CH715318B1 - Isolated AC-DC converter. - Google Patents

Isolated AC-DC converter. Download PDF

Info

Publication number
CH715318B1
CH715318B1 CH01085/18A CH10852018A CH715318B1 CH 715318 B1 CH715318 B1 CH 715318B1 CH 01085/18 A CH01085/18 A CH 01085/18A CH 10852018 A CH10852018 A CH 10852018A CH 715318 B1 CH715318 B1 CH 715318B1
Authority
CH
Switzerland
Prior art keywords
primary
intermediate node
bridge
voltage
connection
Prior art date
Application number
CH01085/18A
Other languages
German (de)
Other versions
CH715318A2 (en
Inventor
Franz Josef Schrittwieser Lukas
Walter Kolar Johann
Original Assignee
Eth Zuerich
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Eth Zuerich filed Critical Eth Zuerich
Priority to CH01085/18A priority Critical patent/CH715318B1/en
Publication of CH715318A2 publication Critical patent/CH715318A2/en
Publication of CH715318B1 publication Critical patent/CH715318B1/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einem Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Wechselspannungs- system an Netzeingangsklemmen (a, b, c) und einem Gleichspannungs-System an Gleichspannungsklemmen (p, n), weist auf: • Zwischenknoten (x, y, z), wobei insbesondere gleich viele Zwischenknoten (x, y, z) wie Netzeingangsklemmen (a, b, c) vorliegen; • ein Phasenauswahlnetzwerk (5) zur wahlweisen Verbindung jeder der Netzeingangsklemmen (a, b, c) mit jedem der Zwischenknoten (x, y, z); • eine primärseitige Inverterbrücke (6) zur wahlweisen Verbindung jedes der Zwischenknoten (x, y, z) mit einem von zwei primärseitigen Anschlüssen (g, h); • ein induktives Netzwerk zur potentialgetrennten Energieübertragung zwischen den zwei primärseitigen Anschlüssen (g, h) und zwei sekundärseitigen Anschlüssen (j, k); • eine sekundärseitige Gleichrichterbrücke (3) zur wahlweisen Verbindung jedes der zwei sekundärseitigen Anschlüsse (j, k) mit jeder der Gleichspannungsklemmen (p, n).The invention relates to a converter for the transmission of electrical energy between an AC voltage system at network input terminals (a, b, c) and a DC voltage system at DC voltage terminals (p, n), has: • intermediate nodes (x, y, z), in particular there are as many intermediate nodes (x, y, z) as the network input terminals (a, b, c); • a phase selection network (5) for selectively connecting each of the network input terminals (a, b, c) to each of the intermediate nodes (x, y, z); • a primary-side inverter bridge (6) for the optional connection of each of the intermediate nodes (x, y, z) to one of two primary-side connections (g, h); • an inductive network for isolated energy transfer between the two connections on the primary side (g, h) and two connections on the secondary side (j, k); • A rectifier bridge on the secondary side (3) for the optional connection of each of the two connections (j, k) on the secondary side with each of the DC voltage terminals (p, n).

Description

[0001] Nach dem Stand der Technik werden Gleichspannungsverbraucher mit einer Anschlussleistung von zehn Kilowatt, oder mehr, aus einem dreiphasigen Wechselspannungsnetz versorgt. Dabei werden aktive Pulsgleichrichterschaltungen eingesetzt, welche eine Regelung der Ausgangsspannung ermöglichen und näherungsweise sinusförmige Netzströme erzeugen, um Netzrückwirkungen zu minimieren. According to the prior art, DC voltage consumers with a connected load of ten kilowatts, or more, are supplied from a three-phase AC voltage network. Active pulse rectifier circuits are used here, which enable the output voltage to be regulated and generate approximately sinusoidal mains currents in order to minimize mains perturbations.

[0002] Falls die zu erzeugende Ausgangsgleichspannung wesentlich höher oder tiefer als der Gleichrichtwert der speisenden dreiphasigen Wechselspannung ist wird üblicherweise ein potentialgetrennter Gleichspannungswandler, welcher einen Transformator beinhaltet, der Pulsgleichrichterstufe nachgeschaltet. Eine Potentialtrennung zwischen Wechselspannungs- und Gleichspannungsseite kann auch aus Sicherheitsgründen oder auf Grund von unterschiedlichen Erdungsschemata der Wechsel- und Gleichspannungsseite erforderlich sein. Eine mögliche Realisierung eines solchen zweistufigen, potentialgetrennten Gleichrichters ist in Figur 1 dargestellt. Die Pulsgleichrichterstufe 1 besteht dabei aus drei Eingangsinduktivitäten La, Lb, Lcund einer Dreiphasenbrücke bestehend aus sechs abschaltbaren Halbleiterschaltern. Der Gleichspannungsanschluss der Dreiphasenbrücke ist dabei mit einem Zwischenkreiskondensator CZKverbunden wodurch mittels einer geeigneten Ansteuerung der Dreiphasenbrücke eine näherungsweise konstante Zwischenkreisspannung UZKerzeugt wird. An diese Zwischenkreisspannung ist eine Invertervollbrücke 2, bestehend aus vier abschaltbaren Halbleiterschaltern, angeschlossen. Zwischen die Ausgänge der Invertervollbrücke 2 ist die Reihenschaltung einer Induktivität L1und der primärseitigen Wicklung eines Transformators T1des Gleichspannungswandlers geschaltet. An die sekundärseitige Wicklung des Transformators T1ist eine Gleichrichtervollbrücke 3, ebenfalls bestehend aus vier abschaltbaren Halbleiterschaltern angeschlossen, wobei der positive und der negative Anschluss der Vollbrücke den positiven Ausgang p und den negativen Ausgang n (auch Ausgangsklemmen oder Gleichspannungsklemmen genannt) des Gleichrichters darstellen. Zwischen die Knoten p und n ist typischerweise ein Ausgangskondensator Cdcgeschaltet welcher die schaltfrequenten Stromkomponenten der Gleichrichtervollbrücke aufnimmt und die Ausgangsgleichspannung stabilisiert. If the output DC voltage to be generated is significantly higher or lower than the rectified value of the feeding three-phase AC voltage, an isolated DC voltage converter, which contains a transformer, is usually connected downstream of the pulse rectifier stage. A potential separation between the AC and DC voltage side may also be necessary for safety reasons or due to different grounding schemes on the AC and DC voltage side. One possible implementation of such a two-stage, electrically isolated rectifier is shown in FIG. The pulse rectifier stage 1 consists of three input inductances La, Lb, Lc and a three-phase bridge consisting of six semiconductor switches that can be switched off. The DC voltage connection of the three-phase bridge is connected to an intermediate circuit capacitor CZK, whereby an approximately constant intermediate circuit voltage UZK is generated by means of a suitable control of the three-phase bridge. A full inverter bridge 2, consisting of four semiconductor switches that can be switched off, is connected to this intermediate circuit voltage. The series connection of an inductance L1 and the primary-side winding of a transformer T1 of the DC voltage converter is connected between the outputs of the inverter full bridge 2. A full rectifier bridge 3, also consisting of four semiconductor switches that can be switched off, is connected to the secondary winding of the transformer T1, with the positive and negative connections of the full bridge representing the positive output p and the negative output n (also called output terminals or DC voltage terminals) of the rectifier. An output capacitor Cdc is typically connected between nodes p and n, which takes up the switching-frequency current components of the full rectifier bridge and stabilizes the DC output voltage.

[0003] Eine alternative Schaltung, welche eine einstufige Energiewandlung zwischen der dreiphasen Wechselspannung und der Gleichspannung erlaubt ist in Figur 2 gezeigt. Im Vergleich zu Figur 1 sind dabei die Pulsgleichrichterstufe, der Zwischenkreiskondensator und die Invertervollbrücke durch einen direkten Matrixkonverter 4 ersetzt, welcher aus sechs bidirektional sperr- und leitfähigen Schaltern besteht. Drei dieser Schalter sind dabei je mit einer der Eingangsklemmen a, b und c (auch Netzeingangsklemmen oder Wechselspannungsklemmen genannt) der dreiphasigen Wechselspannung und mit einem Anschluss der Induktivität L1verbunden, die weiteren drei bidirektionalen Schalter sind ebenfalls mit den Eingangsklemmen a, b und c, sowie mit einem Anschluss der primärseitigen Transformatorwicklung verbunden. Jeder bidirektionale Schalter ist dabei durch eine antiserielle Schaltung von zwei bipolar leitfähigen und unipolar sperrfähigen Halbleiterschaltern realisiert. An die Eingangsklemmen a, b und c der dreiphasen Wechselspannung sind typisch drei Filterkondensatoren Cfangeschlossen um kontinuierliche und näherungsweise sinusförmige Netzphasenströme ia, ibund iczu erreichen. An alternative circuit which allows a single-stage energy conversion between the three-phase alternating voltage and the direct voltage is shown in FIG. In comparison to FIG. 1, the pulse rectifier stage, the intermediate circuit capacitor and the full inverter bridge are replaced by a direct matrix converter 4, which consists of six bidirectionally blocking and conductive switches. Three of these switches are each connected to one of the input terminals a, b and c (also called mains input terminals or AC voltage terminals) of the three-phase AC voltage and to a connection of the inductance L1, the other three bidirectional switches are also connected to the input terminals a, b and c, as well connected to one terminal of the primary-side transformer winding. Each bidirectional switch is implemented by an anti-serial connection of two bipolar conductive and unipolar blockable semiconductor switches. Three filter capacitors Cf are typically connected to the input terminals a, b and c of the three-phase AC voltage in order to achieve continuous and approximately sinusoidal mains phase currents ia, ib and ic.

