CH711423B1 - Method and device for controlling a single-phase DC / AC converter. - Google Patents

Abstract

Das erfindungsgemässe Verfahren dient zur Steuerung eines Einphasen-DC/AC-Konverters, wobei im Betrieb des Konverters eine elektrische Leistung von einer Gleichspannungs-Seite an eine Wechselspannungs-Seite oder umgekehrt übertragen wird und dabei in aufeinanderfolgenden Halbschwingungen einer mit einer Grundfrequenz an der AC-Seite auftretenden sinusförmig verlaufenden AC-Spannung (u0) jeweils während eines ersten Zeitintervalls der Halbschwingung, welches sich über einen wesentlichen Bereich der Halbschwingung erstreckt, eine erste Konverterstufe (1, 2) eine Zwischenspannung (uC1) mit einer sinusförmig verlaufenden Halbschwingung erzeugt, und die AC-Spannung (u0) durch Addieren der Zwischenspannung (uC1) zu einer jeweils während des ersten Zeitintervalls im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung (uC2) erzeugt wird, oder durch Umschalten der Polarität von jeweils aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen der Zwischenspannung (uC1) erzeugt wird. Dabei wird jeweils während eines zweiten Zeitintervalls, welches keine Überlappung mit dem ersten Zeitintervall aufweist, ein Spannungssollwert (uC1*) für die Zwischenspannung (uC1) nach unten auf einen unteren Grenzwert begrenzt. Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Steuerung eines einphasigen DC/AC-Konvertors.The inventive method is used to control a single-phase DC / AC converter, wherein in the operation of the converter, an electric power is transmitted from a DC side to an AC side or vice versa and thereby in successive half oscillations one with a fundamental frequency at the AC Side occurring sinusoidal AC voltage (u0) each during a first time interval of the half-wave, which extends over a substantial portion of the half-oscillation, a first converter stage (1, 2) generates an intermediate voltage (uC1) with a sinusoidal half-wave, and the AC voltage (u0) is generated by adding the intermediate voltage (uC1) to a reference voltage (uC2) substantially constant during the first time interval, or by switching the polarity of each successive sinusoidal half-wave of the intermediate voltage (uC1). In each case during a second time interval, which has no overlap with the first time interval, a voltage setpoint (uC1 *) for the intermediate voltage (uC1) is limited downwards to a lower limit value. The invention also relates to a device for controlling a single-phase DC / AC converter.

Description

Beschreibung [0001] Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der leistungselektronischen Konverter oder Umrichter, und insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Steuerung eines Einphasen-DC/AC-Konverters.Description [0001] The invention relates to the field of power electronic converters or converters, and more particularly to a method and apparatus for controlling a single phase DC / AC converter.

[0002] Die hinsichtlich Leistungsfluss bidirektionale einstufige Kopplung einer Gleichspannungsquelle (nachfolgend kurz DC-Quelle) an ein Einphasenwechselspannungsnetz (nachfolgend kurz als AC-Netz bezeichnet), oder die Erzeugung einer AC-(Netz-)Spannung aus einer DC-Spannung (im Unterschied zur Kopplung an eine vorgegebene Netzspannung als «Inselbetrieb» bezeichnet) erfolgt im einfachsten Fall durch eine hybrid modulierte Vollbrückenschaltung (Inverterschaltung), welche zwei von der positiven gegen die negative DC-Klemme angeordnete Brückenzweige, d.h. einen ersten und einen zweiten Brückenzweig, mit jeweils zwei in Serie liegenden Leistungstransistoren (einem oberen und einem unteren Transistor) mit antiparallelen Freilaufdioden aufweist. Am Ausgang des ersten Brückenzweiges, d.h. an dem zwischen den Transistoren liegenden Schaltungspunkt, kann dann durch abwechselndes Einschalten des oberen und des unteren Transistors (der jeweils andere Transistor bleibt dabei gesperrt), bezogen auf die negative Schiene der DC-Eingangsspannung ein pulsbreitenmodulierter Rechteckspannungsverlauf mit positiven Spannungsblöcken in Höhe der DC-Eingangsspannung und dazwischen liegenden Abschnitten mit Spannung null erzeugt werden; bei entsprechender Wahl der relativen Einschaltdauern der Transistoren ist somit auch ein Verlauf des lokalen (auf eine Pulsperiode bezogenen) Mittelwertes der Brückenzweigausgangsspannung ein Form einer netzfrequenten Sinushalbschwingung einstellbar. Wird nun der Ausgang des ersten Brückenzweiges über eine Ausganginduktivität mit einer ersten Klemme des Netzes verbunden und die zweite Netzklemme direkt an den Ausgang des zweiten Brückenzweiges gelegt, und der zweite Brückenzweig mit Netzfrequenz jeweils im Nulldurchgang der AC-Spannung umgeschaltet, sodass die zweite Netzklemme während der positiven Netzspannungshalbschwingung mit der negativen und darauffolgend, während der negativen Netzspannungshalbschwingung mit der positiven DC-Spannungsschiene verbunden ist, ist damit eine Einspeisung von Leistung aus der DC-Quelle in das AC-Netz möglich. Die unterschiedliche Taktung der beiden Brückenzweige des Systems (schaltfrequente Pulsbreitenmodulation und netzfrequente Umschaltung) begründet die Bezeichnung als hybrid modulierter AC/DC-Konverter.With regard to power flow bidirectional single-stage coupling of a DC voltage source (hereinafter DC source) to a single-phase AC power network (hereinafter referred to as AC network), or the generation of an AC (power) voltage from a DC voltage (in difference for coupling to a given mains voltage referred to as "island operation") takes place in the simplest case by a hybrid modulated full bridge circuit (inverter circuit), which two of the positive against the negative DC terminal arranged bridge arms, ie a first and a second bridge branch, each having two power transistors in series (an upper and a lower transistor) with antiparallel freewheeling diodes. At the exit of the first bridge branch, i. At the intermediate point between the transistors, then by alternately turning on the upper and lower transistors (the other transistor remains locked), based on the negative rail of the DC input voltage, a pulse width modulated square wave voltage waveform with positive voltage blocks in the amount of DC input voltage and intermediate voltage zero sections are generated; With an appropriate choice of the relative turn-on of the transistors is thus a course of the local (relative to a pulse period) mean value of the bridge branch output voltage a form of a power-frequency sinusoidal semi-vibration adjustable. If the output of the first bridge branch is then connected to a first terminal of the network via an output inductance and the second network terminal is connected directly to the output of the second bridge branch, and the second bridge branch with mains frequency is switched at the zero crossing of the AC voltage, so that the second network terminal during the positive mains voltage half-wave with the negative and subsequently, while the negative mains voltage half-wave is connected to the positive DC voltage rail, so that a supply of power from the DC source into the AC grid is possible. The different timing of the two bridge branches of the system (switching frequency pulse width modulation and power frequency switching) justified the term as a hybrid modulated AC / DC converter.

[0003] Innerhalb einer positiven Netzspannungshalbschwingung (physikalisch positiv von der ersten zur zweiten Netzklemme zeigend) wird also der untere Transistor des zweiten Brückenzweiges bleibend durchgeschaltet und mit dem ersten Brückenzweig durch Pulsbreitenmodulation eine (geringfügig) über der Netzspannung liegende Sinusspannung (Betrachtung des lokalen, auf eine Taktperiode bezogenen Spannungsmittelwertes) entsprechender Amplitude und Phasenlage eingestellt, bzw. durch die dann über der Ausgangsinduktivität auftretende Spannungsdifferenz in der Ausgangsinduktivität ein, im Sinne der Minimierung von Blindleistung vorteilhaft sinusförmiger, in Phase zur Netzspannung liegender Strom eingeprägt bzw. in das Netz gespeist. Zufolge der Pulsbreitenmodulation weist der Ausgangsstrom allerdings einen der Sinusstromform überlagerten schaltfrequenten Rippei auf, der vorteilhaft durch eine zwischen den Netzklemmen angeordnete (oder alternativ von der ersten Netzklemme gegen die positive und/oder negative DC Spannungsscheine gelegte) Filterkapazität, welche die Ausgangsinduktivität zu einem Tiefpassfilter ergänzt, vom Netz ferngehalten wird. Innerhalb der negativen Netzhalbschwingung wird der obere Transistor des zweiten Brückenzweiges durchgeschaltet (und der untere Transistor gesperrt), d.h. die zweite Netzklemme bleibend mit der positiven DC Spannungsschiene verbunden und mittels des ersten Brückenzweiges eine entsprechende, wieder eine (geringfügig) die Netzspannung übersteigende negative Sinushalbschwingung gegenüber der positiven Spannungsschiene erzeugt und so eine negative Stromhalbschwingung durch die Ausgangsinduktivität eingeprägt. Der netzfrequent taktende Brückenzweig erfüllt damit anschaulich eine Gleichrichterfunktion, da er letztlich erlaubt, aus der zwar zeitlich variierenden, aber gegenüber der negativen DC-Schiene stets positiven Ausgangsspannung des hochfrequent taktenden ersten Brückenzweiges am Ausgang der Vollbrücke eine AC-Spannung zu bilden, die für die Einspeisung eines AC-Stromes in das Netz benötigt wird.Within a positive mains voltage half-wave (physically positive pointing from the first to the second network terminal) so the lower transistor of the second bridge branch is permanently turned on and with the first bridge branch by pulse width modulation (slightly) over the mains voltage sinusoidal (consideration of the local, on set voltage average value) corresponding amplitude and phase position, or by the then occurring across the output inductance voltage difference in the output inductance, imprinted in the sense of minimizing reactive power advantageous sinusoidal, lying in phase to the mains voltage current or fed into the network. According to the pulse width modulation, however, the output current has a switching-frequency ripple superimposed on the sinusoidal form, which is advantageously supplemented by a filter capacitance arranged between the network terminals (or alternatively by the first network terminal against the positive and / or negative DC voltage signals), which supplements the output inductance to a low-pass filter , is kept away from the network. Within the negative network half-cycle, the upper transistor of the second bridge branch is turned on (and the lower transistor is off), i. the second network terminal permanently connected to the positive DC voltage rail and by means of the first bridge branch a corresponding, again one (slightly) exceeds the mains voltage negative sine half-wave against the positive voltage rail generated and so a negative current half-wave impressed by the output inductance. The power frequency clocking bridge branch thus clearly fulfills a rectifier function, since it ultimately allows to form from the time-varying, but always positive compared to the negative DC rail output voltage of the high-frequency clocking first bridge branch at the output of the full bridge, an AC voltage for the Infeed of an AC current is required in the grid.

[0004] Da nur ein Brückenzweig hochfrequent betrieben wird, werden die Schaltverluste gegenüber einer stets gleichzeitigen hochfrequenten Taktung beider Brückenzweige halbiert bzw. ist eine höhere Effizienz der Energieumformung gegeben; weiter weist die Ansteuerung und Regelung des Konverters gegenüber einer simultanen hochfrequenten Taktung beider Brückenzweige geringere Komplexität auf.Since only one bridge branch is operated at high frequency, the switching losses are halved compared to an always simultaneous high-frequency clocking of both bridge branches or is given a higher efficiency of energy conversion; Furthermore, the control and regulation of the converter with respect to a simultaneous high-frequency clocking of the two bridge arms less complexity.

