CN100359836C - 坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置，该方法包括以下步骤：根据Alamouti正交接收原理，接收端接收发射端发送的信号矢量，并对该信号矢量左乘以信道估计矩阵的共轭转置，得到变换矢量；将变换矢量中各分量的虚部，按照发射端对所发射信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量；将计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到判决后的星座点坐标。该实现装置包括有依次相连接的矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块。本发明是CIOD在最小二乘意义下的最优软译码方法，能确保在多根天线下满发射分集，且编码率为1，可以实现单符号译码，提高接收链路的分集增益。

Description

坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置

技术领域

本发明涉及移动通信领域中正交发射分集最小二乘软译码方法，尤其是涉及一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置。

背景技术

移动通信中，物理信道必须要占据一定的时间、频率、功率和空间，而这些资源是有限的，并且是所有信道共享的。在频分多址***中，主要以频率的不同划分不同的信道；在时分多址***中，在频率分开的基础上，又在时间上划分出了许多信道；码分多址***是自干扰***，其本质是许多信道共享功率资源，而区分这些信道的是PN码。时间、频率和功率资源可以看作是一维的资源，其分离可以在一根坐标轴上表示，业界对这些资源的利用已经非常成熟。而空间资源是一种二维的甚至是三维的资源，真正充分利用空间资源的技术难度也相应较大。

近年来，随着用户规模扩大和业务种类多样化，无线运营商对无线***语音和高速数据提供能力的要求也相应提高了许多。为了满足这些要求，必须有新的技术出现并应用，以最大程度地提高现有带宽内的容量，提高频谱利用率。

MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)***最早是由马可尼(Marconi)于1908年提出的，它利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的SISO(Single-Input Single-Output)***，MIMO还可以包括SIMO(Single-Input Multi-ple-Output)***和MISO(Multiple-InputSingle-Output)***。可以证明，此时信道容量随着天线数量的增大而线性增大。也就是说可以利用MIMO信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，频谱利用率可以成倍地提高。

因此，近几年来，许多机构都在研究基于MIMO天线***的空时编码技术。1998年，加拿大学者Siavash.M.Alamouti提出一种基于两根发射天线的空时分组码形式，由于其在衰落信道下可以大大提高接收链路的质量且实现简单，接收机译码复杂度低而被3GPP(3^rd Generation Partnership Project第3代移动通讯伙伴工程)和IEEE802.16(Institute ofElectrical and ElectronicsEngineers电子电气工程师协会)等协议采纳。此后，另一位加拿大学者Vahid.Tarokh对该方法进行推广，基于正交设计原理提出多天线空时分组码，但当发射天线数大于2且采用复信号星座图调制时，Tarokh给出的STBC(Space-Time Block Code空时分组码)不能实现满速率传输。为解决满速率传输问题，一些学者提出了许多准正交的STBC设计方法，但这些方法不是损失了部分分集增益、就是编码率不为1，或者没有实现简单的单符号译码。因此，如何实现多天线条件下的满速率、满分集传输是空时码研究领域中的热点问题之一，人们分别从不同角度进行了研究。

印度学者B.Sundar Rajan提出了一种CIOD(Co-ordinate InterleavedOrthogonal Design坐标间交织正交设计)的正交空时码，可以满足在多天线下满发射分集、编码率为1且可以实现单符号译码，但Rajan只是从理论上证明CIOD的正交空时码能做到满发射分集，该证明并不是构造性证明，即Rajan只是提出了发射端的CIOD的实现方法和接收硬判决的方法，并没有给出相应的软译码算法，然而硬判决在最小二乘意义下不是最优的。此外，来自北电网络的学者Wen Tong在标准提案中提到的《Comment on thePre-coding of STC for 3&4 Transmit Antennas》中，认为此种方法在整个链路中没有增益，即CIOD在无编码的情况下有增益，而在有编码的情况下没有增益。

