**WARNUNG** Anfang DESC Feld konnte Ende CLMS uberlappen **.
PATENTANSPRÜCHE
1. Anordnung zur Kompensation des elektromagnetisehen Störfelds, welches bei einer berührungslosen Abtastund Regeleinrichtung mit wenigstens einem hochfrequenten Messfeld zwischen einer Sensor-Elektrode und einer Gegen Elektrode durch die Sensor-Elektrode abgestrahlt wird, gekennzeichnet durch Mittel (6, 8; 16, 17;21; R; 34; 37) zur Erzeugung wenigstens eines Kompensationsfelds mit bezogen auf das hochfrequente Messfeld umgekehrter Phasenlage, gleicher Frequenz und effektiver Energieabstrahlung in verglichen mit der Wellenlänge der hochfrequenten Abstrahlung geringem Abstand zum Messfeld zum Erzielen eines wesentlich verringerten resultierenden Störfelds.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung des Kompensationsfeldes eine zweite abstrahlende Elektrode (8, 17, 21, R, 34, 37) in unmittelbarer Nähe der Sensor-Elektrode (7, 10, 20, P, 33, 36) angeordnet ist, die mit Wechselenergie gleicher Frequenz, umgekehrter Phase und einer solchen Leistung erregt wird, dass sich beide elektromagnetischen Störfelder zwischen den Elektroden und dem gemeinsamen Bezugspotential der Gegen-Elektrode (1, 9, 19, 35) nach aussen hin gegenseitig wenigstens grösstenteils aufheben.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite abstrahlende Elektrode (R) mit phasenumgekehrter Erregung so angeordnet ist, dass sie konzentrisch zur Sensorelektrode (P) liegt.
4. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden abstrahlenden Elektroden als induktive Ringelektroden (33,34, 20,21) spulenförmig ausgeführt und konzentrisch zueinander und/oder auf der gleichen gemeinsamen Mittelachse angeordnet sind.
5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite abstrahlende Elektrode (8, 17,37) seitlich zur Sensor-Elektrode (7, 10, 36) angeordnet ist und gleichermassen als zusätzliche Sensorelektrode an die berührungslose Abtast- und Regeleinrichtung geschaltet ist.
6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite abstrahlende Elektrode (8,37) mit phasenumgekehrter Erregung an den gleichen Schwingkreis (6, 38) wie die Sensor-Elektrode (7, 36), jedoch dessen Gegenpol, angeschlossen ist und dass die elektrische Mitte des Schwingkreises am Bezugspotential, vorzugsweise der Masse, liegt.
7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Lage der elektrischen Mitte einstellbar ist, um eine völlige Kompensation einstellen zu können.
8. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite abstrahlende Elektrode (17, 8) in einer konstanten Stellung zum gemeinsamen Bezugspotential so angeordnet ist, dass sie nicht als zweite Sensor-Elektrode wirkt.
9. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite abstrahlende Elektrode (17) über einen Verstärker (16) angeschlossen ist, dessen Verstärkungsfaktor einstellbar ist und an dessen Ausgang Signale mit umgekehrter Phasenlage verglichen mit der Sensor-Elektrode (10) anliegen.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (16) über eine extern angeordnete Feldstärkemesseinrichtung mit nachfolgender Regeleinrichtung so in seiner Verstärkung und/oder Phasenlage einstellbar ist, dass im Betrieb immer eine Kompensationsenergie am Verstärkerausgang zur zweiten abstrahlenden Elektrode (17) abgegeben wird, die das resultierende Störfeld zum minimal möglichen Wert reduziert.
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Kompensation des elektromagnetischen Störfelds bei einer berührungslosen Abtast- und Regeleinrichtung gemäss dem Oberbegriff von Anspruch 1.
Bei berührungslosen Abtasteinrichtungen werden vorwiegend kapazitive oder induktive Sensoren benutzt, die an einen oder mehrere Hochfrequenzkreise angeschlossen sind und deren elektrisches Verhalten vom relativen Abstand der abzutastenden Oberflächen oder Gegenstände zum Sensor abhängt.
So wird beispielsweise der Abstand zwischen einem Werkstück und einem Bearbeitungswerkzeug dadurch gemessen, dass die zwischen beiden bestehende elektrische Kapazität in einer Schaltungsanordnung so eingeschaltet ist, dass ihre Veränderung die elektrischen Werte der Schaltungsanordnung entsprechend verändert. Gleiches wird beispielsweise mit einer induktiven Abtastung bewirkt, wenn eine Seite der Messstrecke aus einer oder mehreren Spulen besteht, welche durch den Abstand zum Werkstück eine bestimmte Induktivität aufweist und bei der sich die Induktivität durch Veränderung des Abstands entsprechend verändert, was im allgemeinen ein elektrisch leitfähiges oder ferromagnetisches Material erfordert.
