BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Funkverbindungsgerät nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Um vom fahrenden Auto aus Telefongespräche über eine Basisstation führen zu können, ist beispielsweise aus dem SEV Bulletin 77 (1986) 3, Seite 145 bis 148 ein sogenanntes Mobiltelefonsystem bekannt, welches mit Hilfe eines aus einer Sender Empfänger-Einheit und einer Stationseinheit bestehenden Funkverbindungsgerätes arbeitet, wobei die Stationseinheit einen Benutzer-Apparat, eine Schaltung zur NF-Signalverarbeitung, eine Bedienungskontrolleinheit, eine weitere Kontrolleinheit, eine Signalisiereinheit und eine Speisung umfasst.
Bei derartigen Mobiltelefonsystemen sowie auch auf dem Gebiet der Ruraltelefonie stellt sich das Problem, möglichst universell verwendbare, kleine und handliche Funkverbindungsgeräte zu schaffen, die bei einer hohen Anzahl Kanäle nicht zuviel Leistung brauchen.
Dieses Problem wird in vorteilhafter Weise durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Massnahmen gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigt:
Fig. 1 das Blockschaltbild eines erfindungsgemässen Funkverbindungsgerätes,
Fig. 2 das Blockschaltbild eines Frequenzsynthetisierers zu einem solchen Funkverbindungsgerät,
Fig. 3 das Schaltbild eines Duplexfilters zu diesem Funkverbindungsgerät, Fig.4 die Frequenzkennlinie des Sende- bzw. Empfangsfilters eines solchen Duplexfilters,
Fig. 5 die Schaltbilder einer Oszillatorschaltung und einer Kontrollschaltung zur Sender-Empfänger-Einheit eines solchen Funkverbindungsgerätes.
Das Funkverbindungsgerät nach Fig. 1 umfasst eine Stationseinheit STE mit dem zugehörigen Benutzerapparat BA, der beispielsweise ein Telefonapparat oder ein Computer- oder Te lexterminal sein kann, und eine an eine Antenne A angeschlossene Sender-Empfänger-Einheit SEE, welche einen eingangsseitig mit dem Ausgangssignal So einer Oszillatorschaltung OS beaufschlagten Frequenzsynthetisierer SY aufweist, dessen ein Signal Sf abgebender Ausgang über die Reihenschaltung eines Modulators Mo und eines Leistungsverstärkers PA mit dem Sendeanschluss eines Duplex-Filters DF verbunden ist. Dabei wird das Signal Sf auch dem ersten Eingang einer ersten Mischerstufe MS zugeführt, dessen zweiter Eingang mit dem über die Antenne A und dem Empfangspfad des Duplex-Filters DF geführten Empfangssignal S' e beaufschlagt ist.
Das Ausgangssignal Sx der ersten Mischerstufe MS wird mit einem zweiten Ausgangssignal S' o der Oszillatorschaltung OS in einer zweiten Mischerstufe MX gemischt, dessen Ausgangssignal Sy über die Reihenschaltung eines Verstärkers AM und eines Demodulators DM dem Signaleingang der Stationseinheit STE zugeführt wird.
Die Sender-Empfänger-Einheit SEE umfasst zudem eine Kontrollschaltung AFC (automatic frequency control), die eingangsseitig mit dem Ausgangssignal Sz des Verstärkers AM und mit dem Signal So beaufschlagt ist und derenAusgangssignal Sp zur Steuerung der Oszillatorschaltung OS dient.
Der Frequenzsynthetisierer nach Fig. 2 weist einen Phasenvergleicher PH auf, der die Phase des Ausgangssignals Sv eines Frequenzteilers DIV mit der Phase des Ausgangssignals 5' 0 eines weiteren Frequenzteilers DV vergleicht und dessen Ausgangssignal über eine Verstärkerschaltung VP dem Eingang eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO zugeführt wird, der das Signal Sf liefert, mit dem auch der Signaleingang des Frequenzteilers DIV beaufschlagt wird, wobei der Frequenztei ler DV eingangsseitig mit dem Signal So beaufschlagt ist.
Das Funkverbindungsgerät nach Fig. 1 mit dem Frequenzsynthetisierer nach Fig. 2 funktioniert folgendermassen:
Die Basisstation sendet ein für ein bestimmtes Funkverbindungsgerät speziell codiertes bzw. moduliertes Signal Se der Frequenz fe aus, das über die Antenne A empfangen wird.