发明内容

本发明给出一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置，该软译码方法是CIOD在最小二乘意义下的最优软译码方法，能确保在多根天线下满发射分集，且编码率为1，提高接收链路的分集增益。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法，包括如下步骤：

(a)根据Alamouti正交接收原理，接收端接收发射端发送的信号矢量，并对该信号矢量左乘以信道估计矩阵的共轭转置，得到变换矢量；

(b)将经过步骤(a)处理后得到的变换矢量中各分量的虚部，按照发射端对所发射信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量；

(c)将经过步骤(b)处理后得到的计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到判决后的星座点坐标。

进一步地，上述方法可具有以下特点：所述步骤(a)中的信道估计矩阵是通过导频，前缀等方法对信道进行估计后得出，并经矩阵变换得到其共轭转置。

进一步地，上述方法可具有以下特点：所述步骤(c)进一步可分为如下步骤：

(c1)将经过步骤(b)处理后得到计算矢量中的噪声进行过滤，得到最小二乘估计矩阵；

(c2)将经过步骤(c1)处理后得到最小二乘估计矩阵进行信道加权旋转，得到判决后的星座点坐标。

进一步地，上述方法可具有以下特点：所述步骤(a)中接收端为一根天线，发射端为4根天线，接收端的一根天线接收发射端的4根天线发送的4维信号矢量，且该4维信号矢量的第一维与第三维分量的虚部已相互交换、第二维与第四维分量的虚部已相互交换；所述步骤(b)中变换矢量中各分量的虚部相互交换，按照第一维与第三维分量虚部、第二维与第四维分量的虚部相互交换的方式进行，得到4维计算矢量；所述步骤(c)中4维计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到4个星座点坐标及其软信息。

为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，该装置包括有依次相连接的矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块，其中，所述矢量正交变换模块用于接收信号矢量，并对该信号矢量左乘以信道估计矩阵的共轭转置，得到变换矢量；所述矢量虚部交换模块用于将所述变换矢量中各分量的虚部，按照发射端对所发射的信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量；所述矢量加权旋转模块用于将所述计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到并输出判决后的星座点坐标及其软信息。

进一步地，上述坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置可具有如下特点：所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块可由通用的CPU(中央处理器)经编制相应代码后实现。

进一步地，上述坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置可具有如下特点：所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块可由DSP(Digital Signal Processing数字信号处理器)、FPGA(FieldProgrammable Gate Array现场可编程门阵列)或ASIC(Application SpecficIntegrated Circuit专用集成电路)实现。

与现有技术相比，本发明坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置具有以下优点：

A，经本发明得到的星座点坐标满足最小二乘意义下最优软译码要求，即具有合适的阶数因子，使得从平均意义的角度来看，本发明可实现满发射分集，是CIOD在最小二乘意义下最优软译码方法；

B，本发明能确保在多根天线下满发射分集，且编码率为1，可以实现单符号译码，使接收链路的分集增益得到提高，并输出软信息。

附图说明

图1是本发明中坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法的流程图。

具体实施方式

为深入了解本发明坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法及实现装置，下面结合附图及具体实施例对本发明进行详细说明。

本实施例是采用4根发射天线的CIOD最优软译码方法，其余多根天线的CIOD最小二乘软译码方法情况与4根天线的情况相似，它们的相似软译码方法同样应该在本发明的保护范围内。

在说明本发明的CIOD最小二乘软译码方法之前，首先介绍一下CIOD的发射方案，假设需要发射的四个符号为

x_i＝x_iI+jx_iQ，i＝1，2，3，4    (1.1)

根据CIOD的理论，首先需要把发射的符号旋转θ角，得到s_i，i＝1，2，3，4，即

s_i＝(x_iI+jx_iQ)e^jθ＝(x_iI cosθ-x_iQ sinθ)+j(x_iQ cosθ+x_iI sinθ)  i＝1，2，3，4(1.2)