Bei den Änderungen in der Messstrecke handelt es sich oft um kleine Änderungsbeträge, die aber sehr genau erfasst und ausgewertet werden müssen. Meistens sind auch die erzielbaren Kapazitäten und/oder Induktivitäten relativ klein, da die sich gegenüberstehenden Flächen oder Körper der Messstrecken nur relativ geringe Abmessungen aufweisen. Deshalb verwendet man vorwiegend solche Schaltungsanordnungen in diesen Einrichtungen, die mit hohen Frequenzen und wegen der erwünschten hohen Nutzsignal/Störsignal Relationen auch mit entsprechend hohen Hochfrequenzspannungen arbeiten.
Es ist bekannt, solche Messstrecken in Oszillatorschaltungen anzuordnen, deren Frequenz verändert wird, wenn sich Veränderungen in den zu messenden Dimensionen ergeben.
In der Praxis sind eine Reihe von solchen Einrichtungen bekannt, die beispielsweise zum Messen von Füllständen in Behältern bei nichtleitenden Füllgütern, zum Erfassen der Bewegung von Zeigerinstrumenten und zum Messen des Abstands zwischen Werkstücken und Werkzeugen kapazitive und/oder induktive Glieder im Messkreis von Hochfrequenzoszillatoren verwenden.
Die Aufzählung ist nicht vollständig und soll nur einige Beispiele verdeutlichen.
Bei einem grossen Teil solcher Sensorschaltungen, die mit hochfrequenten Kreisen verbunden sind, ist es nicht möglich, die Messstrecke selbst so elektrisch abzuschirmen, dass die von den Gliedern der Messstrecke abgestrahlte hochfrequente elektromagnetische Energie auf die unmittelbare Umgebung der Messstrecke beschränkt bleibt.
Dieser Fall liegt beispielsweise dann vor, wenn ein grösseres Werkstück z.B. eine Stahlplatte, eine Seite der Messstrecke darstellt, während die andere Seite der Messstrecke (Elektrode) als kapazitiv wirkende Metallfläche in der Nähe der Stahlplaite angeordnet ist. In einem solchen Fall dient die Messstrecke beispielsweise dazu, die Lage eines Werkzeugs so im Abstand zur Stahlplatte zu regeln, dass die Bearbeitung der Stahlplatte optimal vorgenommen werden kann. Es ist nicht möglich, die gesamte Maschine, die eine solche Bearbeitung vornimmt, so abzuschirmen, dass das hochfrequente elektromagnetische Feld, welches zwischen Stahlplatte und Elektrode vorhanden ist, nach aussen hin unwirksam bleibt.
Wird in ähnlichen Abtasteinrichtungen ein induktiver Sensor verwendet, wie z.B. bei der Abtastung der Stellung
von Messinstrumenten, so kann das durch die Spulen erzeugte elektromagnetische Feld in vielen Fällen nicht geschirmt werden, weil die konstruktiven oder anwendungstechnischen Gegebenheiten dies nicht möglich machen.
Solche nicht abschirmbare, berührungslose Abtasteinrichtungen strahlen deshalb stets ein elektromagnetisches Feld ab, dessen Energie von der Messstreckenanordnung und von der darin angewendeten Leistung des Hochfrequenzkreises abhängt.
Es ist oben bereits angedeutet worden, dass die Hochfrequenzleistung im Messkreis wegen des geforderten Mindest Störabstands als Relation Nutzsignal/Störsignal zum Erzielen einwandfreier Funktion im Betrieb einen bestimmten Mindestwert erreichen muss, der in der Praxis einige Milliwatt bis einige Watt beträgt.
Entsprechend dieser Hochfrequenzleistung ist auch der von der Messstrecke als elektromagnetische Energie abgestrahlte Anteil kleiner oder grösser und liegt in Energiegrössenordnungen, die von benachbarten Empfangseinrichtungen, z.B. Rundfunk- oder Fernsehempfängern, welche auf die abgestrahlten Frequenzen abgestimmt sind, bereits aufgenommen werden können.
Durchwegs stören solche Frequenzen die gewünschten Empfangssignale.
Seit langer Zeit sind zwischenstaatlich und weltweit Vereinbarungen getroffen worden, die innerhalb der Staaten in Funkstörschutzbestimmungen niedergelegt sind und welche bestimmte Maximalwerte solcher Störausstrahlungen von berührungslosen Abtasteinrichtungen festlegen. Einige dieser Bestimmungen sind so gehalten, dass es unmöglich ist, bei bestimmten Anlagen den vorgesehenen Zweck der hochfrequenten Abtasteinrichtung zu gewährleisten, weil die dafür notwendige Hochfrequenzleistung hoch ist, der an der Messstrecke abgestrahlte Energieanteil die zugelassenen Grenzwerte überschreitet und somit die Anlage von den Überwachungsbehörden entweder überhaupt nicht zugelassen oder nur unter bestimmten Auflagen für den Betrieb freigegeben werden kann.