[0004] Verglichen mit der Schaltung in Figur 1 resultiert ein geringerer Realisierungsaufwand hinsichtlich Baugrösse, Verlusten und/oder Kosten da der Zwischenkreiskondensator CZKund die Eingangsinduktivitäten La, Lbund Lcentfallen und die zusätzlichen benötigten zwei Halbleiterschalter und drei Filterkondensatoren Cfüblicherweise kleinere Baugrösse, Verluste und/oder Kosten aufweisen als die entfallenen Bauteile. Auch kann eine sonst typisch benötigte Vorladeschaltung für den Zwischenkreiskondensator CZKentfallen da die Filterkondensatoren Cfüblicherweise eine wesentlich kleinere Kapazität aufweisen als der Zwischenkreiskondensator CZK. Jedoch resultiert eine komplexere Ansteuerschaltung der Schalter da die Kommutierung der bidirektionalen Schalter in vier Schritten mit Sperrzeiten dazwischen erfolgen muss um dem durch die Induktivität L1eingeprägten Strom ipzu jedem Zeitpunkt einen gültigen Leitpfad zu bieten und um sicherzustellen, dass keine der Aussenleiterspannungen zwischen den Klemmen a, b und c kurzgeschlossen wird. Im Allgemeinen werden vier verschiedene Kommutierungssequenzen benötig, da abhängig vom Vorzeichen des Stromes ipund dem Vorzeichen der gewünschten Änderung der Ausgangsspannung updes Matrixkonverters eine entsprechende Kommutierungssequenz gewählt werden muss. Compared with the circuit in Figure 1 results in a lower implementation effort in terms of size, losses and / or costs because the intermediate circuit capacitor CZK and the input inductances La, Lb and Lcentfalls and the additional required two semiconductor switches and three filter capacitors C usually smaller size, losses and / or costs than the omitted components. A precharge circuit that is otherwise typically required for the intermediate circuit capacitor CZK can also be omitted since the filter capacitors C usually have a significantly smaller capacitance than the intermediate circuit capacitor CZK. However, the result is a more complex control circuit for the switches, since the commutation of the bidirectional switches must take place in four steps with blocking times in between in order to offer the current ip impressed by the inductance L1 a valid conduction path at all times and to ensure that none of the external conductor voltages between the terminals a, b and c is shorted. In general, four different commutation sequences are required, since a corresponding commutation sequence must be selected depending on the sign of the current ip and the sign of the desired change in the output voltage updes matrix converter.

[0005] Aufgabe der Erfindung ist es, eine Alternative zu herkömmlichen Schaltungen zu schaffen. The object of the invention is to create an alternative to conventional circuits.

[0006] Die Aufgabe wird durch einen Konverter gemäss den Patentansprüchen gelöst. The object is achieved by a converter according to the claims.

[0007] Ein entsprechender Konverter zur potentialgetrennnten Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Wechselspannungs-(AC-)system an Netzeingangsklemmen (a, b, c) und einem Gleichspannungs-(DC-)system an Gleichspannungsklemmen (p, n), weist auf: • Zwischenknoten (x, y, z), wobei insbesondere gleich viele Zwischenknoten (x, y, z) wie Netzeingangsklemmen (a, b, c) vorliegen; • ein Phasenauswahlnetzwerk (5) zur wahlweisen Verbindung jeder der Netzeingangsklemmen (a, b, c) mit jedem der Zwischenknoten (x, y, z); • eine primärseitige Inverterbrücke (6) zur wahlweisen Verbindung jedes der Zwischenknoten (x, y, z) mit einem von zwei primärseitigen Anschlüssen (g, h); • ein induktives Netzwerk zur potentialgetrennten Energieübertragung zwischen den zwei primärseitigen Anschlüssen (g, h) und zwei sekundärseitigen Anschlüssen (j, k); • eine sekundärseitige Gleichrichterbrücke (3) zur wahlweisen Verbindung jedes der zwei sekundärseitigen Anschlüsse (j, k) mit jeder der Gleichspannungsklemmen (p, n).A corresponding converter for electrically isolated transmission of electrical energy between an alternating voltage (AC) system at mains input terminals (a, b, c) and a direct voltage (DC) system at direct voltage terminals (p, n) has: • Intermediate nodes (x, y, z), with in particular the same number of intermediate nodes (x, y, z) as there are network input terminals (a, b, c); • a phase selection network (5) for selectively connecting each of the network input terminals (a, b, c) to each of the intermediate nodes (x, y, z); • a primary-side inverter bridge (6) for the optional connection of each of the intermediate nodes (x, y, z) to one of two primary-side connections (g, h); • an inductive network for isolated energy transfer between the two connections on the primary side (g, h) and two connections on the secondary side (j, k); • A rectifier bridge on the secondary side (3) for the optional connection of each of the two connections (j, k) on the secondary side with each of the DC voltage terminals (p, n).

[0008] Weitere Ausführungsformen gehen aus den abhängigen Patentansprüchen hervor. [0008] Further embodiments emerge from the dependent claims.

Kurzbeschreibung der FigurenBrief description of the figures

[0009] Der Erfindungsgegenstand wird im Folgenden anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, dargestellt in den beiliegenden Zeichnungen, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: Figur 1 Potentialgetrennte, zweistufige, dreiphasige Gleichrichterschaltung mit geringen Netzrückwirkungen gemäss dem Stand der Technik, mit einem Pulsgleichrichter 1, einem Zwischenkreiskondensator CZK, einer Invertervollbrücke 2, einer Induktivität L1, einem Transformator T1, einer Gleichrichtervollbrücke 3 und einem Ausgangskondensator Cdc. Figur 2 Potentialgetrennte, einstufige, dreiphasigen Gleichrichterschaltung mit geringen Netzrückwirkungen gemäss dem Stand der Technik, mit drei Eingangsfilterkondensatoren Cf, einem direkten Matrixumrichter 4 mit drei Ein- und zwei Ausgängen, einer Induktivität L1einem Transformator T1, einer aktiven Gleichrichtervollbrücke 3 und einem Ausgangskondensator Cdc. Figur 3 Potentialgetrennte, einstufige, dreiphasige Gleichrichterschaltung mit geringen Netzrückwirkungen gemäss der Erfindung, mit einer Phasenauswahlbrücke 5, welche von einer Dreiphasen-Sechspuls-Diodenbrücke sowie drei bipolar sperr- und leitfähigen Schaltern gebildet wird, den Eingangsfilterkondensatoren Cf, einer primärseitigen Dreipunkt-Invertervollbrücke 6, gebildet von acht bipolar leitfähigen, abschaltbaren Halbleiterschaltern (im Folgenden auch Inverterschalter genannt), einer Induktivität L1, einem Transformator T1, einer sekundärseitigen aktiven Gleichrichtervollbrücke 3, gebildet von vier bipolar leitfähigen, abschaltbaren Halbleitern, sowie einem Ausgangskondensator Cdc. Figur 4 Mögliche alternative Realisierungen der Dreipunkt-Invertervollbrücke: Die in Figur 4a gezeigte Schaltung benötigt im Vergleich zu Figur 3 vier zusätzliche Dioden, jedoch resultiert eine tiefere Spannungsbeanspruchung aller Halbleiter. Die in Figur 4b dargestellte Realisierung benötigt nur sechs bipolar leitfähige, abschaltbare Halbleiterschalter, jedoch zusätzlich acht Dioden. Figur 5 Typische Kurvenverläufe der primärseitigen Inverterspannung upund der sekundärseitigen Gleichrichtereingangsspannung us, während einer Pulsperiode für den Fall uxy≥ uyz. Dargestellt sind ferner die Ansteuersignale der acht Inverterschalter Sxg, Sgy, Syg, Sgz, Sxh, Shy, Syhund Shz, sowie die Ansteuersignale der vier Schalter Spj, Sjn, Spkund Sknder aktiven Gleichrichtervollbrücke. Figur 6 Typische Kurvenverläufe der primärseitigen Inverterspannung upwährend einer Pulsperiode für den Fall uxy≤ uyz. Dargestellt sind die acht Ansteuersignale der Inverterschalter Sxg, Sgy, Syg, Sgz, Sxh, Shy, Syhund Shz. Figur 7 Einteilung eines zeitlichen Verlaufs der dreiphasigen Netzspannungen ua, ubund ucin zwölf Sektoren s welche durch die potentialmässige Ordnung und die Vorzeichen der Strangspannungen gegeben sind. Ebenfalls dargestellt sind die resultierenden Potentiale ux, uyund uzan den Knoten x, y und z (auch Zwischenknoten genannt) der Schaltung gemäss Fig. 3, sowie die resultierenden Spannungen uxyund uyz(auch obere und untere Zwischenspannungen genannt) zwischen den entsprechenden Knoten. Die letzte Zeile gibt an, in welchen Sektoren die Modulationsschemata gemäss Fig. 5, beziehungsweise gemäss Fig. 6 angewendet werden. Figur 8 Mögliche alternative Realisierungen des potentialgetrennten, induktiven Netzwerks zwischen Primär- und Sekundärseite mit unterschiedlichen Kombinationen aus Serien- und Parallelelementen auf Primär- und Sekundärseite. Figur 9 Mögliche Realisierung einer Regelung der Gleichrichterschaltung gemäss der Erfindung, wobei die Ausgangsgleichspannung upndurch einen Regler Gugeregelt wird. Die Übersetzung der gemessenen Netzphasen- und Ausgangsspannungen sowie eines geforderten Ausgangsstromsollwerts idc* in die vier Schaltzeiten t1, t2, t3und t4erfolgt mittels einer Umsetzungstabelle (Lookup-Tabelle, LUT in Figur 9). Diese Schaltzeiten und der Sektor s, in welchem sich der Netzspannungsraumzeiger gegenwärtig befindet, werden anschliessend einem Pulsbreitenmodulator (PWM in Figur 9) zugeführt, welcher die Schaltsignale der Halbleiter gemäss Figur 5 und Figur 6 erzeugt. Figur 10 Schaltung gemäss der Erfindung zur drahtlosen Energieübertragung zwischen einer dreiphasigen Wechselspannung und einer Gleichspannung, mit einer Phasenauswahlbrücke 5, einer Dreipunkt-Invertervollbrücke 6, einem induktiven, drahtlosen Energieübertragungssystem 7 gebildet von zwei gekoppelten Spulen L1und L2, welchen je ein Kondensator C1und C2zur Kompensation der auftretenden Blindleistung in Reihe geschaltet ist, sowie einer sekundärseitigen aktiven Gleichrichtervollbrücke 3 und einem Ausgangskondensator Cdc. Figur 11 Typische Kurvenverläufe der primärseitigen Inverterspannung up, der sekundärseitigen Gleichrichterspannung usund des resultieren primärseitigen Spulenstroms ipwährend einer Pulsperiode, für ein drahtloses Energieübertragungssystem gemäss Figur 10.The subject matter of the invention is explained in more detail below with reference to preferred exemplary embodiments, shown in the accompanying drawings. They each show schematically: FIG. 1 Isolated, two-stage, three-phase rectifier circuit with low network perturbations according to the prior art, with a pulse rectifier 1, an intermediate circuit capacitor CZK, an inverter full bridge 2, an inductance L1, a transformer T1, a rectifier full bridge 3 and an output capacitor Cdc. Figure 2 Isolated, single-stage, three-phase rectifier circuit with low network perturbations according to the state of the art, with three input filter capacitors Cf, a direct matrix converter 4 with three inputs and two outputs, an inductance L1, a transformer T1, an active full rectifier bridge 3 and an output capacitor Cdc. Figure 3 Isolated, single-stage, three-phase rectifier circuit with low network perturbations according to the invention, with a phase selection bridge 5, which is formed by a three-phase six-pulse diode bridge and three bipolar blocking and conductive switches, the input filter capacitors Cf, a primary-side three-point inverter full bridge 6, formed by eight bipolar conductive, switchable semiconductor switches (hereinafter also called inverter switch), an inductance L1, a transformer T1, a secondary-side active full rectifier bridge 3, formed by four bipolar conductive, switchable semiconductors, and an output capacitor Cdc. Figure 4 Possible alternative realizations of the three-point inverter full bridge: The circuit shown in FIG. 4a requires four additional diodes compared to FIG. 3, but this results in a lower voltage stress on all semiconductors. The implementation shown in Figure 4b requires only six bipolar conductive, turn-off semiconductor switches, but an additional eight diodes. Figure 5 Typical curves of the primary-side inverter voltage up and the secondary-side rectifier input voltage us, during a pulse period for the case uxy≥ uyz. Also shown are the control signals of the eight inverter switches Sxg, Sgy, Syg, Sgz, Sxh, Shy, Syhund Shz, as well as the control signals of the four switches Spj, Sjn, Spkund Sknder active rectifier full bridge. Figure 6 Typical curve progressions of the primary-side inverter voltage up during a pulse period for the case uxy≤ uyz. The eight control signals of the inverter switches Sxg, Sgy, Syg, Sgz, Sxh, Shy, Syhund Shz are shown. Figure 7 Classification of a temporal course of the three-phase mains voltages, ub and ucin twelve sectors s which are given by the potential order and the sign of the phase voltages. Also shown are the resulting potentials ux, uy and uz at the nodes x, y and z (also called intermediate nodes) of the circuit according to FIG. 3, as well as the resulting voltages uxy and uyz (also called upper and lower intermediate voltages) between the corresponding nodes. The last line indicates the sectors in which the modulation schemes according to FIG. 5 or according to FIG. 6 are used. Figure 8 Possible alternative implementations of the isolated, inductive network between the primary and secondary side with different combinations of series and parallel elements on the primary and secondary side. Figure 9 Possible implementation of a regulation of the rectifier circuit according to the invention, the DC output voltage being regulated by a Gug regulator. The measured line phase and output voltages and a required output current setpoint idc * are converted into the four switching times t1, t2, t3 and t4 by means of a conversion table (lookup table, LUT in FIG. 9). These switching times and the sector s in which the mains voltage space vector is currently located are then fed to a pulse width modulator (PWM in FIG. 9), which generates the switching signals of the semiconductors according to FIG. 5 and FIG. Figure 10 Circuit according to the invention for wireless energy transmission between a three-phase AC voltage and a DC voltage, with a phase selection bridge 5, a three-point inverter full bridge 6, an inductive, wireless energy transmission system 7 formed by two coupled coils L1 and L2, each of which has a capacitor C1 and C2 to compensate for the reactive power that occurs is connected in series, as well as a secondary-side active rectifier full bridge 3 and an output capacitor Cdc. Figure 11 Typical curves of the primary-side inverter voltage up, the secondary-side rectifier voltage us and the resulting primary-side coil current ip during a pulse period for a wireless energy transmission system according to FIG. 10.