然后交换s₁和s₃的虚部，交换s₂和s₄的虚部，得到

i＝1，2，3，4

${\tilde{s}}_1=(x_{1I}\cos \mathrm{\θ}-x_{1Q}\sin \mathrm{\θ})+j(x_{3Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{3I}\sin \mathrm{\θ})$

${\tilde{s}}_2=(x_{2I}\cos \mathrm{\θ}-x_{2Q}\sin \mathrm{\θ})+j(x_{4Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{4I}\sin \mathrm{\θ})$

${\tilde{s}}_3=(x_{3I}\cos \mathrm{\θ}-x_{3Q}\sin \mathrm{\θ})+j(x_{1Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{1I}\sin \mathrm{\θ})$

${\tilde{s}}_4=(x_{4I}\cos \mathrm{\θ}-x_{4Q}\sin \mathrm{\θ})+j(x_{2Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{2I}\sin \mathrm{\θ})---\left(1.3\right)$

分别在天线1，2，3和4按如下的矩阵(空时二维)形式发射，其中行表示发射天线，列表示符号时隙，

分别表示对应于

和

的共轭：

$\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{s}}_1& -{\tilde{s}}_2^{*}& 0& 0\\ {\tilde{s}}_2& {\tilde{s}}_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& {\tilde{s}}_3& -{\tilde{s}}_4^{*}\\ 0& 0& {\tilde{s}}_4& {\tilde{s}}_3^{*}\end{array}\right]---\left(1.4\right)$

上述式(1.1)到(1.4)说明了CIOD方法发射时的情况，多天线基带信号处理的步骤是：第一步是解CIOD，即对各发射天线星座点的软判决，这一步是多天线***所特有的，对星座点进行软判决就是要区分各发射天线在某一时刻各发射了星座图中的哪个星座点，并提供相应的软信息；第二步是各层数字解调，即从星座点到比特的映射；第三步是解交织，译码；第四步是比特判决。因此，解CIOD，即对各发射天线星座点的软判决相当关键。

空时编码的信号经过多条相关较小的无线信道到达接收端，接收端通常需要知道各个无线信道的理想参数，这就要求发射端发射不同的导频或前缀序列，接收端采用大量的信道估计运算，才可以达到空时分集效果。

下面说明本发明的4发射天线CIOD最小二乘软译码方法的实施例。

假设发射天线1，2，3和4到接收天线(假设一根接收天线，多根接收天线类似)之间的增益为H_i，i＝1，2，3，4，再假设接收天线接收到的信号为r_i，i＝1，2，3，4。则接收端接收到的信号可以写为矢量表示的形式：

$r=H\tilde{s}+n---\left(1.5\right)$

其中，矢量n表示噪声，矩阵H表示信道估计矩阵，稍经整理得：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\\ r_3\\ r_4^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1& H_2& 0& 0\\ H_2^{*}& {-H}_1^{*}& 0& 0\\ 0& 0& H_3& H_4\\ 0& 0& H_4^{*}& -H_3^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}_1\\ {\tilde{s}}_2\\ {\tilde{s}}_3\\ {\tilde{s}}_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2^{*}\\ n_3\\ n_4^{*}\end{array}\right]---\left(1.6\right)$

如图l所示，本CIOD最小二乘软译码方法包括如下步骤：

步骤1，接收端接收发射端发送的信号矢量r，并对该信号矢量r左乘以信道估计矩阵的共轭转置H^H，该信道估计矩阵H是通过导频对信道进行估计后得出，经矩阵运算后得到变换矢量

