用于数据传输的特定速率。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于一个或多个估计的信道特征确定传输信道的平均频谱效率，

其中所述定义传输信道的等效***包括把所述等效***定义为具有加性白高斯噪声AWGN信道和等于所述传输信道的平均频谱效率的频谱效率。

3.如权利要求2所述的方法，还包括：

基于一个或多个估计的信道特征估计每个传输信道的频谱效率，以及

其中所述确定传输信道的平均频谱效率是基于传输信道的估计的频谱效率。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述估计每个传输信道的频谱效率是基于约束频谱效率函数。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述估计每个传输信道的频谱效率还进一步基于用于该数据传输的调制方案。

6.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述估计每个传输信道的频谱效率是基于无约束频谱效率函数。

7.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述导出传输信道的度量包括：

确定用于等效***的等效信号对噪声和干扰之比SNR，且其中所述度量和等效SNR相关。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述确定等效SNR是基于用于估计每个传输信道的频谱效率的频谱效率函数的逆函数。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述导出传输信道的度量还包括：

调整等效SNR以考虑到通信***中的损失，且其中所述度量是和调整的等效SNR相关。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

确定特定调制方案用于数据传输，且其中所述定义等效***进一步基于所述调制方案。

11.如权利要求7所述的方法，还包括：

确定由通信***支持特定数据速率所要求的SNR，其中如果所要求的SNR小于或者等于所述度量，则所述特定数据速率被确定为由该传输信道所支持。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一个或多个估计的信道特征包括用于每个传输信道的SNR。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一个或多个估计的信道特征包括用于该传输信道的一估计的频率响应以及一估计的噪声方差。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述传输信道是具有频率选择性衰落的多路径无线通信信道中的频率子信道和空间子信道的至少其中之一。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多信道通信***是多输入多输出MIMO通信***且所述传输信道对应于空间子信道。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多信道通信***是正交频分多路复用OFDM通信***且所述传输信道对应于频率子信道。

17.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多信道通信***是使用正交频分多路复用OFDM的多输入多输出MIMO通信***，且传输信道对应于空间子信道的频率子信道。

18.如权利要求1所述的方法，其特征在于，一组速率可被用于数据传输，该方法还包括：

估计一个或多个可用速率中的每一个以确定由传输信道所支持的最高速率。

19.一种在多信道通信***中确定用于在无线通信信道上的数据传输的速率的方法，包括：

识别一组要用于数据传输的传输信道；

获得对于每个传输信道的估计的信号对噪声和干扰比SNR；

基于估计的用于传输信道的SNR来估计每个传输信道的频谱效率；

基于估计的传输信道的频谱效率确定每个传输信道的平均频谱效率；

确定用于具有等于传输信道的平均频谱效率的频谱效率的等效***的等效SNR；

确定由通信***支持特定数据速率所要求的SNR；以及

基于等效SNR和所要求的SNR确定特定的速率是否由用于数据传输的传输信道所支持。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述估计每个传输信道的频谱效率是基于无约束频谱效率函数。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述估计每个传输信道的频谱效率进一步基于用于该数据传输的调制方案。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述多信道通信***是使用OFDM的MIMO通信***。

23.一种在多信道通信***中确定用于将要在无线通信信道上发射的一组数据流的一组速率的方法，包括：

识别要用于每个数据流的一组传输信道组；

基于该传输信道组中的传输信道的一个或多个估计的信道特征定义用于每个传输信道组的等效***；

基于所关联的等效***导出用于每个传输信道组的度量；

基于与所述数据流相关联的度量确定用于每个数据流的速率。

24.如权利要求23所述的方法，还包括：

基于一个或多个估计的信道特征估计每个传输信道的频谱效率；

基于估计的所述传输信道的频谱效率确定每个组中的传输信道的平均频谱效率，

其中所述定义等效***包括把用于每个传输信道组的等效***定义为具有加性白高斯噪声AWGN信道和等于在所述组中所述传输信道的平均频谱效率的频谱效率。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，所述估计每个传输信道的频谱效率是基于无约束或者约束频谱效率函数。