[0005] Die auf Basis der vorgehenden Beschreibung (Topologie und Taktung) allgemein als einstufiger hybrid modulierter Einphasen-DC/AC-Konverter zu bezeichnende Schaltung kann aufgrund der antiparallel zu den Schaltern liegenden Dioden nicht nur als (bidirektionaler) Wechselrichter (Einspeisung eines Stromes allgemeiner Phasenlage in das Netz), sondern auch als Gleichrichter (Stromaufnahme aus dem Netz) arbeiten. Wird dann nur eine sinusförmige Stromaufnahme in Phase mit der Netzspannung, d.h. nur unidirektionaler Leistungsfluss bzw. keine Bildung von Netzblindleistung gefordert, können die Transistoren des niederfrequent taktenden Brückenzweiges weggelassen werden; die verbleibenden Dioden übernehmen dann aufgrund ihrer Unidirektionalität direkt die Umschaltung des Ausgangs des zweiten Brückenzweiges in Abhängigkeit der Netzspannungspolarität bzw. Netzstromrichtung.The on the basis of the preceding description (topology and timing) generally as a single-stage hybrid modulated single-phase DC / AC converter circuit to be designated due to the antiparallel to the switches lying diodes not only as (bidirectional) inverter (feeding a current more general Phase position in the network), but also as a rectifier (current consumption from the grid) work. If then only a sinusoidal current consumption in phase with the mains voltage, i. only unidirectional power flow or no formation of net reactive power required, the transistors of the low-frequency clocking bridge branch can be omitted; the remaining diodes then take over the switching of the output of the second bridge branch as a function of the mains voltage polarity or line current direction due to their unidirectionality.

[0006] Allerdings ist das bidirektionale wie auch das unidirektionale System hinsichtlich der Sicherstellung eines sinusförmigen Stromverlaufs in der Umgebung der Netzspannungsnulldurchgänge eingeschränkt. Nähert sich z.B. die Netzspannung innert der positiven Halbschwingung dem Wert Null, steht für den Abbau des in das Netz gespeisten positiven Stromes (aus dem Ausgang des ersten Brückenzweiges in Richtung des Netzes fliessend positiv gezählt) kaum mehr Gegenspannung (Netzspannung) zur Verfügung; es tritt daher eine Stromverzerrung auf, welche zu niederfrequenten Ober-However, the bidirectional as well as the unidirectional system is limited in terms of ensuring a sinusoidal current waveform in the vicinity of the mains voltage zero crossings. Approaches, e.g. the mains voltage within the positive half-oscillation is zero, there is hardly any counter voltage (mains voltage) available for the reduction of the positive current fed into the network (positively counted from the output of the first bridge branch in the direction of the network); Therefore, a current distortion occurs which leads to low-frequency harmonics.

Schwingungen des Netzstromes führt und die Einsetzbarkeit der Schaltung bei Forderung nach sehr geringen Netzrückwirkungen einschränkt.Vibrations of the mains current leads and limits the usability of the circuit in demand for very low system perturbations.

[0007] Dieser Effekt ist auch für eine alternative, zweistufige Ausführung des hybrid modulierten DC/AC-Konverters gegeben, welcher ebenfalls einen hochfrequent betriebenen und einen netzfrequent taktenden Schaltungsteil aufweist. Es wird dort wieder eine Transistor-Vollbrückenschaltung angeordnet (die Transistoren weisen wieder antiparallele Freilaufdioden auf), deren Brückenzweigausgänge direkt (i.A. über ein EMV Filter, welches jedoch für netzfrequente Vorgänge keine nennenswerte Längsimpedanz aufweist) mit den Netzklemmen verbunden sind. Die Umschaltung der Vollbrücke erfolgt mit Netzfrequenz, wobei sich immer zwei diagonal gegenüberliegende Transistoren im durchgeschalteten Zustand befinden, also innerhalb der positiven Netzspannungshalbschwingung der obere Transistor des linken und der untere Transistor des rechten Brückenzweiges durchgeschaltet wird und im Nulldurchgang zur negativen Halbschwingung diese beiden Transistoren gesperrt und die beiden anderen Transistoren (der untere Transistor des linken und der obere Transistor des rechten Brückenzweiges) durchgeschaltet werden. Die zwischen dem Ausgang des linken und dem Ausgang des rechten Brückenzweiges anliegende (und in dieser Richtung positiv gezählte Netzspannung) wird also einmal direkt und einmal mit inverser Polarität an die DC-Seite der Transistor-Vollbrückenschaltung durchgeschaltet, womit dort bezogen auf die untere DC-Klemme der Vollbrücke die gleichgerichtete Netzspannung auftritt. Damit ist die Gleichrichterfunktion implementiert, allerdings ist noch keine Möglichkeit einer sinusförmigen Stromeinprägung gegeben. Es wird daher zwischen der positiven und negativen Klemme der DC-Quelle eine weitere Konverterstufe, d.h. ein kontinuierlich hochfrequent taktender Brückenzweig mit Ausgangsinduktivität angeordnet, und das dem Brückenzweig abgewandte Ende der Ausgangsinduktivität an die obere Klemme der Transistor-Vollbrückenschaltung gelegt und die untere Klemme des Brückenzweiges mit der negativen Klemme der DC-Quelle und der unteren DC-Klemme der Vollbrücke verbunden. Durch entsprechende Wahl der Ein- und Ausschaltdauer der Transistoren des hochfrequent taktenden Brückenzweiges kann dann bezogen auf die negative DC-Klemme eine Spannung derart gebildet werden, dass über die Ausgangsinduktivität ein Strom vorgegebenen Verlaufs in die obere Klemme der Transistor-Vollbrückenschaltung gedrückt und damit letztlich in das Netz eingespeist wird. Zur Vermeidung einer Weiterleitung des schaltfrequenten Rippeis des Stromes in der Ausgangsinduktivität wird vorteilhaft zwischen der oberen und unteren DC-Klemme der Transistor-Vollbrückenschaltung eine Filterkapazität angeordnet, welche gemeinsam mit der Ausgangsinduktivität ein LC-Tiefpassfilter bildet. Eine Schaltung völlig gleicher Grundstruktur kann auch für Energielieferung aus dem AC-Netz an eine DC-Spannungsquelle (Aufladung) Einsatz finden. Die Transistoren der Vollbrücke können dann weggelassen, d.h. nur Dioden bzw. nur eine Diodenvollbrückenschaltung, vorgesehen werden. Der Strom in der Ausgangsinduktivität wird dann durch Taktung der hochfrequent betriebenen Halbbrücke zu der gleichgerichteten Netzspannung proportional und physikalisch aus der oberen Klemme der Transistor-Vollbrückenschaltung in Richtung der DC-Spannungsquelle fliessend eingeprägt, womit AC-seitig ideal ein sinusförmiger, in Phase mit der Netzspannung liegender Strom resultiert. Diese Schaltung ist auch als Einphasen-Power-Factor-Correc-ted-(PFC)-Rectifier bekannt.This effect is also given for an alternative, two-stage version of the hybrid modulated DC / AC converter, which also has a high-frequency operated and a power-frequency clocking circuit part. It is there again a transistor full bridge circuit arranged (the transistors again have antiparallel freewheeling diodes), the bridge branch outputs directly (i.A., via an EMC filter, which, however, has no significant longitudinal impedance for mains frequency operations) are connected to the power terminals. The switching of the full bridge is done at mains frequency, with two diagonally opposite transistors are always in the through state, ie within the positive power half voltage of the upper transistor of the left and the lower transistor of the right bridge branch is turned on and locked at zero crossing to the negative half-wave these two transistors and the other two transistors (the lower transistor of the left and the upper transistor of the right bridge branch) are switched through. The applied between the output of the left and the output of the right bridge branch (and positively counted in this direction network voltage) is thus switched once directly and once with inverse polarity to the DC side of the transistor full bridge circuit, which there related to the lower DC Terminal of the full bridge the rectified mains voltage occurs. Thus, the rectifier function is implemented, but there is still no possibility of a sinusoidal current injection. Therefore, between the positive and negative terminals of the DC source, there is another converter stage, i. a bridge circuit with output inductance is continuously high frequency clocked, and the end of the output inductance facing away from the bridge branch is applied to the upper terminal of the transistor full bridge circuit and the lower terminal of the bridge branch is connected to the negative terminal of the DC source and the lower DC terminal of the full bridge. By selecting the turn-on and turn-off of the transistors of the high-frequency clocking bridge branch can then be based on the negative DC terminal, a voltage is formed such that the output inductance a current predetermined course pressed into the upper terminal of the transistor full bridge circuit and thus ultimately in the network is fed. In order to avoid a forwarding of the switching-frequency ripple of the current in the output inductance, a filter capacitance is advantageously arranged between the upper and lower DC terminal of the transistor full-bridge circuit, which forms an LC low-pass filter together with the output inductance. A circuit of completely the same basic structure can also be used for supplying energy from the AC network to a DC voltage source (charging). The transistors of the full bridge can then be omitted, i. only diodes or only one diode full bridge circuit can be provided. The current in the output inductance is then proportional to the rectified mains voltage by clocking the high-frequency operated half-bridge and physically impressed from the upper terminal of the transistor full-bridge circuit in the direction of the DC voltage source, whereby the AC side is ideally sinusoidal, in phase with the mains voltage lying current results. This circuit is also known as a single phase Power Factor Corrector (PFC) rectifier.