表示如下

$\left[\begin{array}{c}{{\tilde{s}}_1}^{\′}\\ {{\tilde{s}}_2}^{\′}\\ {{\tilde{s}}_3}^{\′}\\ {{\tilde{s}}_4}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\left|H_1\right|}^2+{\left|H_2\right|}^2& 0& 0& 0\\ 0& {\left|H_1\right|}^2+{\left|H_2\right|}^2& 0& 0\\ 0& 0& {\left|H_3\right|}^2+{\left|H_4\right|}^2& 0\\ 0& 0& 0& {\left|H_3\right|}^2+{\left|H_4\right|}^2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}_1\\ {\tilde{s}}_2\\ {\tilde{s}}_3\\ {\tilde{s}}_4\end{array}\right]+\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cccc}{H}_1^{*}& H_2& 0& 0\\ H_2^{*}& -H_1& 0& 0\\ 0& 0& H_3^{*}& H_4\\ 0& 0& H_4^{*}& -H_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2^{*}\\ n_3\\ n_4^{*}\end{array}\right]---\left(1.7\right)\end{array}$

上式中 $\left[\begin{array}{c}{{\tilde{s}}_1}^{\′}\\ {{\tilde{s}}_2}^{\′}\\ {{\tilde{s}}_3}^{\′}\\ {{\tilde{s}}_4}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1^{*}& H_2& 0& 0\\ H_2^{*}& -H_1& 0& 0\\ 0& 0& H_3^{*}& H_4\\ 0& 0& H_4^{*}& -H_3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\\ r_3\\ r_4^{*}\end{array}\right]---\left(1.8\right)$

设|H₁|²+|H₂|²＝|H₁₂|²，|H₃|²+|H₄|²＝|H₃₄|²，则上述矩阵形式可以写成：

${{\tilde{s}}_1}^{\′}={\left|H_{12}\right|}^2(x_{1I}\cos \mathrm{\θ}-x_{1Q}\sin \mathrm{\θ})+j{\left|H_{12}\right|}^2(x_{3Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{3I}\sin \mathrm{\θ})+H_1^{*}{n}_1+H_2{n}_2^{*}---\left(1.9\right)$

${{\tilde{s}}_2}^{\′}={\left|H_{12}\right|}^2(x_{2I}\cos \mathrm{\θ}-x_{2Q}\sin \mathrm{\θ})+j{\left|H_{12}\right|}^2(x_{4Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{4I}\sin \mathrm{\θ})+H_2^{*}{n}_1+H_1{n}_2^{*}---(1.10)$

${{\tilde{s}}_3}^{\′}={\left|H_{34}\right|}^2(x_{3I}\cos \mathrm{\θ}-x_{3Q}\sin \mathrm{\θ})+j{\left|H_{34}\right|}^2(x_{1Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{1I}\sin \mathrm{\θ})+H_3^{*}{n}_3+H_4{n}_4^{*}---(1.11)$

${{\tilde{s}}_4}^{\′}={\left|H_{34}\right|}^2(x_{4I}\cos \mathrm{\θ}-x_{4Q}\sin \mathrm{\θ})+j{\left|H_{34}\right|}^2(x_{2Q}\cos \mathrm{\θ}+x_{2I}\sin \mathrm{\θ})+H_4^{*}{n}_3+H_3{n}_4^{*}---(1.12)$

步骤2，将经过步骤1处理后得到的变换矢量

中各分量

的虚部，按照发射端对所发射信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量s^/，即交换分量

和

的虚部，再交换 和

的虚部，得到s^/ _i，i＝1，2，3，4，注意到式(1.9)和式(1.11)之间的噪声是独立的，式(1.10)和式(1.12)之间的噪声是也独立的，同时也注意到式(1.9)和式(1.10)之间的噪声不独立，式(1.11)和式(1.12)之间的噪声也不独立。所以交换虚部后每个分量的实部和虚部噪声之间是独立的，设为n_iI和n_iQ，i＝1，2，3，4，即n_iI和n_iQ之间相互独立。交换后计算矢量s^/的各分量可以写为：

s₁′＝|H₁₂|²(x_1I cosθ-x_1Q sinθ)+n_1I+j(|H₃₄|²(x_1Q cosθ+x_1I sinθ)+n_1Q)(1.13)

s₂′＝|H₁₂|²(X_2I cosθ-x_2Q sinθ)+n_2I+j(|H₃₄|²(x_2Q cosθ+x_2I sinθ)+n_2Q)(1.14)

s₃′＝|H₃₄|²(x_3I cosθ-x_3Q sinθ)+n_3I+j(|H₁₂|²(x_3Q cosθ+x_3I sinθ)+n_3Q)(1.15)

s₄′＝|H₃₄|²(x_4I cosθ-x_4Q sinθ)+n_4I+j(|H₁₂|²(x_4Q cosθ+x_4I sinθ)+n_4Q)(1.16)