26.如权利要求24所述的方法，其特征在于，所述导出度量包括：

确定用于等效***的等效信号对噪声和干扰之比SNR，且其中所述度量和等效SNR相关。

27.如权利要求26所述的方法，还包括：

对于每个数据流，确定由所述通信***支持特定速率所要求的SNR，其中如果所要求的SNR小于或者等于和该数据流相关联的度量，则对于该数据流该特定速率被确定为由所述传输信道组所支持。

28.如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述多信道通信***是使用OFDM的MIMO通信***，且传输信道对应于空间子信道的频率子信道。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，每个数据流在各自的发射天线上被发射，且每个传输信道组包括用于一个发射天线的所有的频率子信道。

30.一种在多信道通信***中的接收机单元，包括：

一信道估计器，配置为导出多个传输信道的一个或多个信道特征的估计；以及

一速率选择器，配置为

基于传输信道的一个或多个估计的信道特征定义一等效***，

基于等效***导出用于传输信道的度量，以及

基于所述度量确定用于数据传输的特定速率。

31.如权利要求30所述的接收机单元，其特征在于，所述速率选择器还配置为

基于一个或多个估计的信道特征估计每个传输信道的频谱效率；

基于估计的所述传输信道的频谱效率确定所述多个传输信道的平均频谱效率，以及

其中所述速率选择器配置为把所述等效***定义为具有加性白高斯噪声AWGN信道和等于所述传输信道的平均频谱效率的频谱效率。

32.如权利要求31所述的接收机单元，其特征在于，所述速率选择器配置为基于约束或者无约束信道频谱效率函数估计所述每个传输信道的频谱效率。

33.如权利要求31所述的接收机单元，还包括：

一存储器，配置为存储一个或多个用于估计每个传输信道的频谱效率的函数的表格。

34.如权利要求30所述的接收机单元，还包括：

一控制器，配置为提供包括特定速率的反馈信息。

35.一种在多信道通信***中的装置，包括：

用于识别多个要被用于数据传输的传输信道的装置；

用于基于传输信道的一个或多个估计的信道特征定义一等效***的装置；

用于基于所述等效***导出传输信道的度量的装置；

用于基于所述度量确定用于数据传输的特定速率的装置。

36.如权利要求35所述的装置，还包括：

用于基于一个或多个估计的信道特征估计每个传输信道的频谱效率的装置；以及

用于基于估计的传输信道的频谱效率确定所述多个传输信道的平均频谱效率的装置，以及

其中所述用于定义的装置把所述等效***定义为具有加性白高斯噪声AWGN信道和等于所述传输信道的平均频谱效率的频谱效率。

37.如权利要求36所述的装置，还包括：

用于存储一个或多个用于估计每个传输信道的频谱效率的函数的表格的装置。

38.一种多信道通信***中的发射机单元，包括：

一控制器，配置为识别在一无线通信信道中用于在多个传输信道上的数据传输的速率，其中所述速率是基于根据一等效***而导出的传输信道的度量而确定的，而所述等效***是基于传输信道的一个或多个估计的信道特征为传输信道而定义的；

一发射数据处理器，配置为按照特定编码方案对已识别的速率提供的数据进行编码以提供编码后的数据；以及

一调制器，配置为按照特定调制方案调制编码后的数据以提供调制后的数据。

39.如权利要求38所述的发射机单元，还包括：

一发射机，配置为产生调制后的数据的至少一个调制后的信号。

40.如权利要求38所述的发射机单元，其特征在于，所述多信道通信***是使用OFDM的MIMO通信***，且传输信道对应于空间子信道的频率子信道。

41.一种无线通信***中的装置，包括：

用于识别在一无线通信信道中用于在多个传输信道上的数据传输的速率的装置，其中所述速率是基于根据一等效***而导出的传输信道的度量而确定的，而所述等效***是基于传输信道的一个或多个估计的信道特征为传输信道而定义的；

用于按照特定编码方案对已识别的速率提供的数据进行编码以提供编码后的数据的装置；以及

用于按照特定调制方案调制编码后的数据以提供调制后的数据的装置。

Images