[0008] Allerdings tritt unabhängig von der konkreten Ausführung des Systems in der Umgebung der Nulldurchgänge der Netzspannung wieder eine Stromverzerrung, d.h. eine Abweichung des Stromes von der gewünschten Sinusform, auf, da dann zwischen der oberen und unteren Klemme der Vollbrückenschaltung nur mehr eine kleine Spannung vorliegt, bzw. für einen Abbau des Stromes in der Ausgangsinduktivität bei durchgeschaltetem unterem Transistor des hochfrequent taktenden Brückenzweiges kaum mehr Spannung zur Verfügung steht. Die somit beschränkte Stromregelbarkeit wird insbesondere dann deutlich, wenn neben Wirkleistung auch Blindleistung in das Netz gespeist werden soll (wie dies z.B. zunehmend für Photovoltaikinverter gefordert wird). Der Nulldurchgang des Netzstromes ist dann gegenüber dem Nulldurchgang der Netzspannung verschoben bzw. fliesst vor dem Umschalten der Vollbrücke im Spannungsnulldurchgang in der oberen Ausgangsklemme der Vollbrücke ein Strom ungleich null, der während des Umschaltens durch entsprechende Ansteuerung des hochfrequent taktenden Brückenzweiges auf den inversen Wert geändert werden muss, um trotz der Invertierung des Schaltzustandes der Transistor-Vollbrücke AC-seitig (ideal) einen glatten Stromverlauf sicherzustellen. Die Umkehr der Stromflussrichtung in der Ausgangsinduktivität kann bei fehlender Gegenspannung jedoch nur relativ langsam erfolgen, womit eine relativ starke Verzerrung des Netzstromes resultiert bzw. relativ hohe Netzrückwirkungen auftreten.However, regardless of the actual implementation of the system in the vicinity of the zero crossings of the mains voltage, current distortion again occurs, i. E. a deviation of the current from the desired sinusoidal shape, on, since then between the upper and lower terminal of the full bridge circuit is only a small voltage, or for a reduction of the current in the Ausgangsinduktivität with switched lower transistor of the high frequency clocking bridge branch hardly more voltage to Available. The thus limited current controllability becomes particularly clear when, in addition to active power, reactive power is also to be fed into the network (as is increasingly required, for example, for photovoltaic inverters). The zero crossing of the mains current is then shifted from the zero crossing of the mains voltage or flows before switching the full bridge in the voltage zero crossing in the upper output terminal of the full bridge, a non-zero current, which are changed during the switching by appropriate control of the high frequency clocking bridge branch to the inverse value In order to ensure a smooth current flow on the AC side (ideal) despite the inversion of the switching state of the transistor full bridge. The reversal of the current flow direction in the output inductance, however, can take place only relatively slowly in the absence of reverse voltage, which results in a relatively large distortion of the line current or relatively high network perturbations occur.

[0009] Aufgabe der Erfindung ist es daher, Verfahren bzw. zugeordnete Regelvorrichtungen zum Betrieb hybrid modulierter, d.h. aus einem (im Wesentlichen) schaltfrequent und einem netzfrequent getakteten Schaltungsteil bestehender Einphasen-AC/DC-Konverter zu schaffen, welche ungeachtet der Phasenverschiebung von Netzstrom und Netzspannung auch in der Umgebung der Spannungsnulldurchgänge einen sinusförmigen Netzstromverlauf sicherstellen bzw. Netzrückwirkungen vermeiden.The object of the invention is therefore, methods or associated control devices for operation hybrid modulated, i. to create from a (essentially) switching frequency and a power-frequency clocked circuit part existing single-phase AC / DC converter, which ensure regardless of the phase shift of the mains and mains voltage in the vicinity of the zero voltage crossings sinusoidal current waveform or avoid system perturbations.

[0010] Diese Aufgabe lösen ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Steuerung eines Einphasen-DC/AC-Konverters mit den Merkmalen der entsprechenden unabhängigen Patentansprüche.To achieve this object, a method and apparatus for controlling a single-phase DC / AC converter with the features of the corresponding independent claims.

[0011] Das Verfahren dient zur Steuerung eines Einphasen-DC/AC-Konverters, wobei im Betrieb des Konverters eine elektrische Leistung von einer Gleichspannungs(DC)-Seite an eine Wechselspannungs(AC)-Seite oder umgekehrt übertragen wird und dabei in aufeinanderfolgenden Halbschwingungen einer mit einer Grundfrequenz an der AC-Seite auftretenden sinusförmig verlaufenden AC-Spannung jeweils während eines ersten Zeitintervalls der Halbschwingung, welches sich über einen wesentlichen Bereich der Halbschwingung erstreckt, eine erste Konverterstufe eine Zwischenspannung mit einer sinusförmig verlaufenden Halbschwingung erzeugt, und die AC-Spannung - durch Addieren (von aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen) der Zwischenspannung zu einer jeweils während des ersten Zeitintervalls im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung erzeugt wird, oder - durch Umschalten der Polarität von jeweils aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen der Zwischenspannung erzeugt wird.The method is used to control a single-phase DC / AC converter, wherein in the operation of the converter, an electric power from a DC (DC) side to an AC (AC) side or vice versa is transmitted and in successive half-cycles a sinusoidal AC voltage occurring at a fundamental frequency on the AC side each during a first time interval of the half-wave extending over a substantial portion of the half-wave, a first converter stage generating an intermediate voltage having a sinusoidal half-wave, and the AC voltage by adding (of successive sinusoidal half-waves) the intermediate voltage to a reference voltage substantially constant during each of the first time intervals, or by switching the polarity of each successive sinusoidal half-wave of the intermediate chip is generated.

[0012] Dabei wird jeweils während eines zweiten Zeitintervalls, welches keine Überlappung mit dem ersten Zeitintervall aufweist, ein Spannungssollwert für die Zwischenspannung nach unten auf einen unteren Grenzwert begrenzt.In each case, during a second time interval which has no overlap with the first time interval, a voltage setpoint for the intermediate voltage is limited down to a lower limit.

[0013] Indem die Zwischenspannung begrenzt wird und nicht auf null geht, kann sie verwendet werden, um bei einer AC-seitigen reaktiven Last oder Quelle einen Strom in die Last bzw. Quelle zu regeln.By limiting the intermediate voltage and not going to zero, it can be used to regulate current into the load or source at an AC-side reactive load or source.

[0014] Das Umschalten der Polarität von jeweils aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen der Zwischenspannung geschieht mit zweimal pro Periode, also mit der doppelten Grundfrequenz.The switching of the polarity of each successive sinusoidal half oscillations of the intermediate voltage is done twice per period, that is twice the fundamental frequency.

[0015] Das erste Zeitintervall dauert beispielsweise mindestens 70% oder 80% oder 90% oder 95% der Dauer einer Halbschwingung. Das zweite Zeitintervall liegt jeweils um einen Nulldurchgang der AC-Spannung und dauert beispielsweise mindestens 5% oder 10% oder 20% oder 30% der Dauer einer Halbschwingung.The first time interval lasts for example at least 70% or 80% or 90% or 95% of the duration of a half-oscillation. The second time interval is in each case about a zero crossing of the AC voltage and lasts for example at least 5% or 10% or 20% or 30% of the duration of a half-oscillation.

[0016] Typischerweise folgen die ersten und zweiten Zeitintervalle jeweils abwechslungsweise und lückenlos aufeinander.Typically, the first and second time intervals follow each other alternately and without gaps.

[0017] Mit anderen Worten wird also der niederfrequent taktende Schaltungsteil temporär, d.h. in der Umgebung der Netzspannungsnulldurchgänge, mit hoher Taktfrequenz betrieben und damit für den hochfrequent taktenden Schaltungsteil eine Spannungssituation sichergestellt, welche eine sinusförmige Stromeinprägung ermöglicht. Da die hochfrequente Taktung nur in einem kurzen Abschnitt der Netzperiode erfolgt, wird dabei der Vorteil geringer Schaltverluste weitgehend beibehalten.In other words, therefore, the low-frequency clocking circuit part becomes temporary, i. E. in the vicinity of the mains voltage zero crossings, operated at a high clock frequency and thus ensured for the high-frequency clocking circuit part a voltage situation, which allows a sinusoidal current injection. Since the high-frequency clocking takes place only in a short section of the network period, the advantage of low switching losses is largely retained.

[0018] In einer Ausführungsform wird die AC-Spannung durch Addieren der Zwischenspannung zu der jeweils während des ersten Zeitintervalls im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung erzeugt und ist während des zweiten Zeitintervalls die Bezugsspannung einem nicht sprunghaften sondern kontinuierlich verlaufenden Übergang von einem ersten zu einem zweiten Wert der Bezugsspannung folgend moduliert.In one embodiment, the AC voltage is generated by adding the intermediate voltage to the reference voltage substantially constant during the first time interval, respectively, and during the second time interval the reference voltage is a non-discontinuous but continuous transition from a first to a second value of Following reference voltage modulated.

[0019] In einer Ausführungsform wird die Zwischenspannung mittels einer ersten Konverterstufe aus einer DC-seitigen Gleichspannung erzeugt und ist der Spannungssollwert für die Zwischenspannung nach oben auf einen oberen Grenzwert begrenzt, der um einen Betrag unterhalb des Wertes der DC-seitigen Gleichspannung liegt.In one embodiment, the intermediate voltage is generated by means of a first converter stage from a DC-side DC voltage and the voltage setpoint for the intermediate voltage is limited upwards to an upper limit, which is an amount below the value of the DC-side DC voltage.

[0020] Der Abstand zwischen dem oberen Grenzwert und der DC-seitigen Gleichspannung kann gleich oder anders sein als der Betrag des unteren Grenzwertes. Typische Werte für den Abstand zwischen dem oberen Grenzwert und der DC-seitigen Gleichspannung respektive für den Betrag des unteren Grenzwertes sind 10% bis 30% der DC-seitigen Gleichspannung.The distance between the upper limit value and the DC-side DC voltage may be equal to or different from the amount of the lower limit value. Typical values for the distance between the upper limit value and the DC-side DC voltage or the value of the lower limit value are 10% to 30% of the DC-side DC voltage.

[0021] In einer Ausführungsform wird für die Ansteuerung der ersten Konverterstufe mittels einer mehrschleifigen Regelung - aus einem Spannungssollwert der Zwischenspannung, mit optionaler Vorsteuerung eines Laststromes und/oder der Ausgangsspannung, ein erster Tastgrad und ein erstes Schaltsignal für einen ersten Brückenzweig der ersten Konverterstufe zum Erzeugen der Zwischenspannung bestimmt, und - aus einem Sollwert für die Bezugsspannung durch Division dieses Sollwertes durch die DC-seitige Gleichspannung ein zweiter Tastgrad und ein zweites Schaltsignal für einen zweiten Brückenzweig der ersten Konverterstufe zum Erzeugen der Bezugsspannung bestimmt.In one embodiment, for the control of the first converter stage by means of a multi-loop control - from a voltage setpoint of the intermediate voltage, with optional feedforward control of a load current and / or the output voltage, a first duty cycle and a first switching signal for a first bridge branch of the first converter stage Generating the intermediate voltage determined, and - determined from a setpoint value for the reference voltage by dividing this setpoint by the DC-side DC voltage, a second duty cycle and a second switching signal for a second bridge branch of the first converter stage for generating the reference voltage.

[0022] Die Zwischenspannung und die Bezugsspannung ergeben sich jeweils nach einer Filterung durch ein Ausgangsfilter in Form eines Tiefpassfilters.The intermediate voltage and the reference voltage result in each case after a filtering by an output filter in the form of a low-pass filter.

[0023] In einer Ausführungsform wird der Spannungssollwert der Zwischenspannung durch Addition eines Sollwertes der AC-Spannung entweder zum Sollwert für die Bezugsspannung oder zu einem Messwert der Bezugsspannung gebildet.In one embodiment, the voltage setpoint of the intermediate voltage is formed by adding a nominal value of the AC voltage either to the reference value for the reference voltage or to a measured value of the reference voltage.