从以上四个等式可以看到，要想得到x_i＝x_iI+jx_iQ，只要关心第i个等式即可，i＝1，2，3，4。

步骤3，将经过步骤1、步骤2处理后得到计算矢量s^/中的噪声进行过滤，得到最小二乘估计矩阵；随后将该最小二乘估计矩阵进行信道加权旋转，解调得到判决后的星座点坐标。

下面以解调x₁＝x_1I+jx_1Q为例子，其余类推。很明显，此时第一个等式(1.13)等价可写成两个方程：

Re(s₁′)＝|H₁₂|²(x_1I cosθ-x_iQ sinθ)+n_1I    (1.17)

Im(s₁′)＝|H₃₄|²(x_1Q cosθ+x_1I sinθ)+n_1Q     (1.18)

将式(1.17)和(1.18)写成矩阵的形式，有

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_1}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_1}^{\′}\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}& -{\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ {\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{34}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_{1I}\\ x_{1}Q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{1I}\\ n_{1Q}\end{array}\right]---\left(1.19\right)$

由于n_1I和n_1Q是独立白噪声，所以此时对x₁＝x_1I+jx_1Q的最小二乘估计为：

$\left[\begin{array}{c}{x}_{1I}\\ x_{1Q}\end{array}\right]\≈{\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}& -{\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ {\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{34}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]}^{-1}\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_1}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_1}^{\′}\right)\end{array}\right]$

$=\frac{1}{{\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2}\left[\begin{array}{cc}{{|H}_{34}|}^2\cos \mathrm{\θ}& {\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ -{\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_1}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_1}^{\′}\right)\end{array}\right]---\left(1.20\right)$

所以有：

${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{1I}\\ x_{1Q}\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{34}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}& {\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ -{\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_1}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_1}^{\′}\right)\end{array}\right]---\left(1.21\right)$

同理，我们可以得到：

${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{2I}\\ x_{2Q}\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{34}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}& {\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ -{\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_2}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_2}^{\′}\right)\end{array}\right]---\left(1.22\right)$

${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{3I}\\ x_{3Q}\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}& {\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ -{\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{34}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_3}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_3}^{\′}\right)\end{array}\right]---\left(1.23\right)$

${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{4I}\\ x_{4Q}\end{array}\right]\≈\left[\begin{array}{cc}{\left|H_{12}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}& {\left|H_{34}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}\\ -{\left|H_{12}\right|}^2\sin \mathrm{\θ}& {\left|H_{34}\right|}^2\cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left({s_4}^{\′}\right)\\ \mathrm{Im}\left({s_4}^{\′}\right)\end{array}\right]---\left(1.24\right)$

其中|H₁|²+|H₂|²＝|H₁₂|²，|H₃|²+|H₄|²＝|H₃₄|²。

经过步骤3后便得到式(1.21)～(1.24)，它们的结果 ${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{1I}\\ x_{1Q}\end{array}\right],$ ${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{2I}\\ x_{2Q}\end{array}\right],$ ${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{3I}\\ x_{3Q}\end{array}\right]$ 和 ${\left|H_{12}\right|}^2{\left|H_{34}\right|}^2\left[\begin{array}{c}{x}_{4I}\\ x_{4Q}\end{array}\right]$ 作为判决后的星座点坐标，可送到下面的步骤进行星座图软判决的解调。

