CH701856A2 - Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und korrespondierende Schaltung. - Google Patents

Abstract

Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, und wobei eine Induktivität (5) zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss (28) der Wandlerschaltung geschaltet ist. Beim Umschalten zwischen den Schaltern (1, 2) des Brückenzweigs wird mittels der Induktivität (5) jedenfalls ein Strom zum Umladen von parasitären Kapazitäten (6, 7) der Schalter (1, 2) eingeprägt und weiters bezogen auf die Taktperiode ein definierter Eingangsstrommittelwert eingestellt. Eine Zeitdauer, während welcher jeweils einer der Schalter (1, 2) vor dem Umschalten leitend ist, ist mindestens so lang, dass die Induktivität (5) ausreichend Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten (6, 7) speichert. Durch gleichsinnige Änderung der Einschaltzeiten der Schalter (1, 2) kann weiters die Dauer der Pulsperiode verändert werden, ohne dass der Eingangsstrommittelwert beeinflusst wird.

Description

[0001] Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der elektronischen Schaltungstechnik und insbesondere auf ein Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und auf eine aktive Wandlerschaltung gemäss dem Oberbegriff der entsprechenden unabhängigen Patentansprüche.

STAND DER TECHNIK

[0002] In vielen leistungselektronischen Systemen werden Gleichrichter, welche eine Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandeln, eingesetzt. Im einfachsten Fall wird hierzu eine Schaltung bestehend aus Dioden, wie z.B. ein Brückengleichrichter, eingesetzt. Diese haben den Nachteil, dass sie relativ viele Oberschwingungen erzeugen und häufig auch einen Leistungsfaktor kleiner eins aufweisen. Um diese Nachteile zu beseitigen, werden aktive Gleichrichterschaltungen (PFC) eingesetzt, welche neben den Dioden auch aktive Schalter und zusätzliche passive Elemente, meist Induktivitäten, enthalten. Eine einfache Ausführungsform eines solchen PFC-Konverters besteht aus einem Brückengleichrichter und einem nachgeschalteten Boost-Konverter [z.B. Buch, «Power Electronics: Converters, Applications And Design», von Ned Mohan, William Robbins, Tore Undeland, 3te Auflage, erschienen 2007 bei John Wiley und Sons]. Mit dieser Schaltung kann ein Leistungsfaktor von 1 sowie ein sinusförmiger Netzstrom erreicht werden.

[0003] Ein Nachteil dieser Schaltung ist. dass immer drei aktive Bauelemente, 2 Dioden des Brückengleichrichters und der Schalter des Boost Konverters oder 2 Dioden des Brückengleichrichters und die Diode des Boost-Konverters, im Strompfad liegen. Dies führt zu relativ hohen Leitverlusten und damit zu einem niedrigen Wirkungsgrad des Konverters. Eine Möglichkeit die Leitverluste zu senken besteht darin, anstatt des Brückengleichrichters und dem nachgeschalteten Boost-Konverter eine integrierte Lösung zu verwenden. Diese kann z.B. aus zwei Schaltern und zwei Dioden bestehen, wobei die Elemente zu einem sogenannten Bridgeless PFC [z.B. «A Bridgeless PFC Boost Rectifier With Optimized Magnetic Utilization», von Yungtaek Jang; Jovanovic, M.M.. veröffentlicht in IEEE Transactions on Power Electronics, Volume 24. Issue 1. Jan. 2009] angeordnet sind.

[0004] Die Topologie erlaubt eine deutliche Reduktion der Leitverluste. Allerdings entstehen weiterhin relativ hohe Schaltverluste. Diese bestehen zum einen aus Reverse Recovery Verlusten der Dioden und kapazitiven Verlusten. Die Reverse Recovery Verluste der Dioden können dadurch vermieden werden, dass z.B. Schottky-Dioden eingesetzt werden. Damit bleiben als einzige Schaltverluste die kapazitiven Verluste übrig, welche bei jedem Schaltvorgang entstehen, da die parasitären Kapazitäten der aktiven Bauelemente und des Aufbaus aktiv durch ein Schaltelement umgeladen werden müssen. Dadurch ist es auch nicht sinnvoll möglich, dass z.B. für einen Schalter eine grössere Anzahl an parallel geschalteten MOSFETs verwendet wird, da dadurch die parasitäre Kapazität aufgrund der Ausgangskapazität der MOSFETS und damit die Schaltverluste stark ansteigen.