Über die Antenne A kann ebenfalls ein Signal Sa gesendet werden. Die Signale Se und Sa sind zuerst als Suchsignale und nach der Herstellung einer Verbindung als Sprech- oder Datensignale vorgesehen.
Der Frequenzsynthetisierer SY liefert ein Signal Sf mit einer Frequenz fa zwischen 890 und 915 MHz, wobei das Signal Sf durch ein von der Stationseinheit STE geliefertes Signal Sm als Ruf- oder Sprechsignal moduliert wird. Das modulierte Signal wird durch den Leistungsverstärker PA verstärkt und durch das Duplex-Filter DF als Signal Sa an die Antenne A weitergegeben. Das ausgestrahlte Signal Sa gelangt an die in der Figurnicht dargestellte Antenne der Basisstation. Gemäss der Norm NMT 900 arbeitet das Funkverbindungsgerät derart mit der Basisstation zusammen, dass die Frequenz fe immer um den Wert Df = 45 MHz grösser als die Frequenz fa ist und zwar unabhängig davon, ob das Funkverbindungsgerät sendet oder empfängt.
Das empfangene Signal Se liegt somit immer im Frequenzband 935 bis 960 MHz, so dass das Signal Sx am Ausgang der Mischstufe MS eine Frequenz fx = 45 MHz aufweist. Die Oszillatorschaltung OS liefert das Signal S'o der Frequenz f' o = 3. fo = 44,55 MHz, die sich als speziell günstig erweist. Das Signal Sy am Ausgang der Mischstufe MX weist somit eine Frequenz fy = 45 - 44,5 = 0,45 MHz = 450 kHz auf. Am Ausgang des Verstärkers AM erscheint schliesslich ein Signal Sz, das über den Demodulator DM dem Eingang der Stationseinheit STE zur Auswertung zugeführt wird. Gemäss der Norm NMT 900 steht eine Bandbreite von 960 - 935 = 25 MHz für 1000 Frequenzkanäle zur Verfügung, was 25 kHz pro Kanal ergibt, wobei davon beispielsweise 100 Kanäle für Anrufzwecke und 900 Kanäle für Sprache oder Daten reserviert sein können.
Falls die Mobilstation eine Verbindung aufbauen möchte, werden in einer bestimmten Reihenfolge die 900 Frequenzkanäle für Sprache oder Daten abgetastet, um den ersten, der als frei erkannt wird, zu belegen. Bevor aber über diesen Kanal Sprach- oder Datensignale übertragen werden, beauftragt die Stationseinheit STE mit Hilfe des Rufsignals die Basiszentrale, die Verbindung mit dem gewünschten Teilnehmer herzustellen.
Sobald die Verbindung hergestellt ist, kann über diesen Frequenzkanal übertragen werden, wobei die Frequenz des empfangenen Signals wie immer um 45 MHz höher als die Sendefrequenz liegt.
Das Duplexfilter nach Fig. 3 besteht aus einem Empfangsfilter (oben) und einem Sendefilter (unten). Beide Filter weisen je eine erste Induktivität LE1 und LSI, deren Abgriffe gemeinsam an die Anstenne A angeschlossen sind, und je eine zweite Induktivität LE2 und LS2 auf, deren Abgriffe den Empfängerbzw. Senderanschluss des Duplexfilters bilden.
Der nichtgeerdete Anschluss der Induktivität LE1 ist einerseits über die Reihenschaltung eines Kondensators CE1 und einer Varaktor-Diode DE1 mit Erde und andererseits über eine weitere Induktivität LE mit dem nichtgeerdeten Anschluss der Induktivität LE2 verbunden, der ebenfalls über die Reihenschaltung eines Kondensators CE2 und einer Varaktor-Diode DE2 mit Erde verbunden ist. Dabei sind die nichtgeerdeten Anschlüsse der Varaktor-Dioden DEI und DE2 über die Reihenschaltung zweier Induktivitäten El und E2 miteinander verbunden, deren gemeinsamem Anschluss das Ausgangssignal Sr des Verstärkers VP (Fig. 2) zugeführt wird. Vorzugsweise kann das Filter mit koaxialen Keramikresonatoren aufgebaut werden.
