beschreibung.
Die Bandsperre 11 gemäss der Fig. 2 besteht aus einem dreispurigen Übertrager 22, der drei induktiv miteinander gekoppelte Spulen 22a, 22b und 22c besitzt, und einem ersten Kondensator 23. Der zweipolige Eingang 18 der Bandsperre 11 ist über die beiden äusseren Spulen 22a und 22c des Übertragers 22 mit dem zweipoligen Teilnehmer-Ausgang 19 der Bandsperre 11 verbunden. Der mittleren Spule 22b des Übertragers 22 ist der erste Kondensator 23 parallel geschaltet und die beiden Pole dieser Parallelschaltung bilden den zweipoligen Trägerfrequenz Ausgang 20 der Bandsperre 11.
Die Ankopplung 9 gemäss der Fig. 3 besteht aus einem zweispuligen Übertrager 24 und einem zweiten Kondensator 25, der mit einer der beiden Spulen 24a des Übertragers 24 in Reihe geschaltet ist. Die andere der beiden Spulen 24b des Übertragers 24 ist mit einem Pol geerdet und bildet den Eingangskreis der Ankopplung 9, während die Reihenschaltung 24a; 25 ihrerseits den Ausgangskreis der Ankopplung 9 darstellt.
Der Demodulator 10 ist z.B. ein Analog-Multiplizierer mit nachgeschaltetem Tiefpassfilter oder ein Gleichrichter.
Der in der Fig. 4 wiedergegebene Demodulator 10 ist ein bekannter klassischer Einweggleichrichter, der aus einer Diode 26 und einem nachgeschalteten RC-Parallelglied R, C besteht. Die beiden Pole 27a und 27b des RC-Gliedes R; C bilden den zweipoligen Ausgang 28 des Demodulators 10, während die Anode der Diode 26 und der von dieser Diode 26 abgewandte Pol 27b des RC-Gliedes R; C den zweipoligen Eingang 29 des Demodulators 10 darstellen. Dieser abgewandte Pol 27b des RC-Gliedes R; C ist über einen Pol des Steuereinganges 21 des Verstärkers 8 in diesem an Masse gelegt (siehe Fig. 5).
Der Verstärker 8 gemäss der Fig. 5 enthält in einer bevorzugten Ausführung einen Operational Transconductance Amplifier (OTA) 30, z.B. vom Typ CA 3080 der Firma RCA, dessen invertierender und nichtinvertierender Eingang zusammen den zweipoligen Signaleingang 17 des Verstärkers 8 bilden und dessen Speiseeingang durch eine einpolig an Masse liegende positive Speisespannung V+ gespeist wird. Der Steuereingang des Operational Transconductance Amplifier 30 wird von einem Steuerstrom IABC gesteuert, der von einer einpolig an Masse liegenden Gleichspannungsquelle 31 über einen Emitterwiderstand 32 und die Emitter-Kollektor-Strecke eines PNP-Transistors 33 geliefert wird, wobei die Basis des PNP-Transistors 33 den nicht an Masse liegenden Pol des Steuereingangs 21 des Verstärkers 8 darstellt.
Der PNP-Transistor 33 und sein Emitterwiderstand 32 bilden zusammen eine spannungsgesteuerte Stromquelle 34. Der Ausgang des Operational Transconductance Amplifier 30 ist gleichzeitig der einpolige Ausgang des Verstärkers 8.
Funktionsbeschreibung
Die Funktionsweise des grössten Teils der Schaltung nach Fig. 1 mit Ausnahme desjenigen Teils, der den Demodulator 10 und denVerstärker 8 enthält, ist an sich aus der Fernsprechtechnik her bekannt und soll daher nachfolgend nur kurz in Erinnerung gerufen werden.