Diese Auflagen sind entweder von Staat zu Staat unterschiedlich oder aber räumlich beschränkt und führen oft zu hohen Kosten für die erforderliche behördliche Nachprüfung in jedem Einzelfall.
Nachteilig ist ferner die in solchen Auflagen vorgesehene Einschränkung auf besondere Frequenzbereiche, die oft eine unbefriedigende Funktion der Messstrecke zur Folge haben.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diese, oft wirtschaftlich schwerwiegenden Nachteile der bekannten Abtasteinrichtungen.
Erfindungsgemäss wird dies durch eine Anordnung erreicht, welche die Merkmale im Kennzeichen von Anspruch 1 aufweist.
Dabei wird also die elektromagnetische Energieabgabe des Mess- oder Abtastkreises, die nach den physikalischen Gesetzen nicht verhindert werden kann, in ihrer Wirkung auf die Umwelt durch eine entsprechende Energieabgabe gleicher Frequenz, jedoch umgekehrter Phase und sonst unter gleichen oder annähernd gleichen Bedingungen für die Abstrahlung kompensiert.
Durch die erfindungsgemässe Anordnung, für die nachfolgend einige Beispiele erläutert sind, wird eine solche Dämpfung der Störfelder erzielt, dass es möglich wird, selbst bei relativ starken Hochfrequenzleistungen in den Mess- und Abtastkreisen geringste resultierende Störfelder zu erreichen, welche Funkempfangseinrichtungen sogar in unmittelbarer Nähe nicht mehr stören.
Als Beispiel wird nun die Ausführung einer berührungslosen Messeinrichtung, die zum Regeln des Abstands zwischen einem Werkzeug und einem Werkstück dient, beschrieben und anhand der Zeichnungen erläutert.
Die Zeichnungen zur Erläuterung der Ausführungsbeispiele zeigen:
Figur 1 eine kapazitive Messstrecke mit den Merkmalen der Erfindung,
Figur 2 ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der Anordnung gemäss Figur 1,
Figur 3 eine als Induktivität ausgebildete Sensorelektrode,
Figur 4 eine kapazitive Sensorelektrode,
Figur 5 eine induktive Sensorelektrode, und
Figur 6 ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäss Figur 1.
In Fig. list mit 1 das Werkstück, eine Metallplatte, bezeichnet. 2 stellt das Werkzeug dar, z.B. einen Schweissbrenner, der durch einen Motor 3 über eine Regeleinrichtung 4 relativ zum Werkstück bewegt werden kann. Mit der Regeleinrichtung 4 ist eine Messeinrichtung 5 verbunden, welche einen Hochfrequenzschwingkreis 6 aufweist, der mit der Elektrode 7 zusammengeschaltet ist. Die Elektrode 7 ist mechanisch mit dem Werkzeug 2 verbunden; sie bewegt sich folglich mit diesem mit. Wenn das Werkzeug 2 sich näher zur Metallplatte 1 hinbewegt oder die Metallplatte 1 näher zum Werkzeug 2, so wird der Abstand zwischen Metallplatte 1 und Elektrode 7 ebenfalls geringer. Die Kapazität der Messstrecke wird folglich höher und damit die Frequenz des Schwingkreises niedriger, was über die Regeleinrichtung 4 das Anlaufen des Antriebs 3 in eine Richtung bewirkt, die den alten Abstand wiederherstellt.
Es ist ersichtlich, dass die Messstrecke durch den Abstand zwischen Metallplatte 1 und der Elektrode 7 bestimmte Messstrecke eine Energie abstrahlt, weil an der elektrischen Kapazität der Messstrecke eine hochfrequente Wechselspannung aus dem Schwingkreis anliegt.
Erflndungsgemäss wird bei diesem Beispiel diese störende Abstrahlung durch Hinzufügen eines zweiten Messkreises, bestehend aus der Elektrode 8, kompensiert. Die Elektrode 8 ist am gegenüberliegenden Ende des Schwingkreises angeschaltet und führt deshalb eine hochfrequente Wechseispan- nung umgekehrter Phase. Da die durch die Elektroden 7 und 8 abgestrahlten elektromagnetischen Felder in umgekehrte Phasenlage zueinanderstehen, heben sie sich gegenseitig entweder völlig oder zum grössten Teil auf. Die elektrische Mitte des Schwingkreises ist an Masse gelegt, um die umge kehrie Phasenlage an beiden Enden gegen Masse zu erzielen.
In der Praxis hat sich daher besonders bewährt, dass die Elektroden 7 und 8 räumlich nahe beieinanderstehen, aber sich gegenseitig nicht beeinflussen.