[0024] Wird der Sollwert verwendet, so wird der Aufwand für Messung und Regelung kleiner. Wird der aktuelle Messwert der Bezugsspannung verwendet, so werden vorteilhaft Abweichungen der Bezugsspannung vom Sollwert zufolge der begrenzten Dynamik des Tiefpassfilters unterdrückt.If the setpoint is used, the effort for measurement and control becomes smaller. If the current measured value of the reference voltage is used, it is advantageous to suppress deviations of the reference voltage from the nominal value due to the limited dynamics of the low-pass filter.

[0025] In einer Ausführungsform ist im ersten Zeitintervall der Sollwert für die Bezugsspannung von null und von einer DC-seitigen Gleichspannung verschieden und wird die Bezugsspannung aus der DC-seitigen Gleichspannung durch eine hochfrequente Taktung eines zweiten Brückenzweiges der ersten Konverterstufe erzeugt.In one embodiment, in the first time interval, the setpoint for the reference voltage is different from zero and from a DC-side DC voltage, and the reference voltage is generated from the DC-side DC voltage by a high-frequency clocking of a second bridge branch of the first converter stage.

[0026] In einer Ausführungsform weist die erste Konverterstufe einen ersten Brückenzweig und einen zweiten Brückenzweig auf und wechseln sich die beiden Brückenzweige zum Erzeugen der im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung und der sinusförmig verlaufenden Halbschwingung ab.In one embodiment, the first converter stage has a first bridge branch and a second bridge branch and alternate between the two bridge branches for generating the substantially constant reference voltage and the sinusoidal half-wave.

[0027] Die Brückenzweige können sich dabei nach jeder Netzperiode oder nach mehreren Netzperioden abwechseln. Damit kann eine symmetrische thermische Belastung erreicht werden.The bridge branches can alternate here after each network period or after several network periods. Thus, a symmetrical thermal load can be achieved.

[0028] In einer Ausführungsform bildet ein zweiter Brückenzweig der ersten Konverterstufe in Verbindung mit einem Mittelpunkt der DC-seitigen Gleichspannung einen Dreipunktbrückenzweig zur Bildung der Bezugsspannung über einen Aus gang des zweiten Brückenzweigs und ist während zumindest eines Teils des zweiten Zeitintervalls eine mittlere DC-seitige Gleichspannung an den Ausgang des zweiten Brückenzweigs geschaltet.In one embodiment, a second bridge branch of the first converter stage in conjunction with a mid-point of the DC-side DC voltage forms a three-point bridge branch to form the reference voltage across an output of the second bridge branch and is an average DC-side during at least a portion of the second time interval DC voltage connected to the output of the second bridge branch.

[0029] In einer Ausführungsform wird während des ersten Zeitintervalls die AC-Spannung durch Umschalten der Polarität von jeweils aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen der Zwischenspannung erzeugt und wird während des zweiten Zeitintervalls die die AC-Spannung durch Modulation der Zwischenspannung durch hochfrequentes Umschalten der Polarität der Zwischenspannung erzeugt.In one embodiment, during the first time interval, the AC voltage is generated by switching the polarity of each successive sinusoidal half-waves of the intermediate voltage, and during the second time interval, the AC voltage by modulating the intermediate voltage by high-frequency switching the polarity of the intermediate voltage generated.

[0030] Dies entspricht also einer Erzeugung der AC-Spannung durch Pulsbreitenmodulation.This corresponds to a generation of the AC voltage by pulse width modulation.

[0031] In einer Ausführungsform weist der Konverter eine erste Konverterstufe zum Erzeugen der Zwischenspannung aus einer DC-seitigen Gleichspannung und eine zweite Konverterstufe mit einem Ausgangsfilter zum Umschalten der Polarität der Zwischenspannung und zur Bildung der AC-Spannung auf, wobei mittels einer mehrschleifigen Regelung - aus einem sinusförmigen netzfrequenten Sollwert oder einem Messwert der AC-Spannung, mit optionaler Vorsteuerung eines Laststromes, in einer Regelung des Ausgangsfilters, ein Sollwert eines lokalen Mittelwertes einer Ausgangsspannung der zweiten Konverterstufe bestimmt wird; und - aus diesem Sollwert • einerseits durch Gleichrichtung ein Betragswert I u2quer* I und daraus nach Begrenzung nach unten auf den unteren Grenzwert der Spannungssollwert für die Zwischenspannung bestimmt wird; und • andererseits durch Division durch den unteren Grenzwert und Begrenzung des Ausgang der Division auf Werte im Intervall (+1, -1) ein Tastgrad bestimmt wird und aus dem Tastgrad, beispielsweise durch Verschneiden mit einem zwischen +1 und -1 laufenden Dreiecksignal, ein pulsbreitenmoduliertes Ansteuersignal zum Umschalten der zweiten Konverterstufe bestimmt wird.In one embodiment, the converter has a first converter stage for generating the intermediate voltage from a DC-side DC voltage and a second converter stage with an output filter for switching the polarity of the intermediate voltage and for forming the AC voltage, wherein by means of a multi-loop control, from a sinusoidal power frequency setpoint value or a measured value of the AC voltage, with optional feedforward control of a load current, in a control of the output filter, a desired value of a local mean value of an output voltage of the second converter stage is determined; and - for this setpoint value, on the one hand by rectification, an absolute value I u2 cross * I and from this, after limiting down to the lower limit value, the voltage setpoint for the intermediate voltage is determined; and • on the other hand, dividing by the lower limit and limiting the output of the division to values in the interval (+1, -1) determines a duty cycle and the duty cycle, for example by interleaving with a triangular signal running between +1 and -1 Pulse width modulated drive signal for switching the second converter stage is determined.

[0032] In einer Ausführungsform wird der untere Grenzwert zeitlich variiert.In one embodiment, the lower limit is varied over time.

[0033] In einer Ausführungsform wird der Tastgrad nicht durch Division durch den unteren Grenzwert und Begrenzung des Ausgangs der Division auf Werte im Intervall (+1, -1), sondern durch Division des Sollwerts des lokalen Mittelwertes der Ausgangsspannung der zweiten Konverterstufe durch einen auf das Intervall (+uC1 underline, -uC1 underline) begrenzten Messwert der Zwischenspannung gebildet.In one embodiment, the duty cycle is not divided by dividing by the lower limit and limiting the output of the division to values in the interval (+1, -1), but by dividing the setpoint of the local average of the output voltage of the second converter stage by a the interval (+ uC1 underline, -uC1 underline) limited measured value of the intermediate voltage formed.

[0034] Die Vorrichtung zur Steuerung eines Einphasen-DC/AC-Konverters weist eine analog und/oder digital arbeitende Steuereinheit auf, welche zur Ausführung des Verfahrens nach einem der vorangehenden Ansprüche ausgebildet ist.The device for controlling a single-phase DC / AC converter has an analog and / or digitally operating control unit, which is designed for carrying out the method according to one of the preceding claims.

[0035] Die Erfindung wird nachfolgend anhand von möglichen Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Abbildungen dargestellt sind näher erläutert.The invention will be explained in more detail with reference to possible embodiments, which are illustrated in the accompanying drawings.

[0036] Typographische Konvention: in den in den Figuren verwendeten Symbolen liegen Querstriche und Unterstriche u. dgl. vor. Diese sind im folgenden Text durch Suffixe wie «quer», «underline» etc. dargestellt.Typographical convention: in the symbols used in the figures, dashes and underscores are u. Like. These are represented in the following text by suffixes such as "across", "underline", etc.

[0037] Fig. 1 Leistungsteil einer einstufigen hybrid modulierten Einphasen-DC/AC-Vollbrückenschaltung zur bidirektionalen Kopplung einer DC-Quelle und eines Einphasen-AC-Netzes. Weiter dargestellt: Blockschaltbild der Regelung, wobei der für eine nur temporäre hochfrequente Taktung vorgesehene Teil durch strichpunktierte Umrandung gekennzeichnet und Inselbetrieb, d.h. Einstellung eines Spannungssollwertes uO* an den Netzklemmen vorausgesetzt ist.Fig. 1 power part of a single-stage hybrid modulated single-phase DC / AC full bridge circuit for bidirectional coupling of a DC source and a single-phase AC network. Further shown: Block diagram of the scheme, wherein the designated for a temporary high frequency clocking part marked by dash-dotted outline and island operation, i. Setting of a voltage setpoint uO * at the power supply terminals is required.

[0038] Fig. 2 Zeitverlauf charakteristischer Spannungsverläufe der Schaltung nach Fig. 1; u0*: Sollwert der Netzspannung; uC2*: Verlauf der Spannung an Filterkondensator C2 bzw. des lokalen Mittelwertes des Sollwertes der Ausgangsspannung von Brückenzweig 2, u2quer*; u2: Zeitverlauf der Ausgangsspannung von Brückenzweig 2; uC1*: Sollwert der Spannung an Kondensator C1 am Ausgang des Tiefpassfilters (L1C1) von Brückenzweig 1 (durch entsprechende Wahl des Verlaufes von uC2* wird verhindert, dass uC1 * unter einen Minimalwert uC1 underline fällt bzw. sich weiter als bis auf uC1 underline der DC-Eingangsspannung Ui nähert, womit für die Regelung des Stromes in L1 stets eine hinreichende negative und positive Spannungsreserve zur Verfügung steht). Im Sinne einer klaren Darstellung werden die Spannungsverläufe über eine Netzperiode und zusätzlich zeitlich gedehnt im Bereich um einen Spannungsnulldurchgang gezeigt.FIG. 2 is a time chart of characteristic voltage curves of the circuit according to FIG. 1; FIG. u0 *: setpoint of the mains voltage; uC2 *: curve of the voltage at filter capacitor C2 or the local mean value of the setpoint of the output voltage of bridge branch 2, u2quer *; u2: time characteristic of the output voltage of bridge branch 2; uC1 *: Setpoint of the voltage at capacitor C1 at the output of the lowpass filter (L1C1) of bridge branch 1 (by selecting the course of uC2 *, uC1 * is prevented from falling below a minimum value uC1 underline or further than uC1 underline DC input voltage Ui approaches, so that for the regulation of the current in L1 always a sufficient negative and positive voltage reserve is available). In the interest of a clear presentation, the voltage curves are shown over a network period and additionally stretched in time around a voltage zero crossing.

[0039] Fig. 3 Leistungsteil einer zweistufigen hybrid modulierten DC/AC-Vollbrückenschaltung zur bidirektionalen Kopplung einer DC-Quelle und eines Einphasen-AC-Netzes. Weiter dargestellt:Fig. 3 power part of a two-stage hybrid modulated DC / AC full bridge circuit for bidirectional coupling of a DC source and a single-phase AC network. Further shown:

Blockschaltbild der Regelung, wobei der für eine nur temporäre hochfrequente Taktung vorgesehene Teil durch strichpunktierte Umrandung gekennzeichnet und Inselbetrieb, d.h. Einstellung eines Spannungssollwertes uO* an den Netzklemmen vorausgesetzt ist.Block diagram of the scheme, wherein the intended for a temporary high frequency clocking part marked by dash-dotted outline and island operation, i. Setting of a voltage setpoint uO * at the power supply terminals is required.