Wege zur Ausführung der ErfindungWays of Carrying Out the Invention

[0010] Mit der Erfindung ist es möglich, Gleichspannungsverbraucher mittels einer einstufigen Energiewandlung aus dem dreiphasigen Wechselspannungsnetz zu speisen, wobei eine Potentialtrennung zwischen Wechsel- und Gleichspannungsseite, sowie näherungsweise sinusförmige Netzphasenströme und damit geringe Netzrückwirkungen erreicht werden. Im Unterschied zum Stand der Technik können sämtliche aktiven Schalter direkt mittels Pulsbreitenmodulation, ohne Kommutierungssequenzen mit mehreren Schritten, angesteuert werden. Eine entsprechende Schaltung ist in Figur 3 dargestellt, mit einem Phasenauswahlnetzwerk 5, in diesem Fall einer Phasenauswahlbrücke, drei Filterkondensatoren Cf, einer Dreipunkt-Invertervollbrücke 6, einem induktiven Netzwerk, beispielhaft aufweisend eine Induktivität L1und einen Transformator T1, einer aktiven Gleichrichtervollbrücke 3, sowie einem Ausgangskondensator Cdc. Das Phasenauswahlnetzwerk 5, die drei Filterkondensatoren Cf, und die Dreipunkt-Invertervollbrücke 6 sind an drei Knoten x, y, z (auch Zwischenknoten genannt) miteinander verbunden. Das Phasenauswahlnetzwerk 5 weist eine Dreiphasen-Sechspuls-Diodenbrücke auf, welche mit den Netzeingangsklemmen a, b und c verbunden ist und deren positiver Ausgang mit dem Knoten x der Schaltung verbunden ist und deren negativer Ausgang mit dem Knoten z der Schaltungen verbunden ist. Zusätzlich ist an jede der drei Netzeingangsklemmen a, b und c je ein bipolar sperr- und leitfähiger Schalter Saya, Sbybund Scycangeschlossen, wobei die verbleibenden Anschlüsse dieser Schalter an den Knoten y der Schaltung angeschlossen sind. Wie in EP 3113345 beschrieben wird jeweils jener Schalter Saya, Sbyboder Scyceingeschaltet dessen beide zugeordneten Dioden der Dreiphasen-Sechspuls-Diodenbrücke nicht leiten. Dadurch wird jeweils die Netzeingangsklemme mit dem höchsten Potential mit dem Knoten x, die Netzeingangsklemme mit dem tiefsten Potential mit dem Knoten z und die verbleibende Netzeingangsklemme mit dem Knoten y verbunden. Eine Schaltung welche die Umkehr der Leistungsflussrichtung von der Gleich- zur Wechselspannungsseite ermöglicht ist realisierbar indem die Dreiphasen-Sechspuls-Diodenbrücke mit sechs zusätzlichen abschaltbaren Halbleiterschaltern ergänzt oder ersetzt wird, wie in EP 3113345 beschrieben. With the invention, it is possible to feed DC voltage consumers by means of a single-stage energy conversion from the three-phase AC voltage network, with a potential separation between AC and DC voltage side, as well as approximately sinusoidal network phase currents and thus low network perturbations are achieved. In contrast to the prior art, all active switches can be controlled directly by means of pulse width modulation, without commutation sequences with several steps. A corresponding circuit is shown in FIG Output capacitor Cdc. The phase selection network 5, the three filter capacitors Cf, and the three-point full inverter bridge 6 are connected to one another at three nodes x, y, z (also called intermediate nodes). The phase selection network 5 has a three-phase six-pulse diode bridge which is connected to the mains input terminals a, b and c and whose positive output is connected to node x of the circuit and whose negative output is connected to node z of the circuits. In addition, a bipolar blocking and conductive switch Saya, Sbyb and Scycan is connected to each of the three mains input terminals a, b and c, the remaining connections of these switches being connected to node y of the circuit. As described in EP 3113345 that switch Saya, Sbyb or Scyce is switched on, whose two associated diodes of the three-phase six-pulse diode bridge do not conduct. As a result, the network input terminal with the highest potential is connected to node x, the network input terminal with the lowest potential is connected to node z and the remaining network input terminal is connected to node y. A circuit that enables the direction of power flow to be reversed from the DC to the AC voltage side can be implemented by adding or replacing the three-phase six-pulse diode bridge with six additional semiconductor switches that can be switched off, as described in EP 3113345.