Dieses Beispiel stellt eine einfache Variante der erfindungsgemässen Einrichtung dar.
In Fig. 2 ist eine ähnliche Einrichtung beschrieben, bei der die Kompensation des HF-Felds durch ein zweites abstrahlendes kapazitives Feld umgekehrter Phasenlage erreicht wird, welches nicht am gleichen hochfrequenten Kreis liegt.
In Fig. 2 befindet sich an einem Werkstück 9 eine Elektrode 10 als Messelektrode. Sie ist in der Messeinrichtung 11 an einem Schwingkreis 12 angeschaltet, dessen Ausgang signal einer Auswerteschaltung 13 eingespeist wird, die ihrerseits am Ausgang 14 ein Regelsignal erzeugt, welches den Motor 15 antreibt.
Im Ausgang der Auswerteschaltung 13 liegt ferner ein Verstärker 16, welcher zur Kompensationselektrode 17 führt.
Der Verstärker ist in seiner Ausgangsspannung über eine Vorwahleinrichtung 18 veränderbar. Somit ist es möglich, die Hochfrequenzspannung am Ausgang einzustellen.
Der Verstärker 16 dreht die Phase um 180 Grad. Die an seinem Ausgang liegende Elektrode 17 ist bei diesem Beispiel nicht direkt dem Werkstück gegenüber angeordnet, sondern liegt räumlich in unmittelbarer Nähe der Elektrode 10, ohne auf dieses Feld einzuwirken. Ihr gegenüber ist die Maschinenmasse, an die auch das Werkstück 9 angeschlossen ist.
Somit befindet sich in der Messstrecke nur die Elektrode 10 mit einem bestimmten Störstrahlungsfeld. Die Spannung an der Kompensationselektrode 17 wird mittels Vorwahleinrichtung 18 so justiert, dass sich die Leistungen beider Felder der Elektroden 10 und 17 messbar aufheben. Die starre 180-Grad-Phasenlage zwischen beiden Elektroden wird dadurch erzielt, dass der Schwingkreis 12 mit dem Verstärker 16 verbunden ist, so dass dessen Phasenlage immer im Verstärkerausgang eine genau um 180 Grad verschobene Phase bewirkt.
Die Vorwahleinrichtung 18 kann mit einer nicht dargestellten Feldstärke-Messeinrichtung verbunden werden, die das resultierende Störfeld misst und derart auf die Vorwahleinrichtung rückkoppelt, dass diese so lange nachgestellt wird, bis das resultierende Störfeld jeweils Null ist.
Fig. 3 zeigt als weiteres Beispiel für die erfindungsgemässe Anordnung eine induktive Annäherungs-Messstrecke, deren Störfeld kompensiert wird.
In Fig. 3 ist ein metallischer Gegenstand 19 dargestellt, der auf den Sensor, welcher als Ringspule 20 ausgeführt ist, eine entweder induktivitätserhöhende oder -erniedrigende Wirkung in Abhängigkeit von der Entfernung ausübt.
Die Ringspule 20 ist in diesem Beispiel mit einer Ringspule 21 in Reihe geschaltet. Beide Spulen sind an einem Oszillator 22 geschaltet, in welchem ihre resultierende Induktivität die Frequenz des Oszillatorkreises bestimmt.
Ringspule 20 und Ringspule 21 sind so angeordnet, dass ihre Wickelrichtung gegensinnig verläuft. Im Beispiel Fig. 3 ist die Ringspule 21 oberhalb der Ringspule 20 angeordnet, so dass die Ringspule 20 hauptsächlich als Sensor dient, weil sie dem metallischen Gegenstand 19 näher liegt.
Das von der Ringspule 20 abgestrahlte elektromagnetische Störfeld wird in dieser Anordnung durch das genau gegenphasige Feld der Ringspule 21 erfindungsgemäss kompensiert.
Es ist auch möglich, analog zum Beispiel Fig. 1 die beiden Ringspulen 20 und 21 nebeneinander und gleichwertig als Sensoren anzuordnen, wobei wiederum die Ringspule 21 gegenphasig durchströmt ist.
Ebenso ist z.B. eine Ausgestaltung der Erfindung möglich, bei welcher die Ringspule 21 nicht in Reihe zur Ringspule 20, sondern von dieser völlig getrennt gespeist wird.
Entsprechend Fig. 2 liegt dann die Ringspule 21 im Ausgang eines Verstärkers, vorzugsweise mit einstellbarem Verstärkungsgrad und erhält so stets einen genau um 180 Grad phasengedrehten hochfrequenten Wechselstrom zur Erzeugung des Kompensationsfelds, welches erfindungsgemäss das resultierende hochfrequente Störfeld auf sehr kleine Werte herabsetzt. Diese Anordnung ist analog der kapazitiven Ausführung und entspricht somit der Fig. so dass eine besondere Erläuterung entfallen kann.