Sendeseitig ist ebenfalls der nichtgeerdete Anschluss der Induktivität LS1 einerseits sowohl über einen Kondensator Cl als auch über die Reihenschaltung eines Kondensators Kl und einer PlN-Diode Dl mit Erde und andererseits über eine weitere Induktivität LS mit dem nichtgeerdeten Anschluss der Induktivität LS2 verbunden, der ebenfalls sowohl über einen weiteren Kondensator C2 als auch über die Reihenschaltung eines Kondensators K2 und einer PIN-Diode D2 mit Erde verbunden ist.
Zudem sind die nichtgeerdeten Anschlüsse der PIN-Dioden Dl und D2 über die Reihenschaltung zweier Induktivitäten L1 und L2 miteinander verbunden, deren gemeinsamem Anschluss der Strom il zugeführt wird, der von einer durch eines der Steuersignale Sd gesteuerten Stromquelle Q1 geliefert wird, wobei der Kondensator K1 oder K2, die PIN-Diode D1 oder D2 und die Induktivität L1 oder L2 jeweils eine Kondensatorschaltung bilden. Die Anschlüsse der Induktivität LS sind mit je einer weiteren Kondensatorschaltung verbunden, die jeweils aus einem Kondensator K3 bzw. K4, einer PIN-Diode D3 bzw. D4 und einer Induktivität L3 bzw. L4 bestehen, deren gemeinsamem Anschluss der Strom i2 zugeführt wird, der von einer durch die Steuersignale Sd gesteuerten Stromquelle Q2 geliefert wird.
An die Klemmen der Induktivität LS können selbstverständlich noch weitere Kondensatorschaltungen angeschlossen sein, denen einzeln oder paarweise ein gesteuerter Strom zugeführt werden kann.
Das Duplexfilter nach Fig. 3 funktioniert nun folgender- weise:
Die Stromquellen Q1 und Q2 sind ein- und ausschaltbar; wenn sie eingeschaltet sind, liefern sie einen Strom il, der über die PIN-Dioden D1 und D2 fliesst und die Kondensatoren K1 und K2 mit Erde verbindet, bzw. einen Strom i2, der über die PIN-Dioden D3 und D4 fliesst und die Kondensatoren K3 und K4 mit Erde verbindet. Sonst sind die Kondensatoren praktisch nicht geerdet. Das Sendefilter hat daher vier Stufen, die durch die Kapazitätswerte der Kondensatoren C1, C1 + K1, C1 + K3 und C1 +K1 +K3 sowie C2, C2+K2, C2+K4 und C2+K2+K4 bestimmt sind.
Diese vier Stufen entsprechen vier Positionen der Filtercharakteristik Cs in Fig. 4, in der die Dämpfung a (dB) des gewünschten Sendefrequenzbandes Bs und des gewünschten Empfangsfrequenzbandes Be in Funktion der Frequenz angegeben ist. Das Sendefrequenzband hat eine Bandbreite von 25 MHz, die von vier Stufen zu je 6,25 MHz (= 25 MHz) sehr gut überdeckt werden kann. Anstelle eines üblichen breitbandigen Sendefilters der Charakteristik Bs, wie es beispielsweise für Mobiltelefonie aus dem Prospekt UK-TACS 1000/NMT 900 der Firma Cellphone bekannt ist, kann somit das umschaltbare schmalbandige Sendefilter nach Fig. 3 eingesetzt werden, das vor allem klein, leicht, preiswert und stromsparend ist. Für den Empfängerteil kann ebenfalls ein vierstufiges, den Frequenzbereich 935 bis 960 MHZ abdeckendes Filter verwendet werden, das ebenfalls mit Signalen Sd gesteuert wird.
Ein grosser Vorteil von solchen steuerbaren, schmalbandigen Filtern besteht darin, dass im Gegensatz zu den breitbandigen viel kleinere Anforderungen an ihre Flankensteilheit gestellt werden müssen. Anstelle eines beispielsweise fünf bis sechs Schwingkreise aufweisenden fünf- bis sechspoligen breitbandigen Filters kann durch die Erfindung ein schmalbandiges zweipoliges Filter mit geringerer Flankensteilheit eingesetzt werden.
Da jeder Schwingkreis etwas zur Übertragungsdämpfung beiträgt, kann dank der Erfindung ein leistungssparender Verstärker vorgesehen werden, der somit weniger Strom verbraucht und daher beispielsweise eine kleinere Battierie erfordert.