[0040] Fig. 4 Zeitverlauf charakteristischer Spannungsverläufe der Schaltung nach Fig. 3; u2quer*: Sollwert des lokalen Mittelwertes der Spannung am Ausgang der Vollbrücke; abs(u2quer*): Nach Gleichrichtung von u2quer* resultierender Spannungsverlauf; uC1*: Verlauf der an Kondensator C1 am Ausgang des Tiefpassfilters (L1C1) des kontinuierlich hochfrequent getakteten Brückenzweiges einzustellenden Spannung; u2 und u2quer: Verlauf der Ausgangsspannung der Vollbrücke und zugehöriger lokaler Mittelwert; uC1 underline: Wert der Begrenzung von uC1* nach unten (stellt hinreichendeFIG. 4 is a time chart of characteristic voltage profiles of the circuit according to FIG. 3; FIG. u2quer *: setpoint of the local mean value of the voltage at the output of the full bridge; abs (u2quer *): voltage curve resulting from rectification of u2quer *; uC1 *: characteristic of the voltage to be set at capacitor C1 at the output of the low-pass filter (L1C1) of the continuously high-frequency clocked bridge branch; u2 and u2quer: curve of the output voltage of the full bridge and the associated local mean value; uC1 underline: value of the limit of uC1 * down (provides sufficient

Gegenspannung für die Regelung des Stromes in L1 sicher). Im Sinne einer klaren Darstellung werden die Spannungsverläufe über eine Netzperiode und zusätzlich zeitlich gedehnt im Bereich um einen Spannungsnulldurchgang gezeigt. [0041] Fig. 5 Variante einer Teilfunktion der in Fig. 3 gezeigten Regelstruktur.Reverse voltage for the regulation of the current in L1 safe). In the interest of a clear presentation, the voltage curves are shown over a network period and additionally stretched in time around a voltage zero crossing. FIG. 5 variant of a partial function of the control structure shown in FIG. 3.

[0042] Der Leistungsteil der in Fig. 1 gezeigten einstufigen hybrid modulierten Einphasen-DC/AC-Vollbrückenschaltung wird durch einen kontinuierlich hochfrequent getakteten ersten Brückenzweig 1 (Transistoren T11 und T21) und einen nur in der Umgebung der Nulldurchgänge der letztlich zu bildenden Last- bzw. Netzspannung (Sollwert u0*) getakteten zweiten Brückenzweig 2 (Transistoren T12 und T22) und von den Ausgängen dieser Brückenzweige gegen die negative Schiene der DC-Versorgungsspannung Ui geschaltete Tiefpassfilter L1C1 und L2C2 gebildet. Der Verbraucher, dargestellt durch einen Widerstand R, wird an die zwischen den Ausgängen der beiden Tiefpassfilter auftretende Sinusspannung uO gelegt. Zur Speisung des Systems wird eine DC-Quelle Ui angeordnet, zwischen deren positiver Spannungsschiene und negativen Spannungsschiene die beiden Brückenzweige 1 und 2 liegen. Das Tiefpassfilter L2C2 kann für eine Modulation gemäss dem Stand der Technik entfallen, da dort der zweite Brückenzweig 2 nur mit Netzfrequenz umgeschaltet wird, d.h. keine Pulsbreitenmodulation aufweist; üblicherweise ist jedoch in die zur Last führenden Leitungen ein in Fig. 1 nicht gezeigtes EMV-Filter einzufügen um die leitungsgebundene Störaussendung des System auf zulässige Werte zu beschränken.The power component of the single-stage hybrid modulated single-phase DC / AC full-bridge circuit shown in FIG. 1 is characterized by a continuously high-frequency clocked first bridge branch 1 (transistors T11 and T21) and a load only to be formed in the vicinity of the zero crossings. or network voltage (setpoint u0 *) clocked second bridge branch 2 (transistors T12 and T22) and formed by the outputs of these bridge arms against the negative rail of the DC supply voltage Ui low-pass filter L1C1 and L2C2. The load, represented by a resistor R, is applied to the sine voltage u0 appearing between the outputs of the two low-pass filters. To power the system, a DC source Ui is arranged between the positive voltage rail and negative voltage rail, the two bridge branches 1 and 2 are. The low-pass filter L2C2 can be omitted for a modulation according to the prior art, since there the second bridge branch 2 is switched only at mains frequency, i. has no pulse width modulation; Usually, however, an EMC filter, not shown in FIG. 1, is to be inserted into the lines leading to the load in order to limit the conducted interference emission of the system to permissible values.

[0043] Um die gewünschte sinusförmig Ausgangsspannung uO* zur bilden, ist eine entsprechende Differenz der Spannungen der beiden Filterkondensatoren C1 und C2, also uC1 und uC2, einzustellen, d.h., es sind für beide Kondensatoren Spannungssollwerte, uC1* und uC2*, vorzugeben. Der Sollwert uC1* kann daher durch Addition des sinusförmigen Sollwertes uO* der zu bildenden AC-Ausgangsspannung und eines Sollwertes uC2* gebildet werden, wobei der Verlauf von uC2* so gewählt wird, dass uC1* stets grösser als ein Mindestwert uClunderline bleibt bzw. sich nur so weit dem Pegel Ui der DC-Eingangsspannung nähert, dass noch eine Differenz in Höhe von uClunderline verbleibt. Dies ist z.B. durch den in Fig. 2 gezeigten trapezförmigen Verlauf von uC2* möglich, wobei vorteilhaft der Minimalwert von uC2* gleich null und der Maximalwert gleich Ui gewählt wird, da dann für die Erzeugung von uC2=uC2* an C2 nur innerhalb der Flanken des Trapezverlaufes, also während des Übergangs von null nach Ui und umgekehrt, eine Taktung des zweiten Brückenzweiges 2 erforderlich ist. Innerhalb der horizontalen Abschnitte von u2* bleibt der Brückenzweig auf die positive oder negative DC-Spannungsschiene geklemmt, womit in T12 und T22 keine Schaltverluste auftreten. Da uC1* stets einen Abstand uClunderline nach unten von null und den Abstand uClunderline nach oben von Ui beibehält, ist innerhalb der gesamten Netzperiode eine Mindestspannungsreserve für den Aufbau oder Abbau des Stromes in L1 sichergestellt; Wird z.B. T11 von Brückenzweig 1 durchgeschaltet, kommt dann L1 mindestens u1 underline zu liegen, womit ein entsprechend rascher Stromaufbau erfolgen kann; andererseits tritt bei Durchschalten von T21 zumindest u1 underline negativ über L1 auf und es ist ein rascher Stromabbau sichergestellt. Diese Mindestspannungsreserve ist auch für an der Grenze von kontinuierlicher und diskontinuierlicher Stromführung (Boundary Conduction Mode, BCM, oder Resonant Transition Mode bzw. Triangulär Current Mode, TCM) arbeitende Schaltungen mit charakteristisch dreieckförmigem Verlauf des Stromes in L1 vorteilhaft, da dann die Variation der Schaltfrequenz eingeschränkt bzw. die leitungsgebundene Störaussendung bei höheren Frequenzen gehalten werden kann, womit auch die Knickfrequenz des netzseitigen EMV-Filters höher gewählt bzw. dessen Baugrösse verringert werden kann.In order to form the desired sinusoidal output voltage uO *, a corresponding difference of the voltages of the two filter capacitors C1 and C2, ie uC1 and uC2, must be set, that is to say voltage setpoints uC1 * and uC2 * are to be specified for both capacitors. The setpoint μC1 * can therefore be formed by adding the sinusoidal setpoint value uO * of the AC output voltage to be formed and a setpoint value uC2 *, wherein the curve of uC2 * is selected such that uC1 * always remains larger than a minimum value uClunderline or only as far as the level Ui approaches the DC input voltage, that there remains a difference in the amount of uClunderline. This is e.g. by the trapezoidal shape of uC2 * shown in FIG. 2, advantageously the minimum value of uC2 * being equal to zero and the maximum value being equal to Ui, since then for producing uC2 = uC2 * at C2 only within the edges of the trapezoidal profile, Thus, during the transition from zero to Ui and vice versa, a clocking of the second bridge branch 2 is required. Within the horizontal sections of u2 *, the bridge branch remains clamped to the positive or negative DC voltage rail, thus eliminating switching losses in T12 and T22. Since uC1 * always maintains a distance uClunderline down from zero and the distance uClunderline up from Ui, a minimum voltage reserve for the build-up or release of the current in L1 is ensured within the entire network period; If e.g. T11 of bridge branch 1 switched through, then comes L1 at least u1 underline to lie, so that a correspondingly rapid current build-up can take place; On the other hand, when T21 is turned on, at least u1 underline negatively over L1 and a rapid current reduction is ensured. This minimum voltage reserve is also advantageous for circuits operating at the boundary of continuous and discontinuous current conduction (Boundary Conduction Mode, BCM, or Resonant Transition Mode or TCM) with a characteristic triangular course of the current in L1, since then the variation of the switching frequency restricted or the conducted interference can be kept at higher frequencies, whereby the bending frequency of the network-side EMC filter can be selected higher or its size can be reduced.

[0044] Die Bestimmung von uC2* gemäss der obigen Beschreibung kann durch eine digital oder analog realisierte Steuereinheit anhand von Messungen eines oder mehrerer Spannungs- respektive Strommesswerte geschehen (in den Figuren nicht dargestellt). Beispielsweise kann eine bekannte Steuereinheit, welche Signale zum Schalten des zweiten Brückenzweigs 2 erzeugt, modifiziert werden, um den trapezförmigen Verlauf von uC2* oder einen anderen kontinuierlichen Verlauf zwischen dem oberen und dem unteren Konstantwertzu erzeugen.The determination of uC2 * according to the above description can be done by a digitally or analog realized control unit based on measurements of one or more voltage or current measurements (not shown in the figures). For example, a known control unit which generates signals for switching the second bridge branch 2 may be modified to generate the trapezoidal shape of uC2 * or another continuous course between the upper and lower constant values.