[0011] An die Knoten x, y und z der Schaltung sind drei Filterkondensatoren Cfangeschlossen welchen entweder einen gemeinsamen Sternpunkt bilden können oder in einer Dreieckschaltung mit den Knoten x, y und z verbunden sein können. Die Dreipunkt-Invertervollbrücke 6, bestehend aus zwei Halbbrücken, ist ebenfalls an die Knoten x, y und z angeschlossen und bildet die primärseitige Inverterspannung upzwischen den Knoten g und h (primärseitige Anschlüsse des potentialgetrennnten induktiven Netzwerks). Die erste Halbbrücke besteht aus einem bipolar leitfähigen Schalter Sxgwelcher zwischen die Knoten x und g geschaltet ist, zwei anti-seriellen geschalteten Schaltern Sygund Sgywelche mit den Knoten y und g verbunden sind und einem bipolar leitfähigen Schalter Sgzwelcher zwischen die Knoten g und z geschaltet ist. Die zweite Halbbrücke besteht aus einem bipolar leitfähigen Schalter Sxhwelcher zwischen die Knoten x und h geschaltet ist, zwei anti-seriell geschalteten Schaltern Syhund Shywelche mit den Knoten y und h verbunden sind und einem bipolar leitfähigen Schalter Shzwelcher zwischen die Knoten h und z geschaltet ist. An die Knoten g und h ist das potentialgetrennnte induktiven Netzwerk, in diesem Fall die Serienschaltung der Induktivität L1und der Primärwicklung des Transformators T1angeschlossen in welcher der Strom ipfliesst. Die Sekundärwicklung des Transformators T1ist an die Knoten j und k (sekundärseitige Anschlüsse des potentialgetrennnten induktiven Netzwerks) der Schaltung angeschlossen welche mit der aktiven Gleichrichtervollbrücke 3 verbunden sind. Diese besteht aus zwei Halbbrücken mit je zwei bipolar leitfähigen Schaltern. Die erste Halbbrücke besteht aus einem oberen Schalter Spjwelcher an die positive Ausgangsklemme p und den Knoten j angeschlossen ist und aus einem unteren Schalter Sjnwelcher an den Knoten j und die negative Ausgangsklemme n angeschlossen ist. Die zweite Halbbrücke besteht aus einem oberen Schalter Spkwelcher an die Ausgangsklemme p und den Knoten k angeschlossen ist und einem unteren Schalter Sknwelcher an den Knoten k und die Ausgangsklemme n angeschlossen ist. Zwischen den Ausgangsklemmen p und n kann zusätzlich ein Ausgangskondensator Cdcangeschlossen werden welcher die Ausgangsgleichspannung stabilisiert. To the nodes x, y and z of the circuit are three filter capacitors Cfangeschlossen which can either form a common star point or can be connected in a delta connection with the nodes x, y and z. The three-point inverter full bridge 6, consisting of two half bridges, is also connected to nodes x, y and z and forms the primary-side inverter voltage up between nodes g and h (primary-side connections of the isolated inductive network). The first half-bridge consists of a bipolar conductive switch Sxg which is connected between nodes x and g, two anti-serial switches Syg and Sgy which are connected to nodes y and g and a bipolar conductive switch Sgz which is connected between nodes g and z. The second half-bridge consists of a bipolar conductive switch Sxh which is connected between nodes x and h, two anti-series switches Sy and Shy which are connected to nodes y and h and a bipolar conductive switch Shz which is connected between nodes h and z. The isolated inductive network, in this case the series circuit of the inductance L1 and the primary winding of the transformer T1, in which the current ip flows, is connected to the nodes g and h. The secondary winding of the transformer T1 is connected to the nodes j and k (connections on the secondary side of the isolated inductive network) of the circuit which are connected to the active full rectifier bridge 3. This consists of two half bridges with two bipolar conductive switches each. The first half-bridge consists of an upper switch Spj which is connected to the positive output terminal p and the node j and of a lower switch Sjn which is connected to the node j and the negative output terminal n. The second half-bridge consists of an upper switch Spk which is connected to the output terminal p and the node k and a lower switch Skn which is connected to the node k and the output terminal n. An output capacitor Cdc, which stabilizes the output DC voltage, can also be connected between the output terminals p and n.

[0012] Alternative Implementationsmöglichkeiten der Invertervollbrücke 6 sind in Figur 4 dargestellt. Die Invertervollbrücke gemäss Figur 4a besteht aus zwei gleichen Halbbrücken, wobei die erste Halbbrücke aus einer oberen Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen den Knoten x und g, und aus einer unteren Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen den Knoten g und z besteht. Die Verbindungspunkte der beiden Serienschaltungen sind über jeweils eine Diode mit dem Knoten y verbunden, wobei die obere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom Knoten y zum Verbindungspunkt der oberen Serienschaltung ermöglicht und die untere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom Verbindungspunkt der unteren Serienschaltung zum Knoten y ermöglicht. Die zweite Halbbrücke besteht ebenfalls aus einer oberen Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen den Knoten x und h, und aus einer unteren Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen den Knoten h und z. Die Verbindungspunkte der beiden Serienschaltungen der zweiten Halbbrücke sind über jeweils eine Diode mit dem Knoten y verbunden, wobei die obere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom Knoten y zum Verbindungspunkt der oberen Serienschaltung erlaubt und die untere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom Verbindungspunkt der unteren Serienschaltung zum Knoten y ermöglicht. Verglichen mit der in Figur 3 gezeigten Invertervollbrücke werden vier zusätzliche Dioden benötigt, jedoch reduziert sich die Sperrspannungsbeanspruchung aller Halbleiter, oder die Schaltung kann bei gegebenen Halbleiterschaltern an einer höheren Eingangswechselspannung betrieben werden. Alternative implementation options for the full inverter bridge 6 are shown in FIG. The full inverter bridge according to FIG. 4a consists of two identical half bridges, the first half bridge consisting of an upper series connection of two bipolar conductive switches between nodes x and g, and a lower series connection of two bipolar conductive switches between nodes g and z. The connection points of the two series circuits are each connected to the node y via a diode, the upper diode being oriented in such a way that it enables a current to flow from the node y to the connection point of the upper series circuit and the lower diode is oriented in such a way that it allows a current to flow from Connection point of the lower series circuit to node y allows. The second half-bridge also consists of an upper series connection of two bipolar conductive switches between nodes x and h, and a lower series connection of two bipolar conductive switches between nodes h and z. The connection points of the two series circuits of the second half bridge are each connected to node y via a diode, the upper diode being oriented so that it allows a current to flow from node y to the connection point of the upper series circuit and the lower diode is oriented so that it enables current to flow from the connection point of the lower series circuit to node y. Compared with the inverter full bridge shown in FIG. 3, four additional diodes are required, but the reverse voltage stress on all semiconductors is reduced, or the circuit can be operated at a higher AC input voltage with given semiconductor switches.

[0013] Eine weitere Realisierungsmöglichkeit der Dreipunkt-Invertervollbrücke 6 ist in Figur 4b dargestellt, wobei diese ebenfalls aus zwei gleichen Halbbrücken besteht. Die erste Halbbrücke besteht aus einem oberen bipolar leitfähigen Schalter welcher zwischen die Knoten x und g geschaltet ist, einem unteren bipolar leitfähigen Schalter welcher zwischen die Knoten g und z geschaltet ist, sowie aus einem bipolar leit- und sperrfähigem Netzwerk, welches zwischen die Knoten y und g geschaltet ist und aus einem Vollbrückengleichrichter, gebildet aus vier Dioden, und einem mindestens unipolar leit- und sperrfähigem Schalter besteht. Dabei sind der positive und der negative Anschluss des Vollbrückengleichrichters mit dem Schalter verbunden und die beiden verbleibenden Anschlüsse des Vollbrückengleichrichters mit den Knoten y und g verbunden. Die zweite Halbbrücke besteht aus einem oberen bipolar leitfähigen Schalter welcher zwischen die Knoten x und h geschaltet ist, einem unteren bipolar leitfähigen Schalter welcher zwischen die Knoten h und z geschaltet ist, sowie aus einem bipolar leit- und sperrfähigem Netzwerk welches zwischen die Knoten y und h geschaltet ist und aus einem Vollbrückengleichrichter, gebildet aus vier Dioden, und einem mindestens unipolar leit- und sperrfähigem Schalter besteht. Dabei sind der positive und der negative Anschluss des Vollbrückengleichrichters mit dem Schalter verbunden und die beiden verbleibenden Anschlüsse des Vollbrückengleichrichters mit den Knoten y und h verbunden. Another possibility of realizing the three-point inverter full bridge 6 is shown in Figure 4b, this also consisting of two identical half bridges. The first half-bridge consists of an upper bipolar conductive switch which is connected between nodes x and g, a lower bipolar conductive switch which is connected between nodes g and z, and a bipolar conductive and blocking network which is connected between nodes y and g is connected and consists of a full bridge rectifier, formed from four diodes, and an at least unipolar conductive and blocking switch. The positive and negative connections of the full bridge rectifier are connected to the switch and the two remaining connections of the full bridge rectifier are connected to nodes y and g. The second half-bridge consists of an upper bipolar conductive switch which is connected between nodes x and h, a lower bipolar conductive switch which is connected between nodes h and z, and a bipolar conductive and blocking network which is connected between nodes y and h is connected and consists of a full bridge rectifier, formed from four diodes, and an at least unipolar conductive and blocking switch. The positive and negative connections of the full bridge rectifier are connected to the switch and the two remaining connections of the full bridge rectifier are connected to nodes y and h.