In Fig. 3 ist jedoch als Empfangs filter die beschriebene mit Varaktor-Dioden statt PIN-Dioden bestückte Version angegeben, die allerdings gegenüber dem vierstufigen Filter insofern vereinfacht ist, dass sie mit lediglich 2 Kondensatorschaltungen auskommt. Bei dieser Variante geschieht die Steuerung nicht durch digitale Signale Sd aus der Stationseinheit STE, sondern durch das analoge vom Frequenzsynthetisierer SY gelieferte Signal Sr, das eine kontinuierliche Aussteuerung der Mittenfrequenz erlaubt. Dies ist beim Empfängerteil möglich, weil die maximale Amplitude des Emfpangssignals S' e relativ klein ist, was den Einsatz einer Varaktor-Diode erlaubt.
Die in Fig. 5 dargestellte Oszillatorschaltung OS besteht aus der Reihenschaltung eines Oszillators OSZ, eines Frequenzvervielfachers MP und eines Bandpassfilters PB, um ein Signal S'o zu gewinnen, dessen Frequenz n-mal grösser als die Frequenz des Signals So ist. Der Oszillator OSZ ist ein spannungsgesteuerter, temperaturkompensierter Kristalloszillator (VCTCXO), dessen Frequenz mit Hilfe des Ausgangssignals Sp der Kontrollschaltung AFC gezogen werden kann, welche einen Phasen-Frequenz-Vergleicher PHC aufweist, der die Phase des über einen Frequenzteiler DV1 mit dem Teilungsfaktor K1 geführten Signals So mit der Phase des über einen Frequenzteiler DV2 mit dem Teilungsfaktor K2 geführten Signals Sz vergleicht.
Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers PHC wird über ein Tiefpassfilter mit dem Steuereingang des Kristalloszillators OSZ als Steuersignal Sp zugeführt.
Die Schaltungen OS und AFC nach Fig. 5 funktionieren in der Weise, dass eine Korrektur der durch Temperatur und andere Schwankungen verursachten Frequenzabweichungen des Signals So durch Vergleich der durch den Faktor K1 = 264 dividierten Frequenz fo des Signals So mit der durch den Faktor K2 = 8 dividierten Frequenz fz des Signals Sz vorgenommen wird. Durch den auf diese Weise entstehenden Regelkreis wird die Frequenz fz: 8 gleich der Frequenz fo : 264 gehalten, so dass die Bedingung fz: 8 = fo : 264 erfüllt ist. Auf der anderen Seite gilt fz = fy = 45MHz-3fo
Aus diesen Gleichungen ergibt sich fo = 14,85 MHz und fy = 450 kHz.
DESCRIPTION
The present invention relates to a radio connection device according to the preamble of patent claim 1.
In order to be able to make phone calls from a moving car via a base station, a so-called cell phone system is known from SEV Bulletin 77 (1986) 3, pages 145 to 148, for example, which works with the aid of a radio connection device consisting of a transmitter-receiver unit and a station unit , wherein the station unit comprises a user apparatus, a circuit for LF signal processing, an operator control unit, a further control unit, a signaling unit and a feed.
With such mobile telephone systems and also in the field of rural telephony, the problem arises of creating small and handy radio connection devices which can be used as universally as possible and which do not require too much power with a large number of channels.
This problem is solved in an advantageous manner by the measures specified in the characterizing part of patent claim 1.
Advantageous embodiments of the invention are specified in the dependent claims.
The invention is explained in more detail below on the basis of exemplary embodiments in conjunction with the accompanying drawings. It shows:
1 shows the block diagram of a radio connection device according to the invention,
2 shows the block diagram of a frequency synthesizer for such a radio connection device,
3 shows the circuit diagram of a duplex filter for this radio connection device, FIG. 4 shows the frequency characteristic of the transmit or receive filter of such a duplex filter,
Fig. 5 shows the circuit diagrams of an oscillator circuit and a control circuit for the transmitter-receiver unit of such a radio connection device.
1 comprises a station unit STE with the associated user equipment BA, which can be, for example, a telephone set or a computer or telex terminal, and a transmitter-receiver unit SEE connected to an antenna A, which has an output signal on the input side Such an oscillator circuit OS has acted upon frequency synthesizer SY, the output of which outputs a signal Sf is connected via the series connection of a modulator Mo and a power amplifier PA to the transmission connection of a duplex filter DF. In this case, the signal Sf is also fed to the first input of a first mixer stage MS, the second input of which is supplied with the received signal S 'e via the antenna A and the reception path of the duplex filter DF.