[0045] Die Spannung an Kondensator C1 wird auf den Spannungssollwert uC1 * mittels einer zum Teil dem Stand der Technik entsprechenden mehrschleifigen Regelung mit einer Vorsteuerung anhand von Signalen entsprechend dem Laststrom iO und dem Spannungssollwert uC1* der Ausgangsspannung eingestellt, wobei das Schaltsignal s1 für die Ansteuerung der beiden Transistoren T11 und T21 resultiert. Die Einstellung von uC2* erfolgt vorteilhaft mit geringem Realisierungsaufwand direkt rein gesteuert, d.h. es wird durch Division von uC2* durch Ui der Tastgrad D2 des zweiten Brückenzweiges 2 ermittelt und dann in bekannter Form durch Verschneidung mit einem Dreiecksignal d2 (Komparator K2) das pulsbreitenmodulierte Schaltsignal s2 für die Ansteuerung des zweiten Brückenzweiges 2 erhalten. Die entsprechend pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannung des zweiten Brückenzweiges 2 wird dann mittels Tiefpassfilterung (L2C2) in die gewünschte Ausgangsspannung uc2* umgesetzt.The voltage across capacitor C1 is set to the desired voltage value uC1 * by means of a multi-loop control with partial feedforward, based in part on the state of the art, on the basis of signals corresponding to the load current iO and the voltage setpoint uC1 * of the output voltage, wherein the switching signal s1 for the Control of the two transistors T11 and T21 results. The adjustment of uC2 * is advantageously carried out directly in a controlled manner with little implementation effort, i. it is determined by dividing uC2 * by Ui the duty D2 of the second bridge branch 2 and then in a known form by intersection with a triangle signal d2 (comparator K2) receive the pulse width modulated switching signal s2 for driving the second bridge branch 2. The corresponding pulse width modulated output voltage of the second bridge branch 2 is then converted by means of low-pass filtering (L2C2) into the desired output voltage uc2 *.

[0046] Alternativ zur Addition von uO* und uC2* kann die Bildung von uC1* auch durch Addition von uO* und der aktuellen Spannung uC2 erfolgen, womit vorteilhaft Abweichungen von uC2* und uC2 zufolge der begrenzten Dynamik des Tiefpassfilters L2C2 unterdrückt werden.Alternatively to the addition of uO * and uC2 *, the formation of uC1 * can also be effected by adding uO * and the current voltage uC2, which advantageously suppresses deviations from uC2 * and uC2 due to the limited dynamics of the low-pass filter L2C2.

[0047] Kann bei Einsatz schnell schaltender Transistoren auch eine kontinuierliche hochfrequente Taktung des zweiten Brückenzweigs 2 über die gesamte Netzperiode akzeptiert werden, kann der Spannungspegel der in Fig. 2 horizontalen Abschnitte von uC2* auch von null und Ui verschieden und durch eine allgemeine Zeitfunktion ersetzt, d.h. zeitlich variabel, gewählt werden, wobei jedoch stets darauf zu achten ist, dass die resultierende Spannung uC1* in jedem Fall innerhalb der absoluten Grenzen Ui und null verbleibt bzw. vorteilhaft eine hinreichende Differenz (Spannungsreserve der Stromregelung) gegenüber diesen Grenzen wahrt.If continuous high-frequency clocking of the second bridge branch 2 can be accepted over the entire network period when using fast-switching transistors, the voltage level of the horizontal sections of uC2 * in FIG. 2 can also be different from zero and Ui and replaced by a general time function ie be chosen variable in time, but always make sure that the resulting voltage uC1 * in any case within the absolute limits Ui and zero remains or advantageously a sufficient difference (voltage reserve of the current control) over these limits.

[0048] Weiter kann, bei symmetrischer Ausführung der die Spannungen uC1* und uC2* einprägenden Regelungen (es ist dann gleich wie für uC1* auch für uC2* eine explizite Regelung - und nicht nur eine Steuerung - vorzusehen) die Funktion der beiden Brückenzweige 1 und 2 abwechseln, d.h. der kontinuierlich taktende Brückenzweig in jeder zweiten Netzhalbschwingung den trapezförmigen Stromverlauf erzeugen (und umgekehrt), womit vorteilhaft eine symmetrische thermische Belastung der Brückenzweige resultiert.Further, with symmetrical execution of the voltages uC1 * and uC2 * einprägenden regulations (it is then the same as for uC1 * for uC2 * an explicit regulation - and not just a controller - provide) the function of the two bridge branches. 1 and 2 alternate, ie the continuously clocking bridge branch generate the trapezoidal current profile in every second line half-wave (and vice versa), which advantageously results in symmetrical thermal loading of the bridge branches.

[0049] Schliesslich kann auf eine temporäre Taktung bzw. Pulsbreitenmodulation des zweiten Brückenzweigs 2 verzichtet und stattdessen eine niederfrequente Dreipunktmodulation vorgenommen werden. Hierfür ist der zweite Brückenzweig 2 durch einen weiteren bidirektionalen Schalter T3Mp vom Brückenzweigausgang gegen einen Mittelpunkt der DC-Ein-gangsspannung zu erweitern (T-Type-Struktur; alternativ können auch andere Formen von Dreipunktbrückenzweigen, z.B. eine als Neutral-Point-Clamped-Topologie bekannte Struktur Einsatz finden). Der Brückenzweig weist dann Dreipunktcharakteristik auf, d.h., es können durch entsprechende Ansteuerung von T11, T21 und T3Mp am Ausgang des Brückenzweiges gegenüber der negativen DC-Spannungsschiene die Spannungsniveaus null, Ui/2 und Ui erzeugt werden. Vorteilhaft wird dann die Trapezspannung u2* derart genähert, dass T3Mp innerhalb der Flankenzeiten, während des Übergangs von null nach Ui und umgekehrt, durchgeschaltet wird, währendem T11 und T21 sperren. Vorteilhaft kann dann aufgrund der nur niederfrequenten Taktung auch das Tiefpassfilter L2C2 entfallen bzw. kleinere Baugrösse aufweisen.Finally, can be dispensed with a temporary timing or pulse width modulation of the second bridge branch 2 and instead a low-frequency three-point modulation be made. For this purpose, the second bridge branch 2 is to be extended by a further bidirectional switch T3Mp from the bridge branch output to a midpoint of the DC input voltage (T-type structure; alternatively, other forms of three-point bridge branches, eg one as a neutral-point-clamped topology find known structure use). The bridge leg then has three-point characteristics, i.e., voltage levels zero, Ui / 2 and Ui can be generated by appropriately driving T11, T21 and T3Mp at the output of the bridge branch opposite the negative DC voltage rail. Advantageously, the trapezoidal voltage u2 * is then approximated such that T3Mp is switched through within the edge times, during the transition from zero to Ui and vice versa, while T11 and T21 are blocking. Advantageously, because of the low-frequency clocking, the low-pass filter L2C2 can be omitted or have a smaller size.

[0050] Auch der kontinuierlich getaktete Brückenzweig 1 kann dann in Dreipunktform ausgeführt werden, womit das vorgehend erwähnte Abwechseln des getakteten und geklemmten Brückenzweiges möglich wird und aufgrund des geringeren Stromrippeis das Tiefpassfilter L1C1 verkleinert werden kann.Also, the continuously clocked bridge branch 1 can then be carried out in three-point form, whereby the above-mentioned alternation of the clocked and clamped bridge branch is possible and due to the lower Stromrippeis the low-pass filter L1C1 can be reduced.

[0051] In Fig. 3 ist die in der Grundstruktur von Einphasen-PFC-Gleichrichterschaltungen bekannte Schaltungstopologie des Leistungsteiles eines zweistufigen hybrid modulierten Einphasen-DC/AC-Konverters gezeigt, welche eine durch eine DC-Spannungsquelle Ui gespeiste Tiefsetzstellerschaltung (Brückenzweig mit Transistoren T+ und T- mit antiparallelen Dioden D+ und D- und einem vom Brückenzweigausgang gegen die negative DC-Spannungsschiene gelegten Tiefpassfilter L1C1) und eine nachgeordnete, aus der Filterkapazität C1 gespeiste Transistor-Vollbrückenschaltung mit AC-seitigem Tiefpassfilter L2C2 aufweist, wobei die durch einen Widerstand R dargestellte Last über dem Filterkondensator C2 liegt, dessen Spannung durch entsprechende Regelung sinusförmig netzfrequent geführt wird. Für konventionelle Modulation der Schaltung wird die Transistor-Vollbrücke nur netzfrequent umgeschaltet, womit das Filter L2C2 auch entfallen kann und die Lastspannung oder AC-Spannung direkt über uC1 definiert wird. Die Spannung uC1 weist dann den Verlauf einer gleichgerichteten Sinusspannung auf, die durch entsprechende Umschaltung der Vollbrücke in eine Wechselspannung verwandelt wird (Invertierung jeder zweiten Halbschwingung). Für die Regelung des Systems ist dann, wie in Fig. 1 gezeigt, neben der netzfrequenten Ansteuerung der Vollbrücke auch eine typisch mehrschleifige Regelung von uC1 (Regelung von uC1 mit unterlagerter Stromregelung, d.h. Regelung von iL1 und nachgeordneter Pulsbreitenmodulation zur Ansteuerung von T+ und T- sowie entsprechende Vorsteuerungen, z.B. des Stromes i am Ausgang von C1) vorzusehen.In Fig. 3, in the basic structure of single-phase PFC rectifier circuits known circuit topology of the power part of a two-stage hybrid modulated single-phase DC / AC converter is shown, which is fed by a DC voltage source Ui buck converter circuit (bridge branch with transistors T + and T- with anti-parallel diodes D + and D- and one of the bridge branch output against the negative DC voltage rail laid low-pass filter L1C1) and a downstream, fed from the filter capacitance C1 transistor full bridge circuit with AC-side low-pass filter L2C2, wherein by a resistor R shown load is above the filter capacitor C2, the voltage is guided by appropriate control sinusoidal power frequency. For conventional modulation of the circuit, the transistor full bridge is switched only at the mains frequency, whereby the filter L2C2 can also be omitted and the load voltage or AC voltage is defined directly via uC1. The voltage uC1 then has the course of a rectified sine voltage, which is converted by appropriate switching of the full bridge in an AC voltage (inversion of every second half-wave). For the regulation of the system then, as shown in FIG. 1, in addition to the power-frequency control of the full bridge, also a typically multi-loop control of uC1 (regulation of uC1 with subordinate current regulation, ie regulation of iL1 and downstream pulse width modulation for controlling T + and T-). as well as corresponding pilot control, eg of the current i at the output of C1).

[0052] Es wird dabei die Vorgabe des Sollwertes uC1* so vorgenommen, dass uC1 stets grösser als ein Mindestwert uClunderline bleibt, womit für die Regelung von iL1 stets eine hinreichende Spannungsreserve verbleibt. Soll iL1 z.B. abgebaut werden, kann dann ja T- durchgeschaltet und somit in jedem Fall mindestens uC1 underline in negativer Richtung, d.h. in Richtung eines Abbaus von i1 wirkend an L1 gelegt werden. Um nach wie vor den gewünschten sinusförmigen Verlauf der Lastspannung uC2 zu erhalten, ist dann allerdings innerhalb der Intervalle, wo uC1 auf uC1 underline geklemmt verbleibt, die Transistorvollbrücke mit entsprechender Pulsbreitenmodulation zu betreiben. Weiter ist am Ausgang der Transistor-Vollbrücke ein Tiefpassfilter L2C2 anzuordnen, um einen glatten Verlauf der Lastspannung sicherzustellen.It is the specification of the setpoint uC1 * made so that uC1 always greater than a minimum value uClunderline remains, so that for the control of iL1 always a sufficient voltage reserve remains. If iL1 is to be e.g. can then be reduced, and thus in any case at least uC1 underline in the negative direction, i. in the direction of degradation of i1 acting on L1. However, in order to still obtain the desired sinusoidal profile of the load voltage uC2, the transistor full bridge with corresponding pulse width modulation is then to be operated within the intervals where uC1 remains clamped on uC1 underline. Furthermore, a low-pass filter L2C2 must be arranged at the output of the transistor full bridge in order to ensure a smooth progression of the load voltage.