[0014] Typische Kurvenverläufe der primärseitigen Inverterspannung upund der sekundärseitigen Gleichrichterspannung us, sowie des resultierenden primärseitigen Transformatorstromes ipsind in Figur 5 für eine Pulsperiode Tpschematisch dargestellt, wobei die Kurvenform von upnur für den Fall uxy≥ uyzgilt. Vor Beginn der Pulsperiode sind mindestens die Schalter Sxgund Sxheingeschaltet. Zu Beginn der Pulsperiode bei t=0 verbindet die Dreipunkt-Inverterhalbbrücke welche an Knoten h angeschlossen ist diesen mit dem Knoten z indem die Schalter Sxhund Syhausgeschaltet werden und mindestens der Schalter Shzeingeschaltet wird, wobei der Schalter Shyebenfalls eingeschaltet werden kann. Dadurch resultiert die Inverterspannung up= uxzam Ausgang der Invertervollbrücke 6. Zum Zeitpunkt t = Tp/2-t2wird der Schalter Shzausgeschaltet, sowie Syhund Shyeingeschaltet, wodurch der Knoten h mit dem Knoten y verbunden wird und die Inverterspannung up= uxyresultiert. Zum Zeitpunkt t = Tp/2-t1wird mindestens der Schalter Shy, und optional auch der Schalter Syh, ausgeschaltet und der Schalter Sxheingeschaltet. Dadurch wird der Knoten h mit dem Knoten x verbunden und es resultiert eine Inverterspannung up= 0. In der Mitte der Pulsperiode bei t = Tp/2 werden die Schalter Sxgund Sygausgeschaltet und mindestens der Schalter Sgz, optional auch der Schalter Sgy, eingeschaltet, wodurch der Knoten g mit dem Knoten z verbunden wird und eine Inverterspannung up= -uxzresultiert. Zum Zeitpunkt t = Tp-t2wird der Schalter Sgzausgeschaltet und es werden die Schalter Sygund Sgyeingeschaltet, wodurch der Knoten g mit den Knoten y verbunden wird und eine Inverterspannung up= - uxyresultiert. Zum Zeitpunkt t = Tp-t1wird der Schalter Sgy, und optional auch der Schalter Syg, ausgeschaltet und der Schalter Sxgeingeschaltet wodurch der Knoten g mit dem Knoten x verbunden wird und die Inverterspannung up= 0 resultiert. Jeweils nach dem Abschalten bisher leitfähiger Schalter und vor dem Einschalten der im Folgenden eingeschalteten Schalter muss typisch eine Verriegelungszeit abgewartet werden um Kurzschlüsse zwischen den Knoten x, y und z, und die resultierenden hohen Stromspitzen, zu vermeiden. Typical curves of the primary-side inverter voltage up and the secondary-side rectifier voltage us, as well as the resulting primary-side transformer current ipsind are shown schematically in Figure 5 for a pulse period Tp, the curve shape of up only applies to the case uxy≥ uyz. Before the start of the pulse period, at least switches Sxg and Sxhe are switched on. At the beginning of the pulse period at t = 0, the three-point inverter half-bridge which is connected to node h connects it to node z by switching the switches Sx and Syhaus and at least the switch Shze on, whereby the switch Shy can also be switched on. This results in the inverter voltage up = uxz at the output of the inverter full bridge 6. At time t = Tp / 2-t2, the switch Shz is switched off and Syhund Shye is switched on, whereby the node h is connected to the node y and the inverter voltage up = uxy results. At the time t = Tp / 2-t1, at least the switch Shy, and optionally also the switch Syh, is switched off and the switch Sxhe is switched on. This connects the node h to the node x and an inverter voltage up = 0 results. In the middle of the pulse period at t = Tp / 2, the switches Sxg and Syg are switched off and at least the switch Sgz, optionally also the switch Sgy, is switched on, whereby the node g is connected to the node z and an inverter voltage up = -uxz results. At time t = Tp-t2 the switch Sgz is switched off and the switches Syg and Sgy are switched on, whereby the node g is connected to the node y and an inverter voltage up = - uxy results. At the time t = Tp-t1, the switch Sgy, and optionally also the switch Syg, is switched off and the switch Sxg is switched on, whereby the node g is connected to the node x and the inverter voltage up = 0 results. After switching off previously conductive switches and before switching on the switches that are subsequently switched on, a locking time must typically be waited for in order to avoid short circuits between nodes x, y and z and the resulting high current peaks.

[0015] Wie in Dual Active Bridge Konvertern gemäss dem Stand der Technik, erzeugt die sekundärseitige Gleichrichtervollbrücke 3 eine in Figur 5 schematisch dargestellte, mittelwertfreie, Rechteckspannung usmit einer variablen Pulsbreite und einer variablen Phasenverschiebung bezogen auf den Beginn der Pulsperiode. Die Amplitude der Rechteckspannung ist dabei durch die Ausgangsspannung zwischen den Klemmen p und n definiert. Wie dargestellt werden die beiden Schalter Spjund Spktypisch mit zwei gegenüber dem Beginn der Pulsperiode um t3bzw. t4phasenverschobenen Rechtecksignalen mit einer Pulsbreite von 50% angesteuert. Der Schalter Sjnwird eingeschaltet wenn Spjausgeschaltet ist und umgekehrt wobei typisch eine Verriegelungszeit während des Umschaltvorganges eingehalten wird, in welcher beide Schalter ausgeschaltet sind, um ein Kurzschliessen der Knoten p und n zu vermeiden. In gleicher Weise wird der Schalter Skneingeschaltet wenn der Schalter Spkausgeschaltet ist und es wird wiederum eine Verriegelungszeit eingehalten. As in dual active bridge converters according to the prior art, the secondary-side full rectifier bridge 3 generates a mean value-free, square-wave voltage us with a variable pulse width and a variable phase shift based on the beginning of the pulse period, shown schematically in FIG. The amplitude of the square wave voltage is defined by the output voltage between terminals p and n. As shown, the two switches Spjund Spktypisch with two compared to the beginning of the pulse period at t3 or. t4 phase-shifted square-wave signals with a pulse width of 50%. The switch Sjn is switched on when Spj is switched off and vice versa, a locking time typically being observed during the switching process in which both switches are switched off in order to avoid short-circuiting the nodes p and n. In the same way, the switch Skne is switched on when the switch Spk is switched off and a locking time is again observed.

[0016] Der Kurvenverlauf von upfür den Fall uxy≤ uyzist in Figur 6 schematisch dargestellt. Vor Beginn der Pulsperiode sind mindestens die Schalter Sgzund Shzeingeschaltet, wodurch die Knoten g und h beide mit dem Knoten z verbunden sind. Zu Beginn der Pulsperiode bei t = 0 wird der Schalter Sgz, und gegebenenfalls der Schalter Sgy, ausgeschaltet und der Schalter Sxg, sowie optional auch der Schalter Sygeingeschaltet. Dadurch wird der Knoten g mit dem Knoten x verbunden und es resultiert die Inverterspannung up= uxz. Zum Zeitpunkt t = Tp/2-t2wird der Schalter Sxgausgeschaltet und es werden die Schalter Sgyund Sygeingeschaltet wodurch der Knoten g mit dem Knoten y verbunden wird und die Inverterspannung up= uyzresultiert. Zum Zeitpunkt t = Tp/2-t1wird der Schalter Syg, und optional auch der Schalter Sgy, ausgeschaltet und es wird der Schalter Sgzeingeschaltet. Dadurch wird der Knoten g mit dem Knoten z verbunden und es resultiert eine Inverterspannung up= 0. Zur Mitte der Pulsperiode bei t = Tp/2 wird der Schalter Shzund gegebenenfalls auch der Schalter Shyausgeschaltet und es wird der Schalter Sxh, sowie optional auch der Schalter Syh, eingeschaltet. Dadurch wird der Knoten h mit dem Knoten x verbunden und es resultiert die Inverterspannung up= -uxz. Zum Zeitpunkt t = Tp-t2wird der Schalter Sxhausgeschaltet und es werden die Schalter Shyund Syheingeschaltet, wodurch der Knoten h mit dem Knoten y verbunden wird und die Inverterspannung up= -uyzresultiert. Zum Zeitpunkt Tp-t1wird der wird der Schalter Syhund optional auch der Schalter Shyausgeschaltet und es wird der Schalter Shzeingeschaltet, wodurch der Knoten h mit dem Knoten z verbunden wird und die Inverterspannung up= 0 resultiert. Wie oben ausgeführt wird zwischen den Aus- und den Einschaltvorgängen typisch eine Verriegelungszeit abgewartet um Kurzschlüsse zwischen den Knoten x, y und z zu vermeiden. The curve of up for the case uxy uyz is shown schematically in FIG. Before the start of the pulse period, at least switches Sgz and Shze are switched on, whereby nodes g and h are both connected to node z. At the beginning of the pulse period at t = 0, the switch Sgz, and possibly the switch Sgy, is switched off and the switch Sxg, and optionally also the switch Syge, are switched on. This connects the node g to the node x and the inverter voltage up = uxz results. At time t = Tp / 2-t2 the switch Sxg is switched off and the switches Sgy and Syge are switched on, whereby the node g is connected to the node y and the inverter voltage up = uyz results. At the time t = Tp / 2-t1, the switch Syg, and optionally also the switch Sgy, is switched off and the switch Sgz is switched on. This connects node g to node z and results in an inverter voltage up = 0. In the middle of the pulse period at t = Tp / 2, switch Shz and possibly also switch Shy are switched off and switch Sxh and optionally also the switch are switched off Syh, switched on. As a result, the node h is connected to the node x and the inverter voltage up = -uxz results. At the time t = Tp-t2 the switch Sx is turned off and the switches Shy and Syhe are turned on, whereby the node h is connected to the node y and the inverter voltage up = -uyz results. At the time Tp-t1 the switch Sy and optionally also the switch Shy is switched off and the switch Shze is switched on, whereby the node h is connected to the node z and the inverter voltage up = 0 results. As stated above, a locking time is typically waited between the switch-off and switch-on processes in order to avoid short circuits between nodes x, y and z.

[0017] Um Netzrückwirkungen des Gleichrichters und die Bildung von Blindleistung im dreiphasen Wechselspannungsnetz zu minimieren werden die vier Parameter t1bis t4so gewählt, dass den Netzspannungen ua, ubund ucproportionale Eingangsströme ia, ibund icresultieren, wobei die Amplitude der Ströme, beziehungsweise die dem Netz entnommene Wirkleistung, typisch von einer überlagerten Ausgangsspannungsregelung vorgegebenen wird. Im Wesentlichen wird die entnommene Leistung durch die Phasenverschiebung zwischen upund usbeeinflusst und die Minimierung der Blindleistung durch Einstellen des Verhältnisses von t1und t2erreicht. Da somit nur zwei der vier verfügbaren Freiheitsgrade benötigt werden kann die Bestimmung der vier Parameter so erfolgen, dass die Effektivwerte der Ströme ipund i5in der primär- und sekundärseitigen Transformatorwicklung minimal werden, wodurch die Leitverluste in den Wicklungen und in den Schaltern minimiert werden. In order to minimize network perturbations of the rectifier and the formation of reactive power in the three-phase AC voltage network, the four parameters t1 to t4 are chosen so that the network voltages ia, ib and ic result in proportional input currents, among others, the amplitude of the currents or the active power drawn from the network , is typically specified by a superimposed output voltage regulation. Essentially, the extracted power is influenced by the phase shift between up and us, and the minimization of the reactive power is achieved by setting the ratio of t1 and t2. Since only two of the four available degrees of freedom are required, the four parameters can be determined in such a way that the rms values of the currents ip and i5 in the primary and secondary transformer windings are minimal, which minimizes conduction losses in the windings and in the switches.