因为判决后的星座点坐标具有|H₁₂|²|H₃₄|²因子，该因子的作用可以看成是有|H₁₂|²|H₃₄|²根发射天线同时发射同一符号，并且接收端在时间上对齐，所以该因子就表示发射分集阶数。如果从平均的角度来看，对该因子求平均后，很容易得到E[|H₁₂|²|H₃₄|²]＝4，所以从平均意义的角度来看，本发明实现了满发射分集，构造性地得到CIOD在最小二乘意义下最优软译码方法，且编码率为1，使接收链路的分集增益得到提高，并输出了所需要的软信息。

本发明还提供了一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，该装置包括有依次相连接的矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块，其中，所述矢量正交变换模块用于接收信号矢量，并对该信号矢量左乘以信道估计矩阵的共轭转置，得到变换矢量；所述矢量虚部交换模块用于将所述变换矢量中各分量的虚部，按照发射端对所发射的信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量；所述矢量加权旋转模块用于将所述计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到并输出判决后的星座点坐标及其软信息。

所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块可由通用的CPU经编制相应代码后实现；或是由DSP、FPGA或ASIC实现。上述各模块均是较为通用的矩阵运算模块及数值变换模块。

上面是对本发明的较佳实施例的描述，此方法可以适用于发射端2～4根天线，接收端大于等于1根天线的情况，所以熟悉本技术领域的人员应理解，对本发明的实施例的各种修正和变化都应落在本发明的构思和所附权利要求限定范围内。

Claims (9)

1、一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法，其特征在于，包括如下步骤：

(a)根据Alamouti正交接收原理，接收端接收发射端发送的信号矢量，并对该信号矢量左乘以信道估计矩阵的共轭转置，得到变换矢量；

(b)将经过步骤(a)处理后得到的变换矢量中各分量的虚部，按照发射端对所发射信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量；

(c)将经过步骤(b)处理后得到的计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到判决后的星座点坐标。

2、根据权利要求1所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法，其特征在于：所述步骤(a)中的信道估计矩阵是通过导频或前缀对信道进行估计后得出，并经矩阵变换得到其共轭转置。

3、根据权利要求1所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法，其特征在于：所述步骤(c)进一步分为如下步骤：

(c1)将经过步骤(b)处理后得到计算矢量中的噪声进行过滤，得到最小二乘估计矩阵；

(c2)将经过步骤(c1)处理后得到最小二乘估计矩阵进行信道加权旋转，得到判决后的星座点坐标。

4、根据权利要求2所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码方法，其特征在于：所述步骤(a)中接收端为一根天线，发射端为4根天线，接收端的一根天线接收发射端的4根天线发送的4维信号矢量，且该4维信号矢量的第一维与第三维分量的虚部已相互交换、第二维与第四维分量的虚部已相互交换；所述步骤(b)中变换矢量中各分量的虚部相互交换，按照第一维与第三维分量虚部、第二维与第四维分量的虚部相互交换的方式进行，得到4维计算矢量；所述步骤(c)中4维计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到判决后的4个星座点坐标及其软信息。

5、一种坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，其特征在于：该装置包括有依次相连接的矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块，其中，所述矢量正交变换模块用于接收信号矢量，并对该信号矢量左乘以信道估计矩阵的共轭转置，得到变换矢量；所述矢量虚部交换模块用于将所述变换矢量中各分量的虚部，按照发射端对所发射的信号矢量的各分量虚部交换规则进行相互交换，得到计算矢量；所述矢量加权旋转模块用于将所述计算矢量在最小二乘意义下进行信道加权旋转，得到并输出判决后的星座点坐标及其软信息。

6、根据权利要求5所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，其特征在于：所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块由通用的CPU经编制相应代码后实现。

7、根据权利要求5所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，其特征在于：所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块由DSP实现。

8、根据权利要求5所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，其特征在于：所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块由FPGA实现。

9、根据权利要求5所述的坐标间交织正交发射分集最小二乘软译码实现装置，其特征在于：所述矢量正交变换模块、矢量虚部交换模块和矢量加权旋转模块由ASIC实现。

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