[0053] In an sich bekannter Form kann nun ausgehend vom sinusförmigen, netzfrequenten Sollwert uO* der Lastspannung durch eine zweischleifige Regelung des Ausgangsfilters (Regelung von uC2 und unterlagerte Regelung von iL2, vorteilhaft mit Vorsteuerung des Laststromes iO) der mit uO* vorgesteuerte Sollwert u2quer* des lokalen Mittelwertes der Vollbrückenausgangsspannung gewonnen werden. Dieser kann dann durch Gleichrichtung in Betrag(u2quer*) verwandelt und daraus nach Begrenzung auf uClunderline nach unten der Sollwert uC1* gewonnen werden. Weiter wird u2quer* durch uClunderline dividiert um den erforderlichen Tastgrad D2 der Transistor-Vollbrücke (z.B. einfach derart gesteuert, dass stets diagonal gegenüberliegende Transistoren eingeschaltet werden - bipolare Modulation) zu berechnen. Diese Berechnung ergibt allerdings für u2quer* > uClunderline keine sinnvollen, d.h. ausserhalb des Bereiches (+1, 1) liegende Werte, weshalb eine entsprechende Begrenzung des Ausgang der Division auf Werte im Bereich (+1, -1) erforderlich ist. Der so berechnete Tastgrad D2 wird in an sich bekannter Form mit einem zwischen +1 und -1 laufenden Dreiecksignal d2 verschnitten (Komparator K2) und so das pulsbreitenmodulierte Ansteuersignal s2 für die Transistor-Vollbrücke erhalten. Vorteilhaft bleibt dann, wenn u2quer* über uC1 underline oder unter -uC1 underline liegt der Tastgrad D2 auf den Wert +1 oder -1 geklemmt und die Spannung uC1 wird in der richtigen Polarität an den Ausgang der Vollbrücke weitergeschaltet bzw. letztlich eine sinusförmige Lastspannung gebildet (siehe Fig. 4).In a conventional manner can now be based on the sinusoidal, power frequency setpoint uO * the load voltage by a two-loop control of the output filter (control of uC2 and lower-level control of iL2, advantageously with feedforward control of the load current iO) with uO * piloted setpoint u2quer * of the local mean of the full-bridge output voltage. This can then be converted into magnitude (u2verse *) by rectification and, after limiting it to uClunderline, downwards the desired value uC1 * can be obtained. Further u2quer * is divided by uClunderline to calculate the required duty cycle D2 of the full transistor bridge (e.g., simply controlled to always turn on diagonally opposite transistors - bipolar modulation). However, for u2quer *> uClunderline, this calculation does not give meaningful, i. values beyond the range (+1, 1), therefore a corresponding limitation of the output of the division to values in the range (+1, -1) is required. The thus calculated duty cycle D2 is blended in a conventional manner with a triangle signal d2 running between +1 and -1 (comparator K2), thus obtaining the pulse width modulated drive signal s2 for the transistor full bridge. It then remains advantageous if u2quer * underline or under -uC1 underline the duty cycle D2 is clamped to the value +1 or -1 and the voltage uC1 is switched in the correct polarity to the output of the full bridge or ultimately a sinusoidal load voltage is formed (see Fig. 4).

[0054] Vorteilhaft ist noch, die Rückübersetzung des Stromes iL2 durch die Vollbrücke an deren DC-Eingang, d.h. in einen entsprechenden Strom i für eine Vorsteuerung des durch die Regelung von iL1 zu bildenden Sollwertes iL1 * zu berücksichtigen. Es kann der lokale Mittelwert iquer von i durch Multiplikation von iL2 mit D2 ermittelt und in dieser Form direkt als Vorsteuersignal von iL1 herangezogen werden.It is also advantageous, the back translation of the current iL2 through the full bridge at the DC input, i. into a corresponding current i for a precontrol of the setpoint iL1 * to be formed by the regulation of iL1. The local mean value iquer of i can be determined by multiplication of iL2 by D2 and in this form can be used directly as a precontrol signal of iL1.

[0055] Es kann UC1 underline auch eine zeitliche Variation aufweisen, welche z.B. bei Boundary Mode Control (BCM) des Tiefsetzstellers T+, T-, L1C1 (kann auch durch mehrere phasenversetzt getaktete Stufen mit nur temporärer Taktung, d.h. kontinuierlicher oder temporärer Klemmung eines oder mehrerer Brückenzweige ausgeführt sein) vorteilhaft so gewählt wird, dass die Schaltfrequenz zeitlich variiert und einerseits bei hohen Werten verbleibt und andererseits die Amplituden der Störaussendung bei einzelnen Frequenzen reduziert bzw. die Störaussendung über einen weiteren Frequenzbereich verteilt wird.UC1 underline may also have a temporal variation, which may be e.g. in Boundary Mode Control (BCM) of the buck converter T +, T-, L1C1 (can also be performed by several phases offset clocked stages with only temporary timing, ie continuous or temporary clamping of one or more bridge branches) is advantageously chosen so that the switching frequency varies over time and on the one hand remains at high values and on the other hand reduces the amplitudes of the interference emission at individual frequencies or the interference emission is distributed over a further frequency range.

[0056] Hervorzuheben ist auch, dass die Tiefpassfilter L1C1 oder L2C2 gegebenenfalls mehrstufig ausgeführt sein können.It should also be emphasized that the low-pass filter L1C1 or L2C2 may be designed in multiple stages if necessary.

[0057] Schliesslich kann für die Berechnung des Tastgrades anstelle von uC1 underline innerhalb des Intervalls, wo eine Pulsbreitenmodulation der Transistorvollbrücke auftritt, auch der tatsächliche Verlauf von uC1 herangezogen werden. Damitwerden Abweichungen von uC1 vom Sollwert uC1 underline für die Bildung von u2 direkt berücksichtigt. Für die Division von u2* ist dann anstelle von uC1 underline der auf das Intervall (+uC1 underline, -uC1 underline) begrenzte Spannung uC1 heranzuziehen (Fig. 5).Finally, for the calculation of the duty cycle instead of uC1 underline within the interval where a pulse width modulation of the transistor full bridge occurs, the actual course of uC1 can be used. Deviations from uC1 from the setpoint uC1 underline for the formation of u2 are thus taken directly into account. For the division of u2 * then, instead of uC1 underline, the voltage uC1 limited to the interval (+ uC1 underline, -uC1 underline) is to be used (FIG. 5).

[0058] Abschliessend sei darauf hingewiesen, dass die vorstehend für Inselbetrieb ein- und zweistufiger hybrid modulierter Inverterschaltungen beschriebenen Konzepte sinngemäss auch für die Kopplung der Inverterschaltungen an eine vorgegebene Netzspannung Anwendung finden können. Es ist dann einzig der Spannungssollwert uO* durch den Messwert uO zu ersetzen bzw. für die Definition des Ausgangs der Vollbrücke mit den beiden Brückenzweigen 1 und 2 ein Sollwert des in das Netz zu speisenden Stromes (entsprechend dem Sollwert iL1 * der unterlagerten Stromregelung oder für das zweistufige System der Sollwert iL2*) entsprechend vorzugeben.Finally, it should be pointed out that the concepts described above for isolated operation and two-stage hybrid-modulated inverter circuits can also be used analogously for the coupling of the inverter circuits to a predetermined mains voltage. It is then only the voltage setpoint uO * to replace by the measured value uO or for the definition of the output of the full bridge with the two bridge branches 1 and 2, a nominal value of the current to be fed into the network (according to the setpoint iL1 * of the subordinate current control or specify the two-stage system the setpoint iL2 *) accordingly.

[0059] Weiter sei hervorgehoben, dass die vorstehend beschriebenen Konzepte unabhängig von der Phasenbeziehung von Netzstrom und Netzspannung, also insbesondere auch für Gleichrichterbetrieb (z.B. Einphasen-PFC-Gleichrichtung), d.h. Speisung einer DC-Spannungsquelle aus dem AC-Netz, Anwendung finden können.It should further be emphasized that the concepts described above are independent of the phase relationship of mains and mains voltage, and thus in particular also for rectifier operation (for example single-phase PFC rectification), i. Power supply of a DC voltage source from the AC network, can find application.

Claims (12)