[0018] Die Einteilung der dreiphasigen Wechselspannung in zwölf Sektoren s ist in Figur 7 gezeigt, wobei jeder Sektor durch unterschiedliche Vorzeichen und potentialmässige Ordnung der drei Strangspannungen ua, ubund ucdefiniert ist. Es gilt in Sektor 1: ua> 0 > ub≥ uc, in Sektor 2: ua> ub> 0 > uc, in Sektor 3: ub≥ ua> 0 > ucund so weiter. Ebenfalls dargestellt sind die Spannungen ux, uyund uzzwischen den Knoten x, y und z und dem Sternpunkt des dreiphasigen Wechselspannungsnetzes, sowie die daraus resultierenden Spannungen uxyund uyzzwischen den entsprechenden Knoten. Wie in der letzten Zeile dargestellt, wird die Figur 5 dargestellte Schaltsequenz in den Sektoren 1, 4, 5, 8, 9 und 12 verwendet und jene gemäss Figur 6 in den verbleibenden Sektoren 2, 3, 6, 7, 10 und 11. The division of the three-phase AC voltage into twelve sectors s is shown in Figure 7, each sector being defined by different signs and potential order of the three phase voltages, among others, ub and uc. The following applies in sector 1: ua> 0> ub≥ uc, in sector 2: ua> ub> 0> uc, in sector 3: ub≥ ua> 0> uc and so on. Also shown are the voltages ux, uy and uz between the nodes x, y and z and the star point of the three-phase AC voltage network, as well as the resulting voltages uxy and uyz between the corresponding nodes. As shown in the last line, the switching sequence shown in FIG. 5 is used in sectors 1, 4, 5, 8, 9 and 12 and that according to FIG. 6 in the remaining sectors 2, 3, 6, 7, 10 and 11.

[0019] Alternative Realisierungsmöglichkeiten des potentialgetrennten, induktiven Netzwerkes zwischen Knoten g und h sowie j und k sind in Figur 8 dargestellt. Im Allgemeinen bestehen diese Netzwerke aus einem Transformator T1und einer Kombination von einem oder mehreren Serienelementen, bezeichnet mit L1und L2, welche die Differenz zwischen der primärseitigen Inverterspannung upund der sekundärseitigen Gleichrichterspannung usaufnehmen. Zusätzlich können ein oder zwei Parallelelemente, bezeichnet mit Lm1und Lm2, eingefügt werden um spannungsloses Schalten der Invertervollbrücke 6, sowie der Gleichrichtervollbrücke 3 zu erreichen. Alternative implementation options for the isolated, inductive network between nodes g and h and j and k are shown in FIG. In general, these networks consist of a transformer T1 and a combination of one or more series elements, labeled L1 and L2, which absorb the difference between the primary-side inverter voltage up and the secondary-side rectifier voltage us. In addition, one or two parallel elements, labeled Lm1 and Lm2, can be inserted in order to achieve voltage-free switching of the inverter full bridge 6 and the rectifier full bridge 3.

[0020] In Figur 8a ist eine erste Induktivität L1mit der Primärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet und eine zweite Induktivität L2ist mit der Sekundärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet. In Figur 8b ist eine erste Induktivität L1mit der Primärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet und eine zweite Induktivität Lm1ist dieser Serienschaltung parallel geschaltet. In Figure 8a, a first inductance L1 is connected in series with the primary winding of the transformer T1 and a second inductance L2 is connected in series with the secondary winding of the transformer T1. In FIG. 8b, a first inductance L1 is connected in series with the primary winding of the transformer T1 and a second inductance Lm1 is connected in parallel with this series circuit.

[0021] In Figur 8c ist eine erste Induktivität L1mit der Primärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet und eine zweite Induktivität Lm2ist der Sekundärwicklung des Transformators T1parallel geschaltet. In Figure 8c, a first inductance L1 is connected in series with the primary winding of the transformer T1 and a second inductance Lm2 is connected in parallel with the secondary winding of the transformer T1.

[0022] In Figur 8d ist eine erste Induktivität L1mit der Primärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet, eine zweite Induktivität Lm1ist dieser Serienschaltung parallel geschaltet und eine dritte Induktivität Lm2ist der Sekundärwicklung des Transformators T1parallel geschaltet. In Figure 8d, a first inductance L1 is connected in series with the primary winding of the transformer T1, a second inductance Lm1 is connected in parallel with this series circuit and a third inductance Lm2 is connected in parallel with the secondary winding of the transformer T1.

[0023] In Figur 8e ist eine erste Induktivität L2mit der Sekundärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet. In Figure 8e, a first inductance L2 is connected in series with the secondary winding of the transformer T1.

[0024] In Figur 8f ist eine erste Induktivität L2mit der Sekundärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet und eine zweite Induktivität Lm, ist der Primärwicklung des Transformators T1parallel geschaltet. In Figure 8f, a first inductance L2 is connected in series with the secondary winding of the transformer T1 and a second inductance Lm is connected in parallel with the primary winding of the transformer T1.

[0025] In Figur 8g ist eine erste Induktivität L2mit der Sekundärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet und eine zweite Induktivität Lm2ist dieser Serienschaltung parallel geschaltet. In FIG. 8g, a first inductance L2 is connected in series with the secondary winding of the transformer T1 and a second inductance Lm2 is connected in parallel with this series circuit.

[0026] In Figur 8h ist eine erste Induktivität L2mit der Sekundärwicklung des Transformators T1in Serie geschaltet, eine zweite Induktivität Lm2ist dieser Serienschaltung parallel geschaltet und eine dritte Induktivität Lm1ist der Primärwicklung des Transformators T1parallel geschaltet. In Figure 8h, a first inductance L2 is connected in series with the secondary winding of the transformer T1, a second inductance Lm2 is connected in parallel with this series circuit and a third inductance Lm1 is connected in parallel with the primary winding of the transformer T1.

[0027] In Figur 8i wird die primärseitige Inverterspannung upzwischen den Klemmen g und h direkt an die Primärwicklung des Transformators T1gelegt und die sekundärseitige Gleichrichterspannung uszwischen den Klemmen j und k wird direkt an die Sekundärwicklung des Transformators gelegt. Wie auch bei Dual Active Bridge Konvertern gemäss dem Stand der Technik ist in diesem Fall der Transformator mit einem ausreichend grossen magnetischen Streufluss auszuführen um die Funktionalität der entfallenen Serieninduktivität zu ersetzen und die Amplitude der Ströme ipund i5zu begrenzen. In Figure 8i, the primary-side inverter voltage up between the terminals g and h is applied directly to the primary winding of the transformer T1 and the secondary-side rectifier voltage us between the terminals j and k is applied directly to the secondary winding of the transformer. As with dual active bridge converters according to the prior art, in this case the transformer must be designed with a sufficiently large magnetic leakage flux to replace the functionality of the omitted series inductance and to limit the amplitude of the currents ip and i5.

[0028] Eine mögliche Realisierung der Regelung des isolierten Gleichrichters gemäss der Erfindung ist in Figur 9 dargestellt. Aus den gemessenen Strangspannungen ua, ubund ucwird, gemäss dem in Figur 7 gezeigten Schema, der Sektor s bestimmt in welchem sich der Raumzeiger der Netzspannung befindet. Mittels einer Tabelle A wird der entsprechende bipolar leit- und sperrfähige Schalter Saya, Sbyboder Scyceingeschaltet. Die gemessene Ausgangsgleichspannung upnwird mit ihrem zugeordneten Referenzwert upn* verglichen und das Fehlersignal einem Regler Guzugeführt. Die Stellgrösse g* dieses Reglers entspricht dem auf der Wechselspannungsseite zu erzielenden Leitwert eines äquivalenten, symmetrischen dreiphasigen Verbrauchers. Durch Multiplikation mit der Summer der Quadrate der gemessenen Strangspannungen und anschliessender Division durch die gemessene Ausgangsgleichspannung upnresultiert der Sollwert des gleichspannungsseitigen Ausgangsstromes idc*. Dieser wird, zusammen mit den Strangspannungen, dem Sektor s und der gemessenen Ausgangsgleichspannung benutzt, um mittels einer Umsetzungstabelle (LUT in Figur 9) die relativen Schaltzeiten t1, t2, t3und t4des in Figur 5 und Figur 6 dargestellten Modulationsverfahrens zu bestimmen. Die vier Schaltzeiten t1, t2, t3und t4werden einem Pulsbreitenmodulator (PWM in Figur 9) zugeführt welcher die benötigten Ansteuersignale der Schalter Sxg, Syg, Sgy, Sgz, Sxh, Syh, Shy, Shz, Spj, Sjn, Spkund Sknerzeugt. One possible implementation of the regulation of the isolated rectifier according to the invention is shown in FIG. The sector s in which the space vector of the mains voltage is located is determined from the measured line voltages, etc., ub and uc, according to the scheme shown in FIG. Using a table A, the corresponding bipolar conductive and blocking switch Saya, Sbyb or Scyce is switched on. The measured DC output voltage upn is compared with its assigned reference value upn * and the error signal is fed to a controller Gu. The manipulated variable g * of this controller corresponds to the conductance to be achieved on the AC voltage side of an equivalent, symmetrical three-phase consumer. By multiplying by the sum of the squares of the measured line voltages and then dividing by the measured output DC voltage upn, the setpoint value of the DC output current idc * is obtained. This is used together with the phase voltages, the sector s and the measured DC output voltage to determine the relative switching times t1, t2, t3 and t4 of the modulation method shown in FIG. 5 and FIG. 6 by means of a conversion table (LUT in FIG. 9). The four switching times t1, t2, t3 and t4 are fed to a pulse width modulator (PWM in FIG. 9) which generates the required control signals for the switches Sxg, Syg, Sgy, Sgz, Sxh, Syh, Shy, Shz, Spj, Sjn, Sp and Skner.