The output signal Sx of the first mixer stage MS is mixed with a second output signal S 'o of the oscillator circuit OS in a second mixer stage MX, the output signal Sy of which is fed to the signal input of the station unit STE via the series circuit of an amplifier AM and a demodulator DM.
The transmitter-receiver unit SEE also includes a control circuit AFC (automatic frequency control), which is supplied with the output signal Sz of the amplifier AM and the signal So on the input side and whose output signal Sp is used to control the oscillator circuit OS.
2 has a phase comparator PH, which compares the phase of the output signal Sv of a frequency divider DIV with the phase of the output signal 5 '0 of a further frequency divider DV and whose output signal is fed via an amplifier circuit VP to the input of a voltage-controlled oscillator VCO, which supplies the signal Sf, which is also applied to the signal input of the frequency divider DIV, the frequency divider DV being supplied with the signal So on the input side.
The radio connection device according to FIG. 1 with the frequency synthesizer according to FIG. 2 functions as follows:
The base station sends out a signal Se of frequency fe which is specially coded or modulated for a specific radio connection device and which is received via antenna A.
A signal Sa can also be sent via antenna A. The signals Se and Sa are provided first as search signals and after the establishment of a connection as speech or data signals.
The frequency synthesizer SY delivers a signal Sf with a frequency fa between 890 and 915 MHz, the signal Sf being modulated as a call or speech signal by a signal Sm supplied by the station unit STE. The modulated signal is amplified by the power amplifier PA and passed on to the antenna A as a signal Sa by the duplex filter DF. The emitted signal Sa reaches the antenna of the base station, not shown in the figure. According to the NMT 900 standard, the radio connection device cooperates with the base station in such a way that the frequency fe is always greater than the frequency fa by the value Df = 45 MHz, regardless of whether the radio connection device is transmitting or receiving.
The received signal Se is therefore always in the frequency band 935 to 960 MHz, so that the signal Sx at the output of the mixer MS has a frequency fx = 45 MHz. The oscillator circuit OS supplies the signal S'o of the frequency f 'o = 3. fo = 44.55 MHz, which has proven to be particularly favorable. The signal Sy at the output of the mixer MX thus has a frequency fy = 45 - 44.5 = 0.45 MHz = 450 kHz. Finally, a signal Sz appears at the output of the amplifier AM, which signal is fed via the demodulator DM to the input of the station unit STE for evaluation. According to the NMT 900 standard, a bandwidth of 960 - 935 = 25 MHz is available for 1000 frequency channels, which results in 25 kHz per channel, 100 channels of which can be reserved for calling purposes and 900 channels for voice or data.
If the mobile station wants to establish a connection, the 900 frequency channels for voice or data are scanned in a certain order in order to occupy the first one that is recognized as free. Before voice or data signals are transmitted via this channel, the station unit STE uses the call signal to instruct the base center to establish the connection with the desired subscriber.
As soon as the connection is established, transmission can take place via this frequency channel, the frequency of the received signal being, as always, 45 MHz higher than the transmission frequency.
3 consists of a receive filter (top) and a send filter (bottom). Both filters each have a first inductor LE1 and LSI, the taps of which are connected to antenna A, and a second inductor LE2 and LS2, of which taps the receiver or. Form the transmitter connection of the duplex filter.
The ungrounded connection of the inductor LE1 is connected to earth on the one hand via the series connection of a capacitor CE1 and a varactor diode DE1 and on the other hand via a further inductor LE to the ungrounded connection of the inductor LE2, which is also connected via the series connection of a capacitor CE2 and a varactor. Diode DE2 is connected to earth. The ungrounded connections of the varactor diodes DEI and DE2 are connected to one another via the series connection of two inductors El and E2, the common connection of which supplies the output signal Sr of the amplifier VP (FIG. 2). The filter can preferably be constructed with coaxial ceramic resonators.
On the transmission side, the ungrounded connection of the inductor LS1 is also connected to earth on the one hand both via a capacitor C1 and via the series connection of a capacitor Kl and a PlN diode D1 and on the other hand via a further inductor LS to the ungrounded connection of the inductor LS2, which is also both is connected to earth via a further capacitor C2 and also via the series connection of a capacitor K2 and a PIN diode D2.