Patentansprücheclaims 1. Verfahren zur Steuerung eines Einphasen-DC/AC-Konverters, wobei im Betrieb des Konverters eine elektrische Leistung von einer DC-Seite an eine AC-Seite oder umgekehrt übertragen wird und dabei in aufeinanderfolgenden Halbschwingungen einer mit einer Grundfrequenz an der AC-Seite auftretenden sinusförmig verlaufenden AC-Spannung (uO) jeweils während eines ersten Zeitintervalls der Halbschwingung, welches sich über einen wesentlichen Bereich der Halbschwingung erstreckt, eine erste Konverterstufe eine Zwischenspannung (uC1) mit einer sinusförmig verlaufenden Halbschwingung erzeugt, und die AC-Spannung (uO) - durch Addieren der Zwischenspannung (uC1) zu einer jeweils während des ersten Zeitintervalls im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung (uC2) erzeugt wird, oder - durch Umschalten der Polarität von jeweils aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen der Zwischenspannung (uC1) erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass jeweils während eines zweiten Zeitintervalls, welches keine Überlappung mit dem ersten Zeitintervall aufweist, ein Spannungssollwert (uC1*) für die Zwischenspannung (uC1) nach unten auf einen unteren Grenzwert (uC 1) begrenzt wird.A method for controlling a single-phase DC / AC converter, wherein in the operation of the converter, electrical power is transmitted from a DC side to an AC side or vice versa, and in successive half oscillations one with a fundamental frequency on the AC side occurring sinusoidal AC voltage (uO) each during a first time interval of the half-wave, which extends over a substantial range of half-oscillation, a first converter stage generates an intermediate voltage (uC1) with a sinusoidal half-wave, and the AC voltage (uO) is generated by adding the intermediate voltage (uC1) to a reference voltage (uC2) which is substantially constant during the first time interval, or is generated by switching the polarity of respectively successive sinusoidal oscillations of the intermediate voltage (uC1), characterized in that during a second time tervals having no overlap with the first time interval, a voltage command value (uC1 *) for the intermediate voltage (uC1) is limited down to a lower limit value (uC 1). 2. Verfahren gemäss Anspruch 1, wobei die AC-Spannung (uO) durch Addieren der Zwischenspannung (uC1) zu der jeweils während des ersten Zeitintervalls im wesentlichen konstanten Bezugsspannung (uC2) erzeugt wird, und während des zweiten Zeitintervalls die Bezugsspannung (uC2) einem nicht sprunghaften sondern kontinuierlich verlaufenden Übergang von einem ersten zu einem zweiten Wert der Bezugsspannung (uC2) folgend moduliert ist.2. The method according to claim 1, wherein the AC voltage (uO) is generated by adding the intermediate voltage (uC1) to the respectively during the first time interval substantially constant reference voltage (uC2), and during the second time interval, the reference voltage (uC2) a is not modulated following a sudden but continuous transition from a first to a second value of the reference voltage (uC2). 3. Verfahren gemäss Anspruch 2, wobei die Zwischenspannung (uC1) mittels einer ersten Konverterstufe aus einer DC-seitigen Gleichspannung (Ui) erzeugt wird, und der Spannungssollwert (uC1*) für die Zwischenspannung (uC1) nach oben auf einen oberen Grenzwert begrenzt ist, der um einen Betrag (hC1) unterhalb des Wertes der DC-seitigen Gleichspannung (Ui) liegt.3. The method according to claim 2, wherein the intermediate voltage (uC1) is generated by means of a first converter stage from a DC-side DC voltage (Ui), and the voltage setpoint (uC1 *) for the intermediate voltage (uC1) is limited to an upper limit which is lower than the value of the DC-side DC voltage (Ui) by an amount (hC1). 4. Verfahren gemäss Anspruch 3, wobei für die Ansteuerung der ersten Konverterstufe mittels einer mehrschleifigen Regelung -aus einem Spannungssollwert (uC1*) der Zwischenspannung (uC1), mit optionaler Vorsteuerung eines Laststromes (iO) und/oder der Ausgangsspannung (uC1), ein erster Tastgrad (D1) und ein erstes Schaltsignal (s1) für einen ersten Brückenzweig (1) der ersten Konverterstufe zum Erzeugen der Zwischenspannung (uC1) bestimmt wird, und - aus einem Sollwert (uC2*) für die Bezugsspannung (uC2) durch Division dieses Sollwertes (uC2*) durch die DC-seitige Gleichspannung (Ui) ein zweiter Tastgrad (D2) und ein zweites Schaltsignal (s2) für einen zweiten Brückenzweig (2) der ersten Konverterstufe zum Erzeugen der Bezugsspannung (uC2) bestimmt wird.4. The method according to claim 3, wherein for the control of the first converter stage by means of a multi-loop control from a voltage setpoint (uC1 *) of the intermediate voltage (uC1), with optional feedforward control of a load current (iO) and / or the output voltage (uC1), a first duty cycle (D1) and a first switching signal (s1) for a first bridge branch (1) of the first converter stage for generating the intermediate voltage (uC1) is determined, and - from a reference value (uC2 *) for the reference voltage (uC2) by dividing this Setpoint (uC2 *) by the DC-side DC voltage (Ui) a second duty cycle (D2) and a second switching signal (s2) for a second bridge branch (2) of the first converter stage for generating the reference voltage (uC2) is determined. 5. Verfahren gemäss Anspruch 4, wobei der Spannungssollwert (uC1*) der Zwischenspannung (uC1) durch Addition eines Sollwertes (uO*) der AC-Spannung (uO) entweder zum Sollwert (uC2*) für die Bezugsspannung (uC2) oder zu einem Messwert der Bezugsspannung (uC2) gebildet wird.5. The method according to claim 4, wherein the voltage setpoint (uC1 *) of the intermediate voltage (uC1) by adding a desired value (uO *) of the AC voltage (uO) either to the setpoint (uC2 *) for the reference voltage (uC2) or to a Measured value of the reference voltage (uC2) is formed. 6. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei im ersten Zeitintervall der Sollwert (uC2*) für die Bezugsspannung (uC2) von Null und von einer DC-seitigen Gleichspannung (Ui) verschieden ist, und die Bezugsspannung (uC2) aus der DC-seitigen Gleichspannung (Ui) durch eine hochfrequente Taktung eines zweiten Brückenzweiges (2) der ersten Konverterstufe erzeugt wird.6. The method according to any one of claims 2 to 5, wherein in the first time interval, the reference value (uC2 *) for the reference voltage (uC2) is different from zero and from a DC-side DC voltage (Ui), and the reference voltage (uC2) from the DC-side DC voltage (Ui) is generated by a high-frequency clocking of a second bridge branch (2) of the first converter stage. 7. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die erste Konverterstufe einen ersten Brückenzweig (1) und einen zweiten Brückenzweig (2) aufweist, und sich die beiden Brückenzweige (1, 2) zum Erzeugen der im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung und der sinusförmig verlaufenden Halbschwingung abwechseln, oder gemäss einem der Ansprüche 4 bis 5 wobei sich die beiden Brückenzweige (1, 2) zum Erzeugen der im Wesentlichen konstanten Bezugsspannung und der sinusförmig verlaufenden Halbschwingung abwechseln.7. The method according to any one of claims 1 to 3, wherein the first converter stage has a first bridge branch (1) and a second bridge branch (2), and the two bridge branches (1, 2) for generating the substantially constant reference voltage and the sinusoidal alternate alternating half-wave, or according to one of claims 4 to 5 wherein the two bridge branches (1, 2) for generating the substantially constant reference voltage and the sinusoidal half-wave alternating. 8. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei ein zweiter Brückenzweig (2) der ersten Konverterstufe in Verbindung mit einem Mittelpunkt der DC-seitigen Gleichspannung (Ui) einen Dreipunktbrückenzweig zur Bildung der Bezugsspannung (uC2) über einen Ausgang des zweiten Brückenzweigs (2) bildet, und während zumindest eines Teils des zweiten Zeitintervalls eine mittlere DC-seitige Gleichspannung an den Ausgang des zweiten Brückenzweigs (2) geschaltet ist.8. Method according to one of claims 2 to 7, wherein a second bridge branch (2) of the first converter stage in conjunction with a midpoint of the DC-side DC voltage (Ui) a three-point bridge branch to form the reference voltage (UC2) via an output of the second bridge branch (UC2). 2), and during at least a part of the second time interval an average DC-side DC voltage is connected to the output of the second bridge branch (2). 9. Verfahren gemäss Anspruch 1, wobei während des ersten Zeitintervalls die AC-Spannung (uO) durch Umschalten der Polarität von jeweils aufeinanderfolgenden sinusförmig verlaufenden Halbschwingungen der Zwischenspannung (uC1*) erzeugt wird und während des zweiten Zeitintervalls die die AC-Spannung (uO) durch Modulation der Zwischenspannung (uC1*) durch hochfrequentes Umschalten der Polarität der Zwischenspannung (uC1*) erzeugt wird.9. The method according to claim 1, wherein during the first time interval, the AC voltage (u0) is generated by switching the polarity of each successive sinusoidal half-wave oscillations of the intermediate voltage (uC1 *) and during the second time interval, the AC voltage (uO) is generated by modulation of the intermediate voltage (uC1 *) by high-frequency switching of the polarity of the intermediate voltage (uC1 *). 10. Verfahren gemäss Anspruch 9, wobei der Konverter eine erste Konverterstufe zum Erzeugen der Zwischenspannung (uC1) aus einer DC-seitigen Gleichspannung (Ui) und eine zweite Konverterstufe (4) mit einem Ausgangsfilter (L2, C2) zum Umschalten der Polarität der Zwischenspannung (uC1) und zur Bildung der AC-Spannung (uO) aufweist, mittels einer mehrschleifigen Regelung - aus einem sinusförmigen netzfrequenten Sollwert (uO*) oder einem Messwert (uO) der AC-Spannung, mit optionaler Vorsteuerung eines Laststromes (iO), in einer Regelung des Ausgangsfilters, ein Sollwert (u2quer*) eines lokalen Mittelwertes einer Ausgangsspannung (u2) der zweiten Konverterstufe (4) bestimmt wird; und - aus diesem Sollwert (u2quer*) • einerseits durch Gleichrichtung ein Betragswert I u2quer* I und daraus nach Begrenzung nach unten auf den unteren Grenzwert (uC1) der Spannungssollwert (uC1*) für die Zwischenspannung (uC1) bestimmt wird; und •andererseits durch Division durch den unteren Grenzwert (hC1) und Begrenzung des Ausgang der Division auf Werte im Intervall (+1, -1) ein Tastgrad (D2) bestimmt wird, und aus dem Tastgrad (D2), beispielsweise durch Verschneiden mit einem zwischen +1 und -1 laufenden Dreiecksignal (d2) ein pulsbreitenmoduliertes Ansteuersignal (s2) zum Umschalten der zweiten Konverterstufe (4) bestimmt wird.10. The method according to claim 9, wherein the converter comprises a first converter stage for generating the intermediate voltage (uC1) from a DC-side DC voltage (Ui) and a second converter stage (4) with an output filter (L2, C2) for switching the polarity of the intermediate voltage (uC1) and for the formation of the AC voltage (uO), by means of a multi-loop control - from a sinusoidal power frequency setpoint (uO *) or a measured value (uO) of the AC voltage, with optional feedforward control of a load current (OK), in a control of the output filter, a desired value (u2quer *) of a local mean value of an output voltage (u2) of the second converter stage (4) is determined; and - from this setpoint value (u2quer *), on the one hand by rectification, an absolute value I u2 transverse * I and from this, after limitation down to the lower limit value (uC1), the voltage setpoint (uC1 *) for the intermediate voltage (uC1) is determined; and • on the other hand by dividing by the lower limit (hC1) and limiting the output of the division to values in the interval (+1, -1) one duty cycle (D2) is determined, and from the duty cycle (D2), for example by interleaving with one between +1 and -1 current triangular signal (d2) a pulse width modulated drive signal (s2) for switching the second converter stage (4) is determined. 11. Verfahren gemäss Anspruch 9 oder 10, wobei der untere Grenzwert (uC1) zeitlich variiert.11. The method according to claim 9 or 10, wherein the lower limit value (uC1) varies over time. 12. Verfahren gemäss Anspruch 9 oder 10, wobei der Tastgrad (D2) nicht durch Division durch den unteren Grenzwert (uC1) und Begrenzung des Ausgang der Division auf Werte im Intervall (+1,-1), sondern durch Division des Sollwerts (u2quer*) des lokalen Mittelwertes der Ausgangsspannung (u2) der zweiten Konverterstufe (4) durch einen auf das Intervall (+uC1, -uC1) begrenzten Messwert der Zwischenspannung (uC1) gebildet wird.12. The method according to claim 9 or 10, wherein the duty cycle (D2) not by dividing by the lower limit (uC1) and limiting the output of the division to values in the interval (+ 1, -1), but by dividing the setpoint (u2quer *) of the local mean value of the output voltage (u2) of the second converter stage (4) is formed by a measured value of the intermediate voltage (uC1) limited to the interval (+ uC1, -uC1).