Sobald von der Fernsprechzentrale 1 eine Telefonverbindung zwischen der anrufenden Teilnehmerstation 3 und einer anderen, nicht dargestellten Teilnehmerstation hergestellt ist, fliesst das Sprachsignal der Bandbreite 300 Hz bis 3400 Hz von bzw. zu dem Telefonapparat 15 über die zweite Bandsperre 13, die Teilnehmerleitung 2, die erste Bandsperre 11, den Anrufsucher 4 und den Schnurstromkreis 16. Die Filterwirkung der Anbzw. Auskopplung 9 bzw. 12 verhindert ein Eindringen des Sprachsignals in den Verstärker 8 bzw. in den Gebührenmelder 14.
Sobald die Telefonverbindung hergestellt ist, werden in der Fernsprechzentrale 1 auf bekannte und daher nicht dargestellte Weise mittels eines Taximpulsgebers Taximpulse erzeugt, die den Taximpulskontakt 7 betätigen, so dass das im Trägerfrequenz-Oszillator 6 erzeugte Trägersignal der Frequenz 12 kHz bzw.l6 kHz amplitudengetastet, d.g. amplitudenmoduliert wird. Dieses modulierte Trägersignal erreicht über den Verstärker 8 direkt oder über einen Leistungsverstärker, die als Hochpassfilter mit galvanischer Trennung ausgelegte Ankopplung 9, die Teilnehmerleitung 2 und die als Filter mit galvanischer Trennung ausgelegte Auskopplung 12 den Gebührenmelder 14 in der Teilnehmerstation 3, wo das modulierte Trägersignal demoduliert und die demodulierten Impulse gezählt werden.
Die Bandsperren 11 und 13 verhindern das Eindringen des modulierten Trägersignals in die Telefonapparat-Schaltkreise, sowie die Störung der Taximpuls-Verbindung durch 12 kHz - bzw.
16 kHz - Restsignale aus dem Fernsprechkreis.
Wie bereits erwähnt, beeinflusst die Impedanz des Übertragungsweges, hier die Teilnehmerleitung 2, am Einspeisepunkt, d.h. am Ausgang der Ankopplung 9, dessen Ausgangspegel des Taximpuls-Senders 5, so dass z.B. Überspannungen oder auch - seltener - Unterspannungen entstehen können. Um dies zu vermeiden, wird neu das modulierte Trägersignal von der normalerweise im Übertrager 22 bereits vorhandenen mittleren Spule 22b in der ersten Bandsperre 11 zweipolig abgegriffen, was den Vorteil hat, einen zusätzlichen Übertrager einzusparen, und anschliessend dem Demodulator 10 zugeführt, wo das modulierte Trägersignal demoduliert, d.h. in Gleichspannungs-lmpulse zurückgewandelt wird.
Mit anderen Worten, während der Zeit, in der ein Taximpuls vorhanden ist, steht am Steuereingang 21 des Verstärkers 8 eine Regel-Gleichspannung an, die dem Ausgangspegel des Taximpuls-Senders 5 proportional ist und die den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 8 so regelt, dass dieser Ausgangspegel möglichst konstant ist. Die erste Bandsperre 11, der Demodulator 10, der Verstärker 8 und die Ankopplung 9 bilden somit zusammen einen Regelkreis.
Die Funktionsweise des Operational Transconductance Amplifier 30 in der Schaltung nach Fig. 5 als Gain control Verstärker ist an sich aus der Application note ICAN - 6668, Fig. 20, der Firma RCA (Radio Corporation of Arnerica) bekannt.
description.
2 consists of a three-track transformer 22, which has three inductively coupled coils 22a, 22b and 22c, and a first capacitor 23. The two-pole input 18 of the bandstopper 11 is via the two outer coils 22a and 22c of the transformer 22 is connected to the two-pole subscriber output 19 of the bandstop 11. The first capacitor 23 is connected in parallel to the middle coil 22b of the transformer 22 and the two poles of this parallel connection form the two-pole carrier frequency output 20 of the bandstop filter 11.
3 consists of a two-coil transformer 24 and a second capacitor 25, which is connected in series with one of the two coils 24a of the transformer 24. The other of the two coils 24b of the transformer 24 is grounded with one pole and forms the input circuit of the coupling 9, while the series circuit 24a; 25 in turn represents the output circuit of the coupling 9.