In addition, the ungrounded connections of the PIN diodes Dl and D2 are connected to one another via the series connection of two inductors L1 and L2, the common connection of which is supplied with the current il, which is supplied by a current source Q1 controlled by one of the control signals Sd, the capacitor K1 or K2, the PIN diode D1 or D2 and the inductance L1 or L2 each form a capacitor circuit. The connections of the inductance LS are each connected to a further capacitor circuit, each consisting of a capacitor K3 or K4, a PIN diode D3 or D4 and an inductor L3 or L4, the common connection of which is supplied with the current i2, which is supplied by a current source Q2 controlled by the control signals Sd.
Of course, further capacitor circuits can also be connected to the terminals of the inductance LS, to which a controlled current can be supplied individually or in pairs.
3 now works as follows:
The current sources Q1 and Q2 can be switched on and off; when they are switched on, they deliver a current il which flows via the PIN diodes D1 and D2 and connects the capacitors K1 and K2 to earth, or a current i2 which flows via the PIN diodes D3 and D4 and the capacitors K3 and K4 connects to earth. Otherwise the capacitors are practically not grounded. The transmission filter therefore has four stages, which are determined by the capacitance values of the capacitors C1, C1 + K1, C1 + K3 and C1 + K1 + K3 as well as C2, C2 + K2, C2 + K4 and C2 + K2 + K4.
These four stages correspond to four positions of the filter characteristic Cs in FIG. 4, in which the attenuation a (dB) of the desired transmission frequency band Bs and the desired reception frequency band Be is given as a function of the frequency. The transmission frequency band has a bandwidth of 25 MHz, which can be covered very well by four levels of 6.25 MHz (= 25 MHz). Instead of a conventional broadband transmission filter with the characteristic Bs, as is known, for example, for mobile telephony from the UK-TACS 1000 / NMT 900 brochure from Cellphone, the switchable narrowband transmission filter according to FIG. 3 can be used, which is above all small, light, is inexpensive and energy-saving. A four-stage filter covering the frequency range 935 to 960 MHz can also be used for the receiver part, which is also controlled with signals Sd.
A great advantage of such controllable, narrow-band filters is that, in contrast to the broad-band, much smaller demands have to be made on their slope. Instead of a five- to six-pole broadband filter having, for example, five to six resonant circuits, a narrow-band two-pole filter with a lower slope can be used by the invention.
Since each resonant circuit contributes somewhat to the transmission loss, a power-saving amplifier can be provided thanks to the invention, which therefore consumes less power and therefore requires, for example, a smaller battery.
In FIG. 3, however, the version described, which is equipped with varactor diodes instead of PIN diodes, is specified as the reception filter, which, however, is simplified compared to the four-stage filter in that it requires only two capacitor circuits. In this variant, the control is not carried out by digital signals Sd from the station unit STE, but by the analog signal Sr supplied by the frequency synthesizer SY, which permits a continuous modulation of the center frequency. This is possible with the receiver part because the maximum amplitude of the reception signal S 'e is relatively small, which allows the use of a varactor diode.
The oscillator circuit OS shown in FIG. 5 consists of the series connection of an oscillator OSZ, a frequency multiplier MP and a bandpass filter PB in order to obtain a signal S'o, the frequency of which is n times greater than the frequency of the signal So. The oscillator OSZ is a voltage-controlled, temperature-compensated crystal oscillator (VCTCXO), the frequency of which can be drawn using the output signal Sp of the control circuit AFC, which has a phase-frequency comparator PHC, which carries the phase of the frequency divider DV1 with the division factor K1 Signals So compared with the phase of the signal Sz carried by a frequency divider DV2 with the division factor K2.
The output signal of the phase comparator PHC is fed via a low-pass filter to the control input of the crystal oscillator OSZ as control signal Sp.
The circuits OS and AFC according to FIG. 5 function in such a way that the frequency deviations of the signal So caused by temperature and other fluctuations are corrected by comparing the frequency fo of the signal So divided by the factor K1 = 264 with that by the factor K2 = 8 divided frequency fz of the signal Sz is made. The frequency fz: 8 is kept equal to the frequency fo: 264 by the control loop that is created in this way, so that the condition fz: 8 = fo: 264 is fulfilled. On the other hand, fz = fy = 45MHz-3fo
These equations result in fo = 14.85 MHz and fy = 450 kHz.