Allen erfindungsgemässen Anordnungen, für welche die oben genannten Beispiele nur einige Möglichkeiten der Anwendung darstellen, liegt zugrunde, dass die Kompensation der hochfrequenten Störfelder durch gegenphasige, kapazitive und/oder induktive Erregerkreise bewirkt wird, die so unmittelbar benachbart angeordnet sind, dass ihre Entfernung zueinander sehr klein ist, verglichen mit der Wellenlänge der hochfrequenten Energieabstrahlung. Dadurch ist die 180 Grad-Phasenbedingung nahezu völlig erfüllbar.
Besonders bewährt hat sich die Ausgestaltung der Erfindung bei kapazitiven Fühlern durch eine konzentrische Anordnung der kapazitiven Elektrode, eine Elektrode z.B.
als kreisförmiges Metallplättchen P, die andere Elektrode, welche gegenphasig gespeist wird, z.B. als umgebender Ring R. Wählt man dabei die Dicke von Ring und Plättchen sehr klein, verglichen mit dem Durchmesser, so ist das zwischen beiden Elektroden entstehende, nicht kompensierte Feld so gering, dass es nicht stört.
Fig. 4 zeigt eine solche Anordnung.
Verständlicherweise können die Elektroden aber auch nebeneinander angeordnet und dann z.B. als rechteckige Plättchen ausgebildet werden.
Im Falle von induktiven Elektroden, insbesondere von Ringspulen, hat sich die konstruktive Form nach Fig. 5 besonders bewährt. Hier ist auf einem Körper 32 aus Isolierstoff eine Spule 33 aufgewickelt, welche einer berührungslos abzutastenden Metallfläche 35 am nächsten liegt. Die Spule 34 ist darüber auf den gleichen Körper 32 aufgewickelt, jedoch von der Spule 33 und der Metallfläche 35 entfernt, so dass ihre Rückwirkung auf die Spule klein bleibt.
Die Entfernung zueinander ist jedoch sehr klein gegenüber der verwendeten Wellenlänge der hochfrequenten Energie. Beispielsweise beträgt die Entfernung zwischen den Spulen 33 und 34 nur 10 mm bei einer Wellenlänge von 30 m.
Somit ist sichergestellt, dass die gegenphasig erregte Spule 34 ein Feld erzeugt, das die Störwirkung des Feldes der Spule 33 aufhebt.
Die Richtungen der in den beiden Spulen fliessenden Ströme sind durch Pfeile gekennzeichnet. Die ausgezogenen Linien in vertikaler Richtung stellen das Feld der Spule 33 dar, die gestrichelten Linien das Feld der Spule 34. Beide Feldenheben sich in ihrer Wirkung nach aussen hin auf. Die Spule 33 wirkt jedoch als Flühlerelektrode gegenüber Platte 35.
Fig. 6 zeigt das Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Anordnung von Abstands-Messelektrode und Kompensationselektrode an einer Brennschneidemaschine.
Die Sensorelektrode 36 und die Kompensationselektrode 37 sind an einen Schwingkreis 38 gegenphasig angeschlossen, der in unmittelbarer Nähe der Elektroden untergebracht ist, z.B. am Brenner, der in Fig. 1 mit 2 bezeichnet ist. Der Schwingkreis ist mit dem Oszillator 39 zusammengeschaltet.
Die Kabelverbindung führt zur Auswerteschaltung 40. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist von besonderem Vorteil, dass nur eine Kabelverbindung benötigt wird, die als Koaxialkabel ausgeführt werden kann.
Die Erfindung ist selbstverständlich nicht auf die gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt. So können z.B. nicht nur schwingende Oszillatorschaltungen mit frequenzbestimmenden Kreisen in der Messstrecke, sondern auch passive Sensorschaltungen, die als Verstimmungs- oder kapazitive/ induktive Spannungsteiler wirken, erfindungsgemäss ausgeschaltet werden.
** WARNING ** beginning of DESC field could overlap end of CLMS **.
PATENT CLAIMS
1. Arrangement for compensation of the electromagnetic interference field, which is emitted by the sensor electrode in a contactless scanning and control device with at least one high-frequency measuring field between a sensor electrode and a counter electrode, characterized by means (6, 8; 16, 17; 21 ; R; 34; 37) for generating at least one compensation field with the phase position reversed with respect to the high-frequency measuring field, the same frequency and effective energy radiation at a short distance from the measuring field compared to the wavelength of the high-frequency radiation in order to achieve a substantially reduced resulting interference field.