The demodulator 10 is e.g. an analog multiplier with a downstream low-pass filter or a rectifier.
The demodulator 10 shown in FIG. 4 is a known classic one-way rectifier, which consists of a diode 26 and a downstream RC parallel element R, C. The two poles 27a and 27b of the RC element R; C form the two-pole output 28 of the demodulator 10, while the anode of the diode 26 and the pole 27b of the RC element R; C represent the two-pole input 29 of the demodulator 10. This opposite pole 27b of the RC element R; C is connected to ground via a pole of the control input 21 of the amplifier 8 (see FIG. 5).
In a preferred embodiment, amplifier 8 according to FIG. 5 contains an operational transconductance amplifier (OTA) 30, e.g. of the type CA 3080 from the company RCA, the inverting and non-inverting input of which together form the two-pole signal input 17 of the amplifier 8 and the supply input of which is fed by a positive supply voltage V + connected to ground. The control input of the operational transconductance amplifier 30 is controlled by a control current IABC, which is supplied by a single-pole DC voltage source 31 via an emitter resistor 32 and the emitter-collector path of a PNP transistor 33, the base of the PNP transistor 33 represents the pole of the control input 21 of the amplifier 8 which is not connected to ground.
The PNP transistor 33 and its emitter resistor 32 together form a voltage-controlled current source 34. The output of the operational transconductance amplifier 30 is also the single-pole output of the amplifier 8.
Functional description
The mode of operation of the majority of the circuit according to FIG. 1, with the exception of the part which contains the demodulator 10 and the amplifier 8, is known per se from telephony technology and will therefore only be briefly recalled below.
As soon as a telephone connection between the calling subscriber station 3 and another subscriber station, not shown, is established by the telephone exchange 1, the voice signal with a bandwidth of 300 Hz to 3400 Hz flows from or to the telephone set 15 via the second bandstop 13, the subscriber line 2 first bandstop 11, the call finder 4 and the cord circuit 16. The filter effect of the supply or. Coupling 9 or 12 prevents the speech signal from entering the amplifier 8 or the charge detector 14.
As soon as the telephone connection is established, in the telephone exchange 1, in a known and therefore not shown manner, a taxi pulse generator generates taxi pulses which actuate the taxi pulse contact 7, so that the carrier signal of the frequency 12 kHz or 16 kHz generated in the carrier frequency oscillator 6 is amplitude-sampled, dg is amplitude modulated. This modulated carrier signal reaches via the amplifier 8 directly or via a power amplifier, the coupling 9 designed as a high-pass filter with galvanic isolation, the subscriber line 2 and the coupling 12 designed as a filter with galvanic isolation to the charge detector 14 in the subscriber station 3, where the modulated carrier signal demodulates and the demodulated pulses are counted.
The bandstops 11 and 13 prevent the modulated carrier signal from penetrating into the telephone circuitry, as well as the interference of the taxi pulse connection by 12 kHz - or
16 kHz - residual signals from the telephone circuit.
As already mentioned, the impedance of the transmission path, here the subscriber line 2, influences at the entry point, i.e. at the output of the coupling 9, the output level of the taxi pulse transmitter 5, so that e.g. Overvoltages or - less often - undervoltage can occur. In order to avoid this, the modulated carrier signal is tapped in two poles by the middle coil 22b, which is normally already present in the transformer 22, in the first bandstop filter 11, which has the advantage of saving an additional transformer, and is then fed to the demodulator 10, where the modulated carrier signal demodulated, ie is converted back into DC pulses.
In other words, during the time in which a taxi pulse is present, a control DC voltage is present at the control input 21 of the amplifier 8, which is proportional to the output level of the taxi pulse transmitter 5 and which regulates the amplification factor of the amplifier 8 in such a way that the latter Output level is as constant as possible. The first bandstop 11, the demodulator 10, the amplifier 8 and the coupling 9 thus together form a control loop.
The functioning of the operational transconductance amplifier 30 in the circuit according to FIG. 5 as a gain control amplifier is known per se from the application note ICAN-6668, FIG. 20, from the company RCA (Radio Corporation of Arnerica).