[0029] Eine mögliche Realisierung eines einstufigen, drahtlosen Energieübertragungssystems mit geringen Netzrückwirkungen gemäss der Erfindung, welches von einer dreiphasen Wechselspannung an den Klemmen a, b und c gespeist wird und eine Ausgangsgleichspannung an den Klemmen p und n bereitstellt, ist in Figur 10 dargestellt. Verglichen mit der in Figur 3 dargestellten potentialgetrennten Gleichrichterschaltung ist das induktive Netzwerk zwischen Primär- und Sekundärseite durch zwei magnetisch gekoppelte und mechanisch getrennte Spulen L1und L2ersetzt. Auf Grund der, verglichen mit einem konventionellen Transformer, wesentlich geringeren magnetischen Kopplung werden typischerweise Kondensatoren zur Kompensation der resultierenden Blindleistung eingesetzt, wobei in Figur 10 der Fall einer Serienkompensation mit den Kondensatoren C1und C2beispielhaft dargestellt ist. Typische Kurvenverläufe der primärseitigen Inverterspannung up, der sekundärseitigen Gleichrichterspannung ussowie des resultierenden Spulenstroms ipsind in Figur 11 dargestellt. Auf Grund der Blindleistungskompensation durch C1und C2resultiert ein näherungsweise sinusförmiger Strom ipin den Spulen. A possible implementation of a single-stage, wireless energy transmission system with low network perturbations according to the invention, which is fed by a three-phase AC voltage at terminals a, b and c and provides a DC output voltage at terminals p and n, is shown in FIG. Compared to the electrically isolated rectifier circuit shown in FIG. 3, the inductive network between the primary and secondary side is replaced by two magnetically coupled and mechanically separated coils L1 and L2. Due to the significantly lower magnetic coupling compared to a conventional transformer, capacitors are typically used to compensate for the resulting reactive power, the case of a series compensation with capacitors C1 and C2 being shown as an example in FIG. Typical curves of the inverter voltage up on the primary side, the rectifier voltage on the secondary side and the resulting coil current ips are shown in FIG. The reactive power compensation by C1 and C2 results in an approximately sinusoidal current ip in the coils.

Claims (10)