2. Arrangement according to claim 1, characterized in that to generate the compensation field, a second radiating electrode (8, 17, 21, R, 34, 37) in the immediate vicinity of the sensor electrode (7, 10, 20, P, 33, 36) is arranged, which is excited with alternating energy of the same frequency, reverse phase and such a power that both electromagnetic interference fields between the electrodes and the common reference potential of the counter-electrode (1, 9, 19, 35) to the outside at least mutually for the most part.
3. Arrangement according to claim 2, characterized in that the second radiating electrode (R) with phase-reversed excitation is arranged so that it is concentric with the sensor electrode (P).
4. Arrangement according to claim 2, characterized in that the two radiating electrodes are designed as inductive ring electrodes (33, 34, 20, 21) in coil form and are arranged concentrically to one another and / or on the same common central axis.
5. Arrangement according to claim 2, characterized in that the second radiating electrode (8, 17.37) is arranged laterally to the sensor electrode (7, 10, 36) and is also connected as an additional sensor electrode to the non-contact scanning and control device .
6. Arrangement according to claim 2, characterized in that the second radiating electrode (8,37) with phase-reversed excitation to the same resonant circuit (6, 38) as the sensor electrode (7, 36), but its opposite pole, is connected and that the electrical center of the resonant circuit is at the reference potential, preferably the ground.
7. Arrangement according to claim 6, characterized in that the position of the electrical center is adjustable in order to be able to set a complete compensation.
8. Arrangement according to claim 2, characterized in that the second radiating electrode (17, 8) is arranged in a constant position to the common reference potential so that it does not act as a second sensor electrode.
9. Arrangement according to claim 2, characterized in that the second radiating electrode (17) is connected via an amplifier (16), the gain factor of which is adjustable and at the output of which signals with a reversed phase position are present compared to the sensor electrode (10).
10. The arrangement according to claim 9, characterized in that the amplifier (16) via an externally arranged field strength measuring device with subsequent control device in its gain and / or phase position is adjustable so that in operation always a compensation energy at the amplifier output to the second radiating electrode (17) is given, which reduces the resulting interference field to the minimum possible value.
The invention relates to an arrangement for compensating the electromagnetic interference field in a contactless scanning and control device according to the preamble of claim 1.
In the case of contactless scanning devices, mainly capacitive or inductive sensors are used, which are connected to one or more high-frequency circuits and whose electrical behavior depends on the relative distance of the surfaces or objects to be scanned from the sensor.
For example, the distance between a workpiece and a machining tool is measured by the fact that the electrical capacitance between the two is switched on in a circuit arrangement in such a way that its change correspondingly changes the electrical values of the circuit arrangement. The same is done, for example, with inductive scanning if one side of the measuring section consists of one or more coils, which has a certain inductance due to the distance from the workpiece and in which the inductance changes accordingly by changing the distance, which is generally an electrically conductive or ferromagnetic material.
The changes in the measuring section are often small amounts of change, but they have to be recorded and evaluated very precisely. In most cases, the capacitances and / or inductivities that can be achieved are also relatively small, since the opposing surfaces or bodies of the measurement sections have only relatively small dimensions. For this reason, mainly those circuit arrangements are used in these devices which operate at high frequencies and, because of the desired high useful signal / interference signal relationships, also with correspondingly high high-frequency voltages.
It is known to arrange such measuring sections in oscillator circuits whose frequency is changed when there are changes in the dimensions to be measured.
In practice, a number of such devices are known which, for example, use capacitive and / or inductive elements in the measuring circuit of high-frequency oscillators for measuring fill levels in containers in the case of non-conductive filling materials, for detecting the movement of pointer instruments and for measuring the distance between workpieces and tools.
The list is not exhaustive and is only intended to illustrate a few examples.
With a large part of such sensor circuits, which are connected to high-frequency circles, it is not possible to shield the measuring section itself so electrically that the high-frequency electromagnetic energy radiated by the members of the measuring section remains limited to the immediate vicinity of the measuring section.
This is the case, for example, if a larger workpiece, e.g. a steel plate, one side of the measuring section, while the other side of the measuring section (electrode) is arranged as a capacitive metal surface in the vicinity of the steel plate. In such a case, the measuring section serves, for example, to regulate the position of a tool at a distance from the steel plate in such a way that the machining of the steel plate can be carried out optimally. It is not possible to shield the entire machine that carries out such processing in such a way that the high-frequency electromagnetic field that is present between the steel plate and the electrode remains ineffective to the outside.
If an inductive sensor is used in similar scanning devices, e.g. when scanning the position
of measuring instruments, the electromagnetic field generated by the coils cannot be shielded in many cases because the design or application conditions do not make this possible.
Such non-shieldable, contactless scanning devices therefore always emit an electromagnetic field, the energy of which depends on the measuring path arrangement and on the power of the high-frequency circuit used therein.
It has already been indicated above that the high-frequency power in the measuring circuit, due to the required minimum signal-to-noise ratio as a useful signal / interference signal ratio, must achieve a certain minimum value in order to achieve perfect operation, which in practice is a few milliwatts to a few watts.