[0005] Eine weitere bekannte Ausführungsform von Gleichrichtersystemen setzt einzelne parallel geschaltete Gleichrichtersysteme ein, das sogenannte Interleaving, um den Rippel im Eingangsstrom und die Grösse der benötigten Eingangsinduktivität zu reduzieren. Beim Interleaving werden Techniken zum Synchronisieren der einzelnen Stufen Eingesetzt [z.B. A Novel Clossed Loop Interleaving Strategy of Multiphase Critical Mode Boost PFC Converters», von Xiaojun Xu und Alex Q. Huang, veröffentlicht auf der Power Electronics and Motion Control Conference. 2006.], wobei die Schaltfrequenzen der parallelen Stufen für jede Periode angepasst werden. Hierbei ist es wichtig, dass durch die Veränderung der lokalen Schaltfrequenz der lokale Mittelwert des Eingangsstromes nicht vom Sollwert abweicht.

DARSTELLUNG DER ERFINDUNG

[0006] Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und eine aktive Wandlerschaltung zu schaffen, welche Schaltverluste weiter verkleinert. Erfindungsgemäss geschieht dies durch ein Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung und durch eine aktive Wandlerschaltung gemäss den entsprechenden unabhängigen Patentansprüchen. Verluste, welche durch das Umladen der parasitären Kapazitäten entstehen, werden dabei durch ein geeignetes Steuerverfahren und eine geeignete Anordnung der Schalter zu beseitigen.

[0007] Zusammengefasst wird in dem Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, wobei eine Induktivität zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss der Wandlerschaltung geschaltet ist, beim Umschalten zwischen den Schaltern des Brückenzweigs mittels der Induktivität ein Strom zum Umladen von parasitären Kapazitäten der Schalter und des Aufbaus eingeprägt. Eine Zeitdauer, während welcher jeweils einer der Schalter vor dem Umschalten leitend ist, ist mindestens so lang, dass die Induktivität ausreichend Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten speichert.

[0008] Ausführlicher gesagt: In dem Verfahren wird eine aktive Wandlerschaltung angesteuert, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, wobei ein erster Schalter des ersten Brückenzweigs zwischen einen positiven Anschluss und einen Zweigmittelpunkt geschaltet ist. und ein zweiter Schalter des ersten Brückenzweigs zwischen einen negativen Anschluss und den Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und eine Induktivität zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss geschaltet ist, und ein zweiter Eingangsanschluss an den positiven oder den negativen Anschluss oder an einen geschalteten weiteren Anschluss der Wandlerschaltung geschaltet ist, wobei der erste Schalter eine erste parasitäre Kapazität und der zweite Schalter eine zweite parasitäre Kapazität aufweist.

[0009] Das Verfahren umfasst, dass, mit einer Periodendauer TPperiodisch wiederholt, durch Einschalten eines zweiten der beiden Schalter des Brückenzweiges, wobei der andere respektive erste Schalter ausgeschaltet ist, während einer ersten Zeitdauer T1 ein Strom durch die Induktivität aufgebaut wird, der zweite Schalter ausgeschaltet wird, wobei der erste Schalter ausgeschaltet bleibt, und die parasitären Kapazitäten durch einen mittels der Induktivität eingeprägten Strom umgeladen werden, bis die Spannung über dem ersten Schalter mindestens annähernd Null wird, wobei die erste Zeitdauer T1 mindestens so lange gewählt wird, dass die in der Induktivität gespeicherte Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten ausreicht. und wobei anschliessende der erste Schalter eingeschaltet wird, und sich der Strom durch die Induktivität abbaut, und nach einem Nulldurchgang des Stroms sich während einer zweiten Zeitdauer T2 ein Strom in Gegenrichtung durch die Induktivität aufbaut, der erste Schalter ausgeschaltet wird, wobei der zweite Schalter ausgeschaltet bleibt, und die parasitären Kapazitäten durch den mittels der Induktivität eingeprägten Strom in Gegenrichtung umgeladen werden, bis die Spannung über dem zweiten Schalter mindestens annähernd Null wird, wobei die zweite Zeitdauer T2 mindestens so lange gewählt wird, dass die in der Induktivität gespeicherte Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten ausreicht, die Zeiten T1 und T2 so gewählt werden, dass der Mittelwert des Stromes in der Induktivität einem vorgegebenen Sollwert entspricht, für das Umladen der Kapazitäten werden gewisse Mindestenergien benötigt, was sich dadurch ausdrückt, dass es - abhängig vom jeweiligen Arbeitspunkt - für T1 und T2einen Mindestwert gibt.