1. Konverter zur potentialgetrennten Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Wechselspannungs-System an Netzeingangsklemmen (a, b, c) und einem Gleichspannungs-(DC)-System an Gleichspannungsklemmen (p, n), aufweisend • Zwischenknoten (x, y, z), worunter ein erster Zwischenknoten (x), ein zweiter Zwischenknoten (y) und ein dritter Zwischenknoten (z), wobei insbesondere gleich viele Zwischenknoten (x, y, z) wie Netzeingangsklemmen (a, b, c) vorliegen; • ein Phasenauswahlnetzwerk (5) zur wahlweisen Verbindung jeder der Netzeingangsklemmen (a, b, c) mit jedem der Zwischenknoten (x, y, z); • eine primärseitige Inverterbrücke (6) zur wahlweisen Verbindung jedes der Zwischenknoten (x, y, z) mit einem von zwei primärseitigen Anschlüssen (g, h), worunter ein erster primärseitiger Anschluss (g) und ein zweiter primärseitiger Anschluss (h); • ein induktives Netzwerk zur potentialgetrennten Energieübertragung zwischen den zwei primärseitigen Anschlüssen (g, h) und zwei sekundärseitigen Anschlüssen (j, k); • eine sekundärseitige Gleichrichterbrücke (3) zur wahlweisen Verbindung jedes der zwei sekundärseitigen Anschlüsse (j, k) mit jeder der Gleichspannungsklemmen (p, n).1. Converter for electrically isolated transmission of electrical energy between an AC voltage system at mains input terminals (a, b, c) and a direct voltage (DC) system at DC voltage terminals (p, n), having • Intermediate nodes (x, y, z), including a first intermediate node (x), a second intermediate node (y) and a third intermediate node (z), with the same number of intermediate nodes (x, y, z) as network input terminals (a, b , c) are present; • a phase selection network (5) for selectively connecting each of the network input terminals (a, b, c) to each of the intermediate nodes (x, y, z); • a primary-side inverter bridge (6) for the optional connection of each of the intermediate nodes (x, y, z) to one of two primary-side connections (g, h), including a first primary-side connection (g) and a second primary-side connection (h); • an inductive network for isolated energy transfer between the two connections on the primary side (g, h) and two connections on the secondary side (j, k); • A rectifier bridge on the secondary side (3) for the optional connection of each of the two connections (j, k) on the secondary side with each of the DC voltage terminals (p, n). 2. Konverter gemäss Anspruch 1, wobei das Phasenauswahlnetzwerk (5) dazu eingerichtet ist, jeweils die Netzeingangsklemme mit dem höchsten Potential mit dem ersten Zwischenknoten (x), die Netzeingangsklemme mit dem tiefsten Potential mit dem dritten Zwischenknoten (z) und die verbleibende Netzeingangsklemme mit dem zweiten Zwischenknoten (y) zu verbinden.2. Converter according to claim 1, wherein the phase selection network (5) is set up to connect the network input terminal with the highest potential to the first intermediate node (x), the network input terminal with the lowest potential to the third intermediate node (z) and the remaining network input terminal to connect the second intermediate node (y). 3. Konverter gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei das Phasenauswahlnetzwerk (5) zwischen den Netzeingangsklemmen (a, b, c), dem ersten Zwischenknoten (x) und dem dritten Zwischenknoten (z) eine Dreiphasen-Sechspuls-Diodenbrücke aufweist, und zwischen jeder der Netzeingangsklemmen (a, b, c) und dem zweiten Zwischenknoten (y) jeweils einen bipolar sperrfähigen und bipolar leitfähigen Schalter aufweist.3. Converter according to claim 1 or 2, wherein the phase selection network (5) between the network input terminals (a, b, c), the first intermediate node (x) and the third intermediate node (z) has a three-phase six-pulse diode bridge, and between each of the network input terminals (a, b, c) and the second intermediate node (y) each have a bipolar blockable and bipolar conductive switch. 4. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die primärseitige Inverterbrücke (6) eine Dreipunkt-Invertervollbrücke ist.4. Converter according to one of the preceding claims, wherein the primary-side inverter bridge (6) is a three-point inverter full bridge. 5. Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die primärseitige Inverterbrücke (6) eine erste Halbbrücke mit einer ersten oberen Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen dem ersten Zwischenknoten (x) und dem ersten primärseitigen Anschluss (g), und mit einer ersten unteren Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen dem ersten primärseitigen Anschluss (g) und dem dritten Zwischenknoten (z), aufweist, wobei Verbindungspunkte der beiden ersten Serienschaltungen jeweils über eine erste untere respektive obere Diode mit dem zweiten Zwischenknoten (y) verbunden, sind wobei die erste obere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom zweiten Zwischenknoten (y) zum Verbindungspunkt der oberen Serienschaltung ermöglicht und die erste untere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom Verbindungspunkt der unteren Serienschaltung zum zweiten Zwischenknoten (y) ermöglicht, und die primärseitige Inverterbrücke (6) eine zweite Halbbrücke mit einer zweiten oberen Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen dem ersten Zwischenknoten (x) und dem zweiten primärseitigen Anschluss (h), und mit einer zweiten unteren Serienschaltung zweier bipolar leitfähiger Schalter zwischen dem zweiten primärseitigen Anschluss (h) und dem dritten Zwischenknoten (z), aufweist, wobei Verbindungspunkte der beiden zweiten Serienschaltungen jeweils über eine zweite untere respektive obere Diode mit dem zweiten Zwischenknoten (y) verbunden, sind wobei die zweite obere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom zweiten Zwischenknoten (y) zum Verbindungspunkt der oberen Serienschaltung ermöglicht und die zweite untere Diode so orientiert ist, dass sie einen Stromfluss vom Verbindungspunkt der unteren Serienschaltung zum zweiten Zwischenknoten (y) ermöglicht.5. Converter according to one of claims 1 to 3, wherein the primary-side inverter bridge (6) a first half bridge with a first upper series connection of two bipolar conductive switches between the first intermediate node (x) and the first primary-side connection (g), and with a first lower series connection of two bipolar conductive switches between the first primary-side connection (g) and the third intermediate node (z), has, The connection points of the two first series circuits are each connected to the second intermediate node (y) via a first lower and upper diode respectively, the first upper diode being oriented in such a way that it enables a current to flow from the second intermediate node (y) to the connection point of the upper series circuit and the first lower diode is oriented in such a way that it enables a current to flow from the connection point of the lower series circuit to the second intermediate node (y), and the primary-side inverter bridge (6) a second half bridge with a second upper series connection of two bipolar conductive switches between the first intermediate node (x) and the second primary-side connection (h), and with a second lower series connection of two bipolar conductive switches between the second primary-side connection (h) and the third intermediate node (z), has, The connection points of the two second series connections are each connected to the second intermediate node (y) via a second lower and upper diode respectively, the second upper diode being oriented in such a way that it enables a current to flow from the second intermediate node (y) to the connection point of the upper series connection and the second lower diode is oriented so that it enables a current to flow from the connection point of the lower series circuit to the second intermediate node (y). 6. Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die primärseitige Inverterbrücke (6) aufweist: eine erste Halbbrücke mit einem ersten oberen bipolar leitfähigen Schalter, welcher zwischen den ersten Zwischenknoten (x) und einem ersten primärseitigen Anschluss (g) geschaltet ist, einem ersten unteren bipolar leitfähigen Schalter welcher zwischen den ersten primärseitigen Anschluss (g) und den dritten Zwischenknoten (z) geschaltet ist, ein erstes bipolar leit- und sperrfähiges Netzwerk, welches zwischen den zweiten Zwischenknoten (y) und den ersten primärseitigen Anschluss (g) geschaltet ist, eine zweite Halbbrücke mit einem zweiten oberen bipolar leitfähigen Schalter, welcher zwischen den ersten Zwischenknoten (x) und einem zweiten primärseitigen Anschluss (h) geschaltet ist, einem zweiten unteren bipolar leitfähigen Schalter welcher zwischen den zweiten primärseitigen Anschluss (h) und den dritten Zwischenknoten (z) geschaltet ist, ein zweites bipolar leit- und sperrfähiges Netzwerk, welches zwischen den zweiten Zwischenknoten (y) und den zweiten primärseitigen Anschluss (h) geschaltet ist.6. Converter according to one of claims 1 to 3, wherein the primary-side inverter bridge (6) has: a first half-bridge with a first upper bipolar conductive switch which is connected between the first intermediate node (x) and a first primary-side connection (g), a first lower bipolar conductive switch which is connected between the first primary-side connection (g) and the third intermediate node ( z) is switched, a first bipolar conductive and blocking network, which is connected between the second intermediate node (y) and the first primary-side connection (g), a second half-bridge with a second upper bipolar conductive switch which is connected between the first intermediate node (x) and a second primary-side connection (h), a second lower bipolar conductive switch which is connected between the second primary-side connection (h) and the third intermediate node ( z) is switched, a second bipolar conductive and blocking network, which is connected between the second intermediate node (y) and the second primary-side connection (h). 7. Konverter gemäss Anspruch 6, wobei das erste und/oder das zweite bipolar leit- und sperrfähige Netzwerk jeweils einen Vollbrückengleichrichter, gebildet aus vier Dioden, und einem mindestens unipolar leit- und sperrfähigen Schalter aufweist, wobei der positive und der negative Anschluss des Vollbrückengleichrichters über diesem Schalter verbunden sind und die beiden verbleibenden Anschlüsse des Vollbrückengleichrichters mit den zweiten Zwischenknoten (y) und dem ersten primärseitigen Anschluss (g) respektive dem zweiten primärseitigen Anschluss (h) verbunden sind.7. Converter according to claim 6, wherein the first and / or the second bipolar conductive and blocking network each have a full bridge rectifier, formed from four diodes, and an at least unipolar conductive and blocking switch, the positive and negative terminals of the full bridge rectifier are connected via this switch and the two remaining connections of the full bridge rectifier are connected to the second intermediate node (y) and the first primary-side connection (g) and the second primary-side connection (h), respectively. 8. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das induktive Netzwerk zur potentialgetrennten Energieübertragung einen Transformator, optional in Serie und/oder parallel zu Wicklungen dieses Transformators geschaltete Induktivitäten und/oder Kompensationskapazitäten aufweist.8. Converter according to one of the preceding claims, wherein the inductive network for electrically isolated energy transmission has a transformer, optionally inductivities and / or compensation capacitances connected in series and / or parallel to the windings of this transformer. 9. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die sekundärseitige Gleichrichterbrücke (3) eine aktive Gleichrichtervollbrücke ist.9. Converter according to one of the preceding claims, wherein the secondary-side rectifier bridge (3) is an active full rectifier bridge. 10. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, aufweisend eine Regelung, welche dazu eingerichtet ist, das folgende Verfahren durchzuführen: • Bestimmen, anhand von gemessenen Strangspannungen ua, ubund ucder Netzeingangsklemmen (a, b, c), eines Sektor (s) in welchem sich der Raumzeiger der Netzspannung befindet; • Bestimmen eines diesem Sektor (s) zugeordneten bipolar leit- und sperrfähigen Schalters (Saya, Sbyboder Scyc) des Phasenauswahlnetzwerks (5), und Einschalten dieses Schalters; • Vergleichen einer gemessenen Ausgangsgleichspannung (upn) mit einem zugeordneten Referenzwert (upn*) und Zuführen ihrer Differenz einem Regler (Gu) als Fehlersignal; • Bestimmen, durch diesen Regler (Gu), einer Stellgrösse (g*) entsprechend einem auf der Wechselspannungsseite zu erzielenden Leitwert eines äquivalenten, symmetrischen dreiphasigen Verbrauchers; • Bestimmen eines Sollwerts eines gleichspannungsseitigen Ausgangsstromes (idc*) durch Multiplikation der Stellgrösse mit der Summer der Quadrate der gemessenen Strangspannungen und anschliessender Division durch die gemessene Ausgangsgleichspannung (upn); • Bestimmen von relativen Schaltzeiten (t1, t2, t3, t4) eines Modulationsverfahrens anhand des Sollwerts des gleichspannungsseitigen Ausgangsstromes (idc*), der Strangspannungen, dem Sektor (s) und der gemessenen Ausgangsgleichspannung (upn); • Erzeugen von Ansteuersignalen von Schaltern (Sxg, Syg, Sgy, Sgz, Sxh, Syh, Shy, Shz) der primärseitigen Inverterbrücke (6) und Schaltern (Spj, Sjn, Spk, Skn) der sekundärseitigen Gleichrichterbrücke (3) mittels eines Pulsbreitenmodulators anhand der Schaltzeiten (t1, t2, t3und t4).10. Converter according to one of the preceding claims, having a control which is set up to carry out the following method: • Determination, on the basis of measured line voltages, etc., ub and uc of the mains input terminals (a, b, c), a sector (s) in which the space vector of the mains voltage is located; • Determining a bipolar conductive and blocking switch (Saya, Sbyb or Scyc) of the phase selection network (5) assigned to this sector (s), and switching on this switch; • Comparing a measured DC output voltage (upn) with an assigned reference value (upn *) and supplying its difference to a controller (Gu) as an error signal; • Determination, by means of this controller (Gu), of a manipulated variable (g *) corresponding to a conductance to be achieved on the AC voltage side of an equivalent, symmetrical three-phase consumer; • Determination of a setpoint value for an output current on the DC voltage side (idc *) by multiplying the manipulated variable by the sum of the squares of the measured phase voltages and then dividing by the measured DC output voltage (upn); • Determination of relative switching times (t1, t2, t3, t4) of a modulation method based on the setpoint of the DC output current (idc *), the phase voltages, the sector (s) and the measured DC output voltage (upn); • Generation of control signals from switches (Sxg, Syg, Sgy, Sgz, Sxh, Syh, Shy, Shz) of the primary-side inverter bridge (6) and switches (Spj, Sjn, Spk, Skn) of the secondary-side rectifier bridge (3) by means of a pulse width modulator the switching times (t1, t2, t3 and t4).
CH01085/18A 2018-09-13 2018-09-13 Isolated AC-DC converter. CH715318B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH01085/18A CH715318B1 (en) 2018-09-13 2018-09-13 Isolated AC-DC converter.

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH01085/18A CH715318B1 (en) 2018-09-13 2018-09-13 Isolated AC-DC converter.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CH715318A2 CH715318A2 (en) 2020-03-13
CH715318B1 true CH715318B1 (en) 2021-10-29

Family

ID=69726845

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CH01085/18A CH715318B1 (en) 2018-09-13 2018-09-13 Isolated AC-DC converter.

Country Status (1)

Country Link
CH (1) CH715318B1 (en)

Also Published As

Publication number Publication date
CH715318A2 (en) 2020-03-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69111986T2 (en) Single phase power converter device.
DE112018004721T5 (en) DC / DC converter
DE10108766A1 (en) Pulse width modulation controlled power conversion unit
DE102010023601A1 (en) Circuit topology for a phase connection of an inverter
DE19523576A1 (en) Power supply with power-corrected switching
EP3005543A1 (en) Modular multi-level dc-dc converter for hvdc applications
WO2020233741A1 (en) Apparatus and method for charging an electric battery vehicle
DE10153738B4 (en) Rectifier circuit and method for its control
DE102018210807A1 (en) Electrical circuit for zero voltage soft switching in a DC converter
WO2014001079A1 (en) Power converter and operating method for converting voltages
DE102019005476A1 (en) Charging device and method for charging an electrical energy storage device of a vehicle
EP2479880B1 (en) Power supply assembly for rectification
DE3826524A1 (en) Power supply circuit having balance coil
CH715318B1 (en) Isolated AC-DC converter.
DE102020131349B3 (en) Circuit arrangement and method for controlling and activating the connection of electrical equipment and / or power line sections
EP0958647B1 (en) Device for transforming a three-phase voltage system
EP3931953A1 (en) Method for current limitation in the event of transient voltage variations at an ac output of a multi-level inverter and multi-level inverter
AT523974B1 (en) DC-DC converter and converter arrangement with a DC-DC converter
DE202023002722U1 (en) Device for reducing switching losses in power electronic converters
DE4444465C1 (en) Three=phase diode rectifiers with power semiconductor switching stage
AT408496B (en) Three-phase pulsed rectifier system with little reaction on the mains system, for a high input voltage
DE102012112902A1 (en) Method for controlling multi-phase inverter bridge switches of inverter for photovoltaic system, involves setting upper fixed value by adding another correction value, if predetermined upper threshold value exceeds duty cycle
DE102022119531A1 (en) Converter device with a converter and with a control device
WO2016050720A1 (en) Hybrid m2c diode rectifier
DE102020214265A1 (en) Device for low-common-mode conversion of alternating voltage

Legal Events

Date Code Title Description
PL Patent ceased