Corresponding to this high-frequency power, the portion radiated as electromagnetic energy from the measuring section is also smaller or larger and is in the order of magnitude of energy that neighboring receiving devices, e.g. Radio or television receivers that are tuned to the radiated frequencies can already be recorded.
Such frequencies consistently interfere with the desired reception signals.
For a long time, international and international agreements have been made which are laid down in radio interference protection regulations within the states and which determine certain maximum values of such interference emissions from non-contact scanning devices. Some of these provisions are held in such a way that it is impossible to guarantee the intended purpose of the high-frequency scanning device in certain systems because the high-frequency power required for this is high, the energy component radiated on the measuring section exceeds the permitted limit values and therefore the system is either monitored by the monitoring authorities cannot be approved at all or can only be released for operation under certain conditions.
These requirements vary from state to state or are spatially limited and often lead to high costs for the necessary official review in each individual case.
Another disadvantage is the restriction to special frequency ranges provided in such conditions, which often result in an unsatisfactory function of the measuring section.
The present invention avoids these, often economically serious, disadvantages of the known scanning devices.
According to the invention, this is achieved by an arrangement which has the features in the characterizing part of claim 1.
The electromagnetic energy output of the measuring or scanning circuit, which cannot be prevented according to physical laws, is compensated for in its effect on the environment by a corresponding energy output of the same frequency, but in the opposite phase and otherwise under the same or approximately the same conditions for the radiation .
The arrangement according to the invention, for which some examples are explained below, achieves such attenuation of the interference fields that it is possible to achieve the lowest resulting interference fields even with relatively strong high-frequency outputs in the measuring and scanning circuits, which radio reception devices do not even in the immediate vicinity bother more.
As an example, the design of a non-contact measuring device, which is used to regulate the distance between a tool and a workpiece, will now be described and explained with reference to the drawings.
The drawings to explain the exemplary embodiments show:
FIG. 1 shows a capacitive measuring section with the features of the invention,
FIG. 2 shows a modified exemplary embodiment of the arrangement according to FIG. 1,
FIG. 3 shows a sensor electrode designed as an inductor,
FIG. 4 shows a capacitive sensor electrode,
Figure 5 shows an inductive sensor electrode, and
FIG. 6 shows a modified exemplary embodiment of a circuit arrangement according to FIG. 1.
In FIG. 1 the workpiece, a metal plate, is designated by 1. 2 represents the tool, e.g. a welding torch which can be moved relative to the workpiece by a motor 3 via a control device 4. A measuring device 5 is connected to the control device 4 and has a high-frequency resonant circuit 6 which is connected to the electrode 7. The electrode 7 is mechanically connected to the tool 2; consequently it moves with it. When the tool 2 moves closer to the metal plate 1 or the metal plate 1 closer to the tool 2, the distance between the metal plate 1 and the electrode 7 also becomes smaller. The capacity of the measuring section is consequently higher and thus the frequency of the resonant circuit lower, which causes the drive 3 to start up in a direction via the control device 4, which restores the old distance.
It can be seen that the measuring section radiates energy due to the distance between the metal plate 1 and the electrode 7, because a high-frequency AC voltage from the resonant circuit is present at the electrical capacitance of the measuring section.
According to the invention, in this example, this disruptive radiation is compensated for by adding a second measuring circuit consisting of the electrode 8. The electrode 8 is switched on at the opposite end of the resonant circuit and therefore carries a high-frequency alternating voltage of the opposite phase. Since the electromagnetic fields emitted by the electrodes 7 and 8 are in the opposite phase to one another, they cancel one another either completely or for the most part. The electrical center of the resonant circuit is connected to ground in order to achieve the reverse phase position at both ends against ground.
In practice, it has therefore proven particularly useful that the electrodes 7 and 8 are spatially close to one another, but do not influence one another.
This example represents a simple variant of the device according to the invention.
A similar device is described in FIG. 2, in which the compensation of the HF field is achieved by a second radiating capacitive field of reversed phase position, which is not on the same high-frequency circuit.
2 shows an electrode 10 as a measuring electrode on a workpiece 9. It is connected to a resonant circuit 12 in the measuring device 11, the output of which is fed to an evaluation circuit 13, which in turn generates a control signal at the output 14 which drives the motor 15.
In the output of the evaluation circuit 13 there is also an amplifier 16 which leads to the compensation electrode 17.
The output voltage of the amplifier can be changed via a preselection device 18. It is therefore possible to set the high-frequency voltage at the output.
The amplifier 16 rotates the phase by 180 degrees. In this example, the electrode 17 located at its output is not arranged directly opposite the workpiece, but is spatially in the immediate vicinity of the electrode 10 without acting on this field. Opposite is the machine mass to which the workpiece 9 is also connected.