[0010] Durch dieses Verfahren können die Schaltverluste in dem ersten Brückenzweig deutlich reduziert, im Idealfall sogar vollständig eliminiert, werden. Dadurch beseitigt das Verfahren die Schaltverluste, welche durch die parasitären Kapazitäten der Schalter (z.B. MOSFETs) entstehen, und es ermöglicht damit, dass für die Realisierung eines Schalters mehrere parallel geschalteter Halbleiterbauelemente (z.B. MOSFETs) verwendet werden. Dadurch können die Leitverluste deutlich reduziert werden, was wiederum zu einer Steigerung der Effizienz führt. Ohne das beschriebene Verfahren hätten die Schaltverluste durch die inhärenten parasitären Kapazitäten der Halbleiterbauelemente, den Gewinn bei den Leitverlusten reduziert oder sogar kompensiert. Mit der höheren Effizienz der Schaltung sinken die Verluste und damit auch der benötigte Kühlaufwand, so dass sich kompakte Aufbauten bei hohem Wirkungsgrad realisieren lassen.

[0011] Die Wandlerschaltung ist typischerweise eine AC-DC-Wandlerschaltung, die bidirektional betrieben werden kann, also mit wählbarer Richtung des Leistungsflusses. In einzelnen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann die Wandlerschaltung aber auch als DC-DC-Wandler oder als unidirektionaler AC-DC-Wandler betrieben werden.

[0012] Die Wandlerschaltung weist vorzugsweise eine Steuereinrichtung zur Ansteuerung der Schalter der Wandlerschaltung auf, welche zur Ausführung des Verfahrens gemäss den vorgenannten Schritten und/oder den im Folgenden beschriebenen weiteren Varianten ausgebildet ist.

[0013] In einer bevorzugten Variante der Erfindung werden die erste und/oder die zweite Zeitdauer verlängert, wobei die Periode TP mit dem Verfahren durch Vergrössern von T1und T2 verlängert werden kann, ohne dass der Mittelwert des Eingangsstromes sich ändert, d.h. dass dieser immer noch gleich dem Sollwert ist. Um die Periode TPzu verlängern, werden, abhängig vom Arbeitspunkt, T1 und T2 gemeinsam mit Hilfe eines nichtlinearen Zusammenhangs vergrössert, so dass der Mittelwert des Stromes gleich dem Sollwert ist und so dass die parasitären Kapazitäten umgeladen werden und die Schalter bei annähernd Null Spannung eingeschaltet werden. Durch gleichsinnige Änderung der Einschaltzeiten der Schalter kann also die Dauer der Pulsperiode verändert werden, ohne dass der Eingangsstrommittelwert beeinflusst wird.

[0014] Dadurch dass mit dem Verfahren die Dauer einer Periode TPverändert werden kann, ohne dass der Mittelwert des Stromes und das Umschwingen der Kapazitäten für verlustloses/verlustarmes Schalten beeinflusst werden, können nun parallel geschaltete Brückenzweige (Interleaving) bei verlustlosem Schalten so synchronisiert werden, dass durch die Überlagerung der Ströme am Eingang ein minimaler Rippe! entsteht und die einzelnen Zweige unbeeinflusst dem Sollwert des Strommittelwertes folgen.

[0015] In einer weiteren bevorzugten Variante der Erfindung weist die Wandlerschaltung mindestens einen zweiten Brückenzweig auf, dessen Zweigmittelpunkt über eine zweite Induktivität an den ersten Eingangsanschluss geschaltet ist, und der mindestens eine zweite Brückenzweig in derselben Weise wie der erste Brückenzweig angesteuert wird, wobei die Ströme durch die erste und die zweite Induktivität zeitlich gegeneinander versetzt zur Minimierung eines Summenstromrippels am ersten Eingangsanschluss erzeugt werden.

[0016] Durch den geringeren Summenstromrippel sinkt der Aufwand bei der EMV Filterung am Eingang um die einschlägigen Normen zu erfüllen, so dass zum einen das Bauvolumen sinkt und zum anderen geringere Verluste in dem Filter entstehen. Weiterhin können die Eingangsinduktivitäten relativ kleine Induktivitätswerte aufweisen, so dass diese ein kleines Bauvolumen aufweisen und mit geringen Verlusten realisiert werden können.

[0017] In einer weiteren bevorzugten Variante der Erfindung ist der geschaltete weitere Anschluss der Wandlerschaltung ein Zweigmittelpunkt eines weiteren, langsam geschalteten Brückenzweiges ist, und sind der erste Eingangsanschluss und der zweite Eingangsanschluss an eine Wechselspannung geschaltet, und wobei der langsam geschaltete Brückenzweig mit derselben Frequenz schaltet, mit welcher die Wechselspannung das Vorzeichen wechselt.

[0018] Durch die niedrige Schaltfrequenz des gemeinsamen Brückenzweiges werden die Schaltverluste in diesem Brückenzweig vernachlässigbar und der Brückenzweig kann hinsichtlich der Leitverluste optimiert werden, so dass die Effizienz des Systems steigt. Weiterhin erlaubt der langsam geschaltete Brückenzweig eine kostengünstige Realisierung.

WEGE ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG

[0019] In Fig. 1 ist eine Ausführungsform der Topologie eines bidirektionalen Gleichrichters dargestellt, welche einen ersten 1, einen zweiten 2, einen dritten 3 und einen vierten 4 bidirektional leitenden Schalter, eine Induktivität 5, einen Ausgangskondensator 8 und eine Wechselspannungsquelle 9 aufweist. Weiterhin habe das erste Schaltelement eine erste 6 und das zweite Schaltelement eine zweite 7 parasitäre Kapazität, welcher so angeordnet ist. dass dieser die beiden geschalteten Kontakte überbrückt.

[0020] Der erste Schalter 1 ist an einem ersten Anschluss 17 über eine erste Leitung 13 mit einem ersten Anschluss 26 eines Ausgangskondensators 8 und an einem zweiten Anschluss 18 über eine zweite Leitung 16 mit einem ersten Anschluss 30 der Induktivität 5 und mit einem ersten Anschluss 19 des zweiten Schalters 2 verbunden. Ein zweiter 20 Anschluss des zweiten Schalters 2 ist über eine dritte Leitung 12 mit einem zweiten Anschluss 25 des Ausgangskondensators 8 verbunden. Ein zweiter Anschluss 29 der Induktivität 5 ist über eine vierte Leitung 10 mit einem ersten Anschluss 28 der Wechselspannungsquelle 9 verbunden. Ein erster Anschluss 24 des dritten Schalters 3 ist ebenfalls über die erste Leitung 13 mit dem ersten Anschluss 26 des Ausgangskondensators 8 verbunden. Ein zweiter Anschluss 27 der Wechselspannungsquelle 9 ist über eine vierte Leitung 11 mit einem zweiten Anschluss 23 des dritten Schalters 3 und mit einem ersten Anschluss 22 des vierten Schalters 4 verbunden. Ein zweiter Anschluss 21 des vierten Schalters ist ebenfalls über die zweite Leitung 12 mit dem zweiten Anschluss 25 des Ausgangskondensators 8 verbunden. An die erste Leitung 13 ist ein positiver Anschluss 14 und an die dritte Leitung 12 ein negativer Anschluss 15 einer Last oder allgemein einer Gleichspannungsquelle angeschlossen. Die vier Schalter 1, 2, 3, 4 bilden also eine Brückenschaltung mit Gleichspannungsanschlüssen und Wechselspannungsanschlüssen.

[0021] Zur Beschreibung der Steuerung der vier Schalter 1-4 wird die dritte Leitung 12 als Bezugspotential gewählt und es wird angenommen, dass der erste Anschluss 28 der Wechselspannungsquelle ein positives Potential gegenüber dem zweiten Anschluss 27 hat.

[0022] Der erste Brückenzweig, aufweisend den ersten 1 und den zweiten 2 Schalter, schaltet mit einer Frequenz oberhalb der Grundperiode der Wechselspannungsquelle 9, und der zweite Brückenzweig, aufweisend den dritten 3 und den vierten 4 Schalter, schaltet mit der Frequenz, mit welcher die Wechselspannungsquelle 9 das Vorzeichen wechselt. Dabei ist in einem Brückenzweig jeweils entweder kein Schalter oder genau ein Schalter geschlossen, nie jedoch beide Schalter auf einmal. In dem betrachteten Fall, ist der vierte Schalter 4 die gesamte Zeit, solange der erste Anschluss 28 der Wechselspannungsquelle positives Potential gegenüber dem zweiten Anschluss 27 der Wechselspannungsquelle hat. geschlossen, d.h. der erste 22 und der zweite 21 Anschluss des vierten Schalters 4 sind elektrisch miteinander verbunden und der dritte Schalter ist geöffnet, d.h. der erste 24 und der zweite 23 Anschluss des dritten Schalters 4 sind elektrisch nicht miteinander verbunden. Der Ausgangskondensator 8 ist auf die Ausgangsspannung UDCaufgeladen, wobei der erste Anschluss 26 ein positives Potential gegenüber dem zweiten Anschluss 25 des Kondensators hat und die Spannung UDC grösser ist, als die Amplitude der Wechselspannung der Wechselspannungsquelle 9.

[0023] In Fig. 2 ist der Verlauf des Stromes I1.5 in der Induktivität 5 in Richtung vom zweiten Anschluss 29 zum ersten Anschluss 30 der Induktivität und der Verlauf der Spannung US2über dem zweiten Schalter 2 mit Bezugsrichtung vom ersten Anschluss 19 zum zweiten Anschluss 20 des zweiten Schalters 2 dargestellt, wobei die beiden horizontalen Achsen die Zeitachsen darstellen und die vertikalen Achsen die Amplitudenwerte angeben. Zu Beginn der Taktperiode t0 wird der zweite Schalter 2 geschlossen, d.h. die positive Spannung der Wechselspannungsquelle 9 fällt über der Induktivität 5 ab und der Strom in der Induktivität 5 beginnt zu steigen. Bei Erreichen eines vorgegebenen Stromwertes I1bzw. nach einer festen Zeit T1 wird der zweite Schalter 2 geöffnet und der Strom, welcher durch die Induktivität 5 eingeprägt wird, lädt die zweite parasitäre Kapazität 7 auf und entlädt die erste parasitäre Kapazität 6, so dass die Spannung über dem zweiten Schalter 2 zu steigen beginnt. Sobald die Spannung über dem zweiten Schalter 2 gleich der Ausgangsspannung UDC ist. d.h. die Spannung über dem ersten Schalter 1 ist gleich null, wird der erste Schalter 1 eingeschaltet. Dabei ist der Stromwert I1so zu wählen, dass die gespeicherte Energie in Induktivität 5 ausreicht, um den ersten 6 und die zweite 7 parasitäre Kapazitäten umzuladen, d.h. dass die Spannung über dem ersten Schalter 1 zumindest annähernd null wird. Mit der sich einstellenden negativen Spannung an der Induktivität 5, d.h. der erste Anschluss 30 der Induktivität hat ein höheres Potential als der zweite Anschluss 29, nimmt der Strom in der Induktivität ab. Ab dem Zeitpunkt wird der Strom in der Induktivität 5 negativ und die Zeitdauer T2 beginnt. Sobald der Strom einen gewissen Wert I2 erreicht, bzw. nach Ablaufen der Zeit T2, wird der erste Schalter 1 zum Zeitpunkt t4 geöffnet und der Strom in der Induktivität 5 entlädt den ersten 6 und lädt die zweite 7 parasitäre Kapazität. Dabei wird vorzugsweise die Zeitdauer T2so gewählt, dass durch das Entladen der ersten 6 und der zweiten 7 parasitären Kapazität die Spannung über dem zweiten Schalter 2 null wird, so dass der zweite Schalter 2 zum Zeitpunkt t5 spannungslos einschalten kann. Mit der positiven Spannung über der Induktivität 5 nimmt der Strom wieder zu und erreicht zum Zeitpunkt t6den Wert Null. Die Periode TP des beschriebenen Zyklus dauert dabei vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t6.

[0024] Im Falle einer negativen Spannung der Wechselspannungsquelle 9, d.h. das Potential des ersten Anschlusses 28 der Wechselspannungsquelle 9 ist negativ in Bezug auf den zweiten Schluss 27, ist der dritte Schalter 3 geschlossen und der vierte 4 Schalter geöffnet, und der erste 1 und der zweite 2 Schalter vertauschen in der vorangegangenen Beschreibung der Funktionsweise ihre Rolle. Weiterhin invertiert sich der Strom in der Induktivität 5.

[0025] Eine Eigenschaft des Steuerverfahrens ist dabei, dass zum einen der erste Schalter 1 und der zweite Schalter 2 spannungslos ein- und ausschalten und dass in der Periode TPder Strom in der Induktivität 5 einen vorgegebenen Mittelwert einhält. Für das spannungslose Einschalten des zweiten Schalters 1 zum Zeitpunkt t2 muss die Periode T1eine gewisse Mindestdauer haben, welche vom Verhältnis der Ausgangsspannung UDC zur Spannung der Wechselspannungsquelle 9 abhängt. Für das spannungslose Einschalten des ersten Schalters zum Zeitpunkt t5, muss die Periode T2 eine gewisse Mindestdauer haben, welche vom Verhältnis der Ausgangsspannung UDC zur Spannung der Wechselspannungsquelle 9 abhängt. In Fig. 7 ist beispielhaft der Verlauf der Mindestwerte T1minfür T1 und T2min für T2für eine halbe Periode einer sinusförmigen Wechselspannung der Wechselspannungsquelle 9 dargestellt. Mit den Mindestdauern für T1 und T2 ergibt sich eine minimale Dauer für TP, welche vom Verhältnis der Ausgangsspannung UDC zur Spannung der Wechselspannungsquelle 9 und den Bauteilwerten abhängt. Diese Mindestdauer für TP ergibt sich als Summe der Mindestdauern von T1 und T2. Nun ist es möglich die Perioden T1 und T2 grösser als die Mindestdauern zu wählen und damit die Periode TPzu verlängern. Dies kann zum einen genutzt werden, um den Mittelwert des Stromes durch die Induktivität 5 einzustellen, so dass dieser einer Sollgrösse, z.B. einer Sinusform bei einem Gleichrichter, folgt, oder es ist möglich die Länge der Periode TP zu verändern, ohne dass der Mittelwert IMW des Stromes durch die Induktivität 5 verändert wird. Dies kann für die Synchronisation von parallel geschalteten Zweigen genutzt werden, wie im folgenden Abschnitt erläutert wird. In Fig. 8ist für einen angenommenen Betriebspunkt beispielhaft die Abhängigkeit der beiden Zeiten T1 und T2von der Periode TP für einen konstanten Strommittelwert dargestellt.

[0026] Weiterhin kann bei einem festen Mittelwert des Stromes durch die Induktivität 5 und bei spannungslosem Schalten des ersten 1 und des zweiten 2 Schalters die Periodendauer TPdurch Vergrössern von T1 und T2 verlängert werden. Dies kann mit einem Aufbau nach Fig. 3 geschehen. Darin liegt zusätzlich zur den bereits beschriebenen Schaltungselementen ein weiterer schnell schaltender Zweig vor, mit einem fünften 36 und einem sechsten 40 Schalter, mit zugeordneten weiteren parasitären Kapazitäten 38, 42, zur Verbindung der Gleichspannungsanschlüsse mit einem Brückenmittelpunkt, welcher über eine zweite Induktivität 33 an die Wechselspannungsquelle 9 angeschlossen ist. Dabei werden die Ströme in der ersten Induktivität 5 und der zweiten Induktivität 33 über die beiden schnell schaltenden Zweige synchronisiert geschaltet. Durch das Synchronisieren der Ströme kann nach bekannter Art der Stromrippel in der Wechselspannungsquelle verkleinert werden. Neuartig hierbei ist, dass die beiden schnell schaltenden Zweige einen gemeinsamen langsamen Zweig bestehend aus dem dritten 3 und dem vierten 4 Schalter als Rückleiter haben.

[0027] In Fig. 4 ist eine weitere Aufbauform der Schaltung dargestellt, in welcher sich antiparallel bei einem oder mehreren Schaltern eine Diode, als Teil des Schalters, befindet. Dabei sind die Kathode einer antiparallelen Diode 43 des ersten Schalters 1 und die Kathode einer antiparallelen Diode 45 des dritten Schalters 3 an der ersten Leitung 1, welche mit dem ersten, positiven Anschluss 26 des Ausgangskondensators 8 verbunden ist, angeschlossen. Die Anode einer antiparallelen Diode 44 des zweiten Schalters 2 und einer antiparallelen Diode 46 des vierten Schalters 4 sind mit der dritten Leitung 12 verbunden, welche an dem negativen, zweiten Anschluss 25 der Ausgangskondensators 8 angeschlossen ist. Mit den antiparallelen Dioden wird erreicht, dass die Schalter nicht geschlossen sind, wenn der Strom durch den Schalter in Richtung vom jeweiligen zweiten Anschluss 18, 20, 21, 23 zum jeweiligen ersten Anschluss 17, 19, 22, 24 fliesst. Die Funktionsweise der Steuerung ändert sich dadurch nicht.

[0028] Anstatt der Wechselspannungsquelle 9 kann auch eine DC Spannungsquelle 47, wie in Fig. 5dargestellt ist, verwendet werden. Dabei kann der dritte 3 und der vierte 4 Schalter entfallen und ein negativer Anschluss 49 der DC Spannungsquelle 47 wird mit der dritten Leitung 12, d.h. dem negativen Anschluss 15 der Last, verbunden. Die Amplitude der DC Spannungsquelle 47 muss dabei wiederum kleiner sein als die Spannung des Ausgangskondensators 8. Die Funktionsweise der Steuerung ist prinzipiell genauso, wie wenn die Wechselspannungsquelle 9 eine positive Spannung hat.

[0029] Neben dem Betrieb der Schaltung nach Fig. 1als Gleichrichter, kann die Schaltung auch als Wechselrichter eingesetzt werden, d.h. der mittlere Leistungsfluss findet vom Ausgangskondensator 8 zur Wechselspannungsquelle 9 oder zur DC Spannungsquelle 47 statt. Dazu muss bei einer positiven Spannung der Wechselspannungsquelle 9 ein negativer Mittelwert des Stromes durch die Induktivität 5 eingeprägt werden, d.h. der Strom muss im Mittel von dem ersten Anschluss 30 der Induktivität zum zweiten Anschluss 29 fliessen. Dies kann leicht durch Vertauschen der Funktionen des ersten 1 und des zweiten 2 Schalters erreicht werden. Dies bedeutet, dass zu Beginn der Periode TP zuerst der erste 1 Schalter geschlossen wird und in der Induktivität 5 ein negativer Strom aufgebaut wird. Am Ende der Periode TP wird der erste Schalter 1 geöffnet und der Strom in der Induktivität 5 lädt den ersten 6 und die zweite 7 parasitären Kapazität um, so dass die Spannung über dem zweiten Schalter 2 kleiner wird. Sobald die Spannung über dem zweiten Schalter 2 zum Zeitpunkt t2 gleich Null wird, wird der zweite Schalter 2 eingeschaltet. Nun baut sich der Strom in der Induktivität 5 ab und wird zum Zeitpunkt t3 gleich null. Anschliessend steigt der Strom in der Induktivität 5 während der Periode T2 wieder an und zum Zeitpunkt t4 wird der zweite Schalter 2 geöffnet, so dass der Strom in der Induktivität 5 wiederum den ersten 6 und die zweite 7 parasitäre Kapazität umlädt. Sobald die Spannung über dem ersten Schalter I gleich null ist, wieder dieser zum Zeitpunkt t5 geschlossen. Die Periode TP endet wiederum zum Zeitpunkt t6. Mit dem beschriebenen Steuerverfahren ist es wiederum möglich, ein Schalten des ersten 1 und zweiten 2 Schalters bei null Spannung und ein Einstellen des Mittelwertes lMW des Stromes in der Induktivität 5 und damit des Leistungsflusses zu erreichen.

[0030] Eine Ausführungsform der Schalter besteht dabei vorzugsweise aus MOSFETs, kann jedoch auch mit JFETs, IGBTs oder anderen abschaltbaren Halbleitern realisiert werden.

Claims (8)

1. Verfahren zum Ansteuern einer aktiven Wandlerschaltung, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, wobei ein erster Schalter des ersten Brückenzweigs zwischen einen positiven Anschluss (14) und einen Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und ein zweiter Schalter (2) des ersten Brückenzweigs zwischen einen negativen Anschluss (15) und den Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und eine Induktivität (5) zwischen den Zweigmittelpunkt und einem ersten Eingangsanschluss (28, 48) geschaltet ist, und ein zweiter Eingangsanschluss (27, 49) an den positiven oder den negativen Anschluss (14, 15) oder an einen geschalteten weiteren Anschluss der Wandlerschaltung geschaltet ist, wobei der erste Schalter (1) eine erste parasitäre Kapazität (6) und der zweite Schalter (2) eine zweite parasitäre Kapazität (7) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Verfahren, mit einer Periodendauer TP periodisch wiederholt - durch Einschalten eines zweiten der beiden Schalter des Brückenzweiges, wobei der andere respektive erste Schalter ausgeschaltet ist, während einer ersten Zeitdauer T1 ein Strom durch die Induktivität (5) aufgebaut wird, - der zweite Schalter ausgeschaltet wird, wobei der erste Schalter ausgeschaltet bleibt, und die parasitären Kapazitäten (6, 7) durch einen mittels der Induktivität (5) eingeprägten Strom umgeladen werden, bis die Spannung über dem ersten Schalter mindestens annähernd Null wird, - wobei die erste Zeitdauer T1 mindestens so lange gewählt wird, dass die in der Induktivität gespeicherte Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten (6, 7) ausreicht, - und wobei anschliessende der erste Schalter eingeschaltet wird, und sich der Strom durch die Induktivität (5) abbaut, und nach einem Nulldurchgang des Stroms sich während einer zweiten Zeitdauer T2 ein Strom in Gegenrichtung durch die Induktivität (5) aufbaut, - der erste Schalter ausgeschaltet wird, wobei der zweite Schalter ausgeschaltet bleibt, und die parasitären Kapazitäten (6, 7) durch den mittels der Induktivität (5) eingeprägten Strom in Gegenrichtung umgeladen werden, bis die Spannung über dem zweiten Schalter mindestens annähernd Null wird, - wobei die zweite Zeitdauer T2 mindestens so lange gewählt wird, dass die in der Induktivität gespeicherte Energie zum Umladen der parasitären Kapazitäten (6, 7) ausreicht.

2. Verfahren gemäss Anspruch 1, wobei die erste und/oder die zweite Zeitdauer verlängert werden, nach Massgabe eines vorgegebenen Strommittelwertes oder zur Steuerung eines Leistungsflusses durch die Wandlerschaltung.

3. Verfahren gemäss Anspruch 2, wobei ein Mittelwert des Stromes IMW durch die Induktivität (5) durch Variation der ersten Zeitdauer T1 einstellbar ist, wobei die zweite Zeitdauer T2 grösser/gleich dem Minimalwert gewählt wird und bei unverändertem Strommittelwert IMWdie Periodendauer TP durch gleichsinnige Erhöhung von T1 und T2 ausgehend von einem Mindestwert TPmin erhöht werden kann.

4. Verfahren gemäss Anspruch 2 oder 3, wobei die Wandlerschaltung mindestens einen zweiten Brückenzweig aufweist, dessen Zweigmittelpunkt über eine zweite Induktivität (33) an den ersten Eingangsanschluss (28, 48) geschaltet ist. und der mindestens eine zweite Brückenzweig in derselben Weise wie der erste Brückenzweig angesteuert wird, wobei die Ströme durch die erste und die zweite Induktivität (5. 33) zeitlich gegeneinander versetzt zur Minimierung eines Summenstromrippels am ersten Eingangsanschluss (28. 48) erzeugt werden.

5. Verfahren gemäss einem der bisherigen Ansprüche, wobei der geschaltete weitere Anschluss der Wandlerschaltung ein Zweigmittelpunkt eines weiteren langsam geschalteten Brückenzweiges ist. und der erste Eingangsanschluss (28, 48) und der zweite Eingangsanschluss (27, 49) an eine Wechselspannung geschaltet sind, und wobei der langsam geschaltete Brückenzweig mit derselben Frequenz schaltet, mit welcher die Wechselspannung das Vorzeichen wechselt.

6. Aktive Wandlerschaltung, wobei die aktive Wandlerschaltung eine Brückenschaltung mit mindestens einem ersten Brückenzweig aufweist, wobei ein erster Schalter des ersten Brückenzweigs zwischen einen positiven Anschluss (14) und einen Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und ein zweiter Schalter (2) des ersten Brückenzweigs zwischen einen negativen Anschluss (15) und den Zweigmittelpunkt geschaltet ist, und eine Induktivität (5) zwischen den Zweigmittelpunkt und einen ersten Eingangsanschluss (28, 48) geschaltet ist, und ein zweiter Eingangsanschluss (27, 49) an den positiven oder den negativen Anschluss (14, 15) oder an einen geschalteten weiteren Anschluss der Wandlerschaltung geschaltet ist, wobei der erste Schalter (1) eine erste parasitäre Kapazität (6) und der zweite Schalter (2) eine zweite parasitäre Kapazität (7) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerschaltung eine Steuereinrichtung zur Ansteuerung der Schalter des Wandlerschaltung aufweist, welche zur Ausführung des Verfahrens gemäss einem der vorangehenden Ansprüche ausgebildet ist.

7. Aktive Wandlerschaltung gemäss Anspruch 6, wobei die Wandlerschaltung mindestens einen zweiten Brückenzweig aufweist, dessen Zweigmittelpunkt über eine zweite Induktivität (33) an den ersten Eingangsanschluss (28, 48) geschaltet ist, und die Steuereinrichtung ausgebildet ist, den mindestens einen zweiten Brückenzweig in derselben Weise wie den ersten Brückenzweig anzusteuern. und dabei die Ströme durch die erste und die zweite Induktivität (5, 33) zeitlich gegeneinander versetzt zur Minimierung eines Summenstromrippels am ersten Eingangsanschluss (28, 48) zu erzeugen.

8. Aktive Wandlerschaltung gemäss Anspruch 6 oder 7, wobei der geschaltete weitere Anschluss der Wandlerschaltung ein Zweigmittelpunkt eines weiteren, langsam geschalteten Brückenzweiges ist, und der erste Eingangsanschluss (28, 48) und der zweite Eingangsanschluss (27, 49) an eine Wechselspannung geschaltet sind, und die Steuereinrichtung ausgebildet ist, den langsam geschalteten Brückenzweig mit derselben Frequenz zu schalten, mit welcher die Wechselspannung das Vorzeichen wechselt.