Thus, only the electrode 10 with a specific interference radiation field is located in the measuring path. The voltage at the compensation electrode 17 is adjusted by means of the preselection device 18 in such a way that the powers of both fields of the electrodes 10 and 17 are measurably canceled. The rigid 180-degree phase position between the two electrodes is achieved in that the resonant circuit 12 is connected to the amplifier 16, so that its phase position always causes a phase shifted exactly 180 degrees in the amplifier output.
The preselection device 18 can be connected to a field strength measuring device, not shown, which measures the resulting interference field and feeds back to the preselection device in such a way that it is adjusted until the resulting interference field is zero in each case.
3 shows, as a further example of the arrangement according to the invention, an inductive proximity measuring section, the interference field of which is compensated.
In Fig. 3, a metallic object 19 is shown, which exerts an inductance-increasing or decreasing effect on the sensor, which is designed as a ring coil 20, depending on the distance.
In this example, the ring coil 20 is connected in series with a ring coil 21. Both coils are connected to an oscillator 22 in which their resulting inductance determines the frequency of the oscillator circuit.
Ring coil 20 and ring coil 21 are arranged so that their winding direction runs in opposite directions. In the example in FIG. 3, the ring coil 21 is arranged above the ring coil 20, so that the ring coil 20 mainly serves as a sensor because it is closer to the metallic object 19.
In this arrangement, the electromagnetic interference field emitted by the ring coil 20 is compensated for by the exactly opposite phase field of the ring coil 21.
It is also possible to arrange the two toroidal coils 20 and 21 next to one another and as equivalent sensors, analogously to FIG. 1, again with the toroidal coil 21 flowing through in opposite phase.
Likewise, e.g. an embodiment of the invention is possible in which the toroidal coil 21 is not fed in series to the toroidal coil 20, but rather completely separately from it.
According to FIG. 2, the toroidal coil 21 is then in the output of an amplifier, preferably with an adjustable degree of amplification, and thus always receives a high-frequency alternating current that is exactly 180 degrees out of phase for generating the compensation field, which according to the invention reduces the resulting high-frequency interference field to very small values. This arrangement is analogous to the capacitive version and thus corresponds to the figure, so that a special explanation can be omitted.
All of the arrangements according to the invention, for which the above-mentioned examples represent only a few possible applications, are based on the fact that the compensation of the high-frequency interference fields is effected by antiphase, capacitive and / or inductive excitation circuits which are arranged so directly adjacent that their distance from one another is very great is small compared to the wavelength of the high-frequency energy radiation. This means that the 180 degree phase condition can be almost completely met.
The embodiment of the invention has proven particularly useful in the case of capacitive sensors by a concentric arrangement of the capacitive electrode, an electrode e.g.
as a circular metal plate P, the other electrode which is fed in phase opposition, e.g. as the surrounding ring R. If the thickness of the ring and plate is very small compared to the diameter, the uncompensated field between the two electrodes is so small that it does not interfere.
Fig. 4 shows such an arrangement.
Understandably, the electrodes can also be arranged next to each other and then e.g. be formed as a rectangular plate.
In the case of inductive electrodes, in particular ring coils, the constructive form according to FIG. 5 has proven particularly useful. Here, a coil 33 is wound on a body 32 made of insulating material, which is closest to a metal surface 35 to be scanned without contact. The coil 34 is wound on top of the same body 32, but removed from the coil 33 and the metal surface 35, so that its reaction to the coil remains small.
However, the distance from each other is very small compared to the wavelength of the high-frequency energy used. For example, the distance between the coils 33 and 34 is only 10 mm at a wavelength of 30 m.
This ensures that the coil 34 excited in phase generates a field that cancels the interference effect of the field of the coil 33.
The directions of the currents flowing in the two coils are indicated by arrows. The solid lines in the vertical direction represent the field of the coil 33, the dashed lines the field of the coil 34. Both fields cancel each other out in their effect. However, coil 33 acts as a sensor electrode opposite plate 35.
6 shows the exemplary embodiment of the arrangement according to the invention of distance measuring electrode and compensation electrode on a flame cutting machine.
The sensor electrode 36 and the compensation electrode 37 are connected in phase opposition to a resonant circuit 38 which is located in the immediate vicinity of the electrodes, e.g. on the burner, which is designated in Fig. 1 with 2. The resonant circuit is connected to the oscillator 39.
The cable connection leads to the evaluation circuit 40. In this exemplary embodiment, it is particularly advantageous that only one cable connection is required which can be designed as a coaxial cable.
The invention is of course not limited to the exemplary embodiments shown. For example, Not only oscillating oscillator circuits with frequency-determining circles in the measuring section, but also passive sensor circuits, which act as detuning or capacitive / inductive voltage dividers, are switched